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Technisches Gebiet
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Diese
Patentanmeldung bezieht sich auf die Verbesserung der Leistung eines
Analog-Digital-Wandlers und insbesondere auf die Verbesserung eines
stör- bzw.
nebenwellenfreien Dynamikbereiches über ein breites Band von Frequenzen.
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Hintergrund
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Ein
Digital-Analog-Wandler (DAC = Digital-to-Analog Converter) wandelt
einen digitalen Eingangscode in ein analoges Ausgangssignal um.
Die Ausgabe eines Digital-Analog-Wandlers kann von der idealen Ausgangsgröße aufgrund
von Variationen beim Herstellungsprozess und aufgrund von verschiedenen
Quellen von Ungenauigkeiten im Digital-Analog-Umwandlungsprozess abweichen. Die Transferfunktion
eines Digital-Analog-Wandlers
ist eine Darstellung des Signals, das am Digital-Analog-Wandler-Ausgang als eine
Funktion des Eingangscodes erzeugt wird. Eine solche Aufzeichnung ist
nicht kontinuierlich, sondern sie ist eine Aufzeichnung von 2N Schritten, wobei N die Auflösung des
Digital-Analog-Wandlers in Bits ist. Für einen idealen Digital-Analog-Wandler
kann eine einzelne gerade Linie durch die Punkte bei jeder Codeübergangsgrenze,
beginnend beim Ursprung der Aufzeichnung, gezogen werden.
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1 zeigt
eine Aufzeichnung 10 eines Beispiels einer idealen Transferfunktion 12 für einen 3-Bit-Digital-Analog-Wandler
(3-Bit-DAC) mit Referenzpunkten an den Codeübergangsgrenzen. Der Digital-Analog-Wandler
erzeugt in diesem Beispiel eine Gesamtzahl von acht Schritten, wobei
jeder einen Wert eines digitalen Eingangscodes darstellt. Das Ausgangssignal
erreicht ein Minimum beim Code Null (000) und ein Maximum beim Code
(111). Somit tritt der Übergang
zur maximalen Ausgangsgröße nicht
bei der Referenzspannung Vref auf. Der Übergang
tritt bei einer Codebreite auf, die gleich ei fern niedrigstwertigen
Bit (LSB = least significant bit) ist. Ein niedrigstwertiges Bit
LSB ist Vref/2N.
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Einschränkungen
bezüglich
der bei der Herstellung verwendeten Materialien und Ungenauigkeiten,
die dem Umwandlungsprozess selbst innewohnen, bewirken, dass die
tatsächliche
Transferfunktion eines Digital-Analog-Wandlers von der idealen Transferfunktion
abweicht.
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Die
Abweichung einer Transferfunktion eines Digital-Analog-Wandlers
von einer geraden Linie wird als Nichtlinearität bezeichnet. 2 veranschaulicht eine
Aufzeichnung 20 einer nicht linearen Abweichung zwischen
der idealen Transferfunktion 12 und der tatsächlichen
Transferfunktion 22 des beispielhaften 3-Bit-Digital-Analog-Wandlers.
Die Unterschiede zwischen den idealen Spannungspegeln, bei denen
Codeübergänge auftreten,
und der tatsächlichen
Spannung werden als nicht lineare Fehler bezeichnet. Nicht lineare
Fehler bzw. Abweichungen können
in LSBs bzw. niedrigstwertigen Bits ausgedrückt werden (beispielsweise
1,3 LSB).
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Nicht
lineares Verhalten bzw. Nichtlinearität beeinflusst die Leistung,
die oft unter Verwendung von Parametern charakterisiert wird, die über eine Frequenzdomänenanalyse
erhalten werden, und wird typischerweise durch Ausführung einer
schnellen Fourier-Transformation (FFT = Fast Fourier Transform)
am analogen Ausgang des Digital-Analog-Wandlers DAC gemessen. 3 zeigt
eine Aufzeichnung 30 der Digital-Analog-Wandler-Ausgabe
in der Frequenzdomäne.
Die Grundfrequenz ist gleich der Frequenz der digitalen Eingangsgröße (d. h., dem
Signal, das mit dem Digital-Analog-Wandler gemessen wurde). Alle
anderen Frequenzkomponenten sind unerwünschte Signale, die aus einer
harmonischen Verzerrung, aus thermischem Rauschen, aus 1/f-Rauschen
und Quantisierungsrauschen resultieren. Einige Rauschquellen können nicht
vom DAC selbst herrühren.
Beispielsweise haben Verzerrung und thermisches Rauschen ihren Ursprung
von der externen Schaltung beim Eingang in den Digital-Analog-Wandler
DAC.
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Nicht
lineares Verhalten bzw. Nichtlinearität beim Datenwandler hat eine
harmonische Verzerrung zur Folge, wenn eine Analyse in der Frequenzdomäne ausgeführt wird.
Eine solche Verzerrung wird als "Störungen" (spurs) in der schnellen
Fourier-Transformation bei der Harmonischen des gemessenen Signals
beobachtet, wie in 3 veranschaulicht. Nichtlinearität erzeugt
auch Störungen
innehalb der Nyquist-Frequenz des Digital-Analog-Wandlers bei Frequenzen, die keine Harmonischen
der Grundfrequenz sind. Das Verhältnis
zwischen der Größe des gemessenen
Signals und seiner höchsten
Störungsspitze
wird als "nebenwellenfreier
Dynamikbereich" (SFDR
= spurious-free dynamic range) bezeichnet und wird oft in Dezibel
(dB) ausgedrückt.
Die höchste
Störung
bzw. Neben- oder Störwelle
könnte
eine Harmonische des gemessenen Signals oder eine nicht harmonische
Komponente sein, und zwar abhängig
von der Anwendung. Der SFDR hängt
von der Grundfrequenz des Eingangssignals ab. Wenn die Grundfrequenz
zunimmt, tendiert der SFDR dazu abzunehmen.
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Zusammenfassung
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Die
Erfindung sieht Verfahren und Systeme vor, welche Computerprogrammprodukte
einschließen,
um ein Eingangssignal in ein Ausgangssignal umzuwandeln.
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Im
Allgemeinen weist die Erfindung gemäß einem Aspekt ein System auf,
welches einen ersten Wandler mit einer ersten Leistungsspezifikation
zur Anwendung bei Frequenzen oberhalb einer Frequenzschwelle hat;
einen zweiten Wandler mit einer zweiten Leistungsspezifikation zur
Anwendung bei Frequenzen unter der Frequenzschwelle; und einen Frequenzmultiplexer,
der mit den ersten und zweiten Wandlern gekoppelt ist. Der Frequenzmultiplexer weist
einen Hochpass-Crossover- bzw. Übernahmefilter
auf, der mit dem ersten Wandler gekoppelt ist, wobei der Hochpass-Crossover-Filter
konfiguriert ist, um Hochfrequenzkomponenten des Eingangssignals zum
ersten Wandler zu übertragen
und niederfrequente Komponenten des Eingangssignals auf ein vorbestimmtes
Niveau zu dämpfen,
so dass die Nieder frequenzkomponenten verwendet werden können, um
Nichtlinearitätsfehler
zu korrigieren, die vom ersten Wandler eingeleitet werden. Die Hochfrequenzkomponenten
sind über
der Frequenzschwelle und die Niederfrequenzkomponenten sind unter
der Frequenzschwelle. Der Frequenzmultiplexer weist auch einen Tiefpass-Crossover-Filter
bzw. Übernahmefilter
auf, der mit dem zweiten Wandler gekoppelt ist, wobei der Tiefpass-Crossover-Filter
konfiguriert ist, um die niederfrequenten Komponenten des Eingangssignals
zum zweiten Wandler zu übertragen, und
um die Hochfrequenzkomponenten des Eingangssignals auf ein vorbestimmtes
Niveau zu dämpfen,
so dass die Hochfrequenzkomponenten verwendet werden können, um
Nichtlinearitätsfehler zu
korrigieren, die durch den zweiten Wandler eingeleitet werden, und
ein Kombinationselement, welches mit den ersten und zweiten Wandlern
gekoppelt ist, welches konfiguriert ist, um erste und zweite gewandelte
bzw. konvertierte Signale zu kombinieren, die von den ersten und
zweiten Wandlern aufgenommen wurden, um das Ausgangssignal zu bilden.
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Ausführungsbeispiele
können
eine oder mehrere der folgenden Ausführungen aufweisen. Das Kombinierungselement
kann einen Hochpass-Crossover-Filter
aufweisen, der mit dem ersten Wandler gekoppelt ist, der konfiguriert
ist, um die niederfrequenten Komponenten des ersten umgewandelten
Signals auf ein vorbestimmtes Niveau zu dämpfen; und einen Tiefpass-Crossover-Filter,
der mit dem zweiten Wandler gekoppelt ist, der konfiguriert ist,
um die Hochfrequenzkomponenten des zweiten gewandelten Eingangssignals
auf ein vorbestimmtes Niveau zu dämpfen. Die ersten und zweiten Leistungsspezifikationen
können
SFDR-Spezifikationen aufweisen. Der erste Wandler kann einen ersten Digital-Analog-Wandler
aufweisen und der zweite Wandler weist einen zweiten Digital-Analog-Wandler auf.
Eine Nachschautabelle kann mit dem Frequenzmultiplexer gekoppelt
sein und konfiguriert sein, um zu bestimmen, dass ein Wert des Eingangssignals
einem Eingabecode des zweiten Wandlers entspricht, und um einen
Kompensationswert auszudrücken, der
dem Eingangscode entspricht, so dass der Kompensationswert bewirkt,
dass das erste gewandelte Signal zumindest teilweise einen Linearisierungsfehler
auslöscht,
der in dem zweiten gewan delten Signal vorhanden ist. Die Nachschautabelle
kann virtuelle Bits aufweisen, die konfiguriert sind, um eine Zahl von
physikalischen Bits des zweiten Wandlers zu erweitern. Der Frequenzmultiplexer
kann auch ein Summierungselement aufweisen, das konfiguriert ist, um
den Kompensationswert zum Eingangssignal hinzuzuaddieren. Ein Dithering-Modul
kann mit dem Frequenzmultiplexer und mit den ersten und zweiten Wandlern
gekoppelt sein. Das Dithering-Modul kann einen Dithering-Signalgenerator
aufweisen, der konfiguriert ist, um ein Dithering-Signal zu erzeugen,
welches eine Abfolge von zufälligen
Werten aufweist; eine Negationsschaltung, die mit dem Dithering-Signalgenerator
gekoppelt ist, die ein Dithering-Auslöschungssignal
erzeugt, welches eine Abfolge von Werten aufweist, die gleich und
entgegengesetzt zu den zufälligen
Werten des Dithering-Signals sind; ein erstes Summierungselement,
welches konfiguriert ist, um das Dithering-Signal zu den Hochfrequenzkomponenten
des Eingangssignals zu addieren; und ein zweites Summierungselement,
welches konfiguriert ist, um das Dithering-Auslöschungssignal zu den Niederfrequenzkomponenten
des Eingangssignals zu addieren. Das Dithering-Modul kann auch einen ersten
Equalizer aufweisen, der mit dem Dithering-Signalgenerator gekoppelt
ist, der eine Transferfunktion hat, die das Inverse einer Transferfunktion des
Hochpassfilters des Kombinierungselementes ist; und einen zweiten
Equalizer, der mit der Negationsschaltung gekoppelt ist, der eine
Transferfunktion hat, die das Inverse einer Transferfunktion des
Tiefpassfilters des Kombinierungselementes ist. Das Dithering-Signal
kann konfiguriert sein, um Störungen
bzw. Nebenwellen im Ausgangssignal zu dämpfen und das Dithering-Auslöschungssignal
kann zumindest teilweise die Verzerrung im Ausgangssignal auslöschen, die
vom Dithering-Signal bewirkt wird.
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Gemäße einem
anderen Aspekt weist die Erfindung ein Verfahren und ein Computerprogrammprodukt
zur Umwandlung eines Eingangssignals in ein Ausgangssignal auf.
Das Verfahren weist auf, das Eingangssignal zu empfangen; Hochfrequenzkomponenten
des Eingangssignals zu einem ersten Wandler zu übermitteln (wobei die Hochfrequenzkomponenten über einer
Frequenzschwelle sind); Niederfrequenzkomponenten des Eingangssignals auf
ein vorbestimmtes Niveau zu dämpfen,
so dass die Niederfrequenzkomponenten des Dithering- bzw. Dither-Signals
verwendet werden können,
um Nichtlinearitätsfehler
zu korrigieren, die vom ersten Wandler eingeführt werden; die Niederfrequenzkomponenten
des Eingangssignals in einen zweiten Wandler umzuwandeln (wobei
die Niederfrequenzkomponenten unter der Frequenzschwelle sind),
die Hochfrequenzkomponenten des Eingangssignals auf ein vorbestimmtes
Niveau zu dämpfen,
so dass die Hochfrequenzkomponenten der Linearisierungskorrektur
und des Dithering verwendet werden können, um Nichtlinearitätsfehler
zu korrigieren, die durch den zweiten Wandler eingeleitet werden,
die Hochfrequenzkomponenten umzuwandeln, um ein erstes umgewandeltes
Signal zu bilden; die Niederfrequenzkomponenten umzuwandeln, um
ein zweites umgewandeltes Signal zu bilden; und die ersten und zweiten
konvertierten bzw. umgewandelten Signale zu kombinieren, um das
Ausgangssignal zu bilden.
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Ausführungsbeispiele
können
eine oder mehrere der folgenden Schritte aufweisen. Das Übertragen
der Hochfrequenzkomponenten kann aufweisen, die Niederfrequenzkomponenten
des Eingangssignals zu dämpfen
und das Übertragen
der Niederfrequenzkomponenten kann aufweisen, die Hochfrequenzkomponenten
des Eingangssignals zu dämpfen.
Das Umwandeln der Hochfrequenz- und Niederfrequenzkomponenten kann
aufweisen, Digitalsignale in Analogsignale umzuwandeln. Das Umwandeln
der Hochfrequenz- und
Niederfrequenzkomponenten kann aufweisen, Analogsignale in Digitalsignale
umzuwandeln. Ein Linearisierungsfehler des zweiten Wandlers, der
einem Eingangscode entspricht, kann in einer Nachschautabelle gemessen und
gespeichert werden. Ein Wert des Eingangssignals, der dem Eingangscode
entspricht, kann bestimmt werden und ein Kompensationswert, der
dem Eingangscode entspricht, kann so ausgedrückt werden, dass der Kompensationswert
bewirkt, dass das erste umgewandelte Signal zumindest teilweise
einen Linearisierungsfehler auslöscht,
der im zweiten umgewandelten Signal vorhanden ist.
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Ein
Dithering-Signal, welches eine Abfolge von zufälligen Werten aufweist, kann
erzeugt werden; ein Dithering-Auslöschungssignal, welches eine Sequenz
bzw. Abfolge von Werten aufweist, die gleich und entgegengesetzt
zu den Zufallswerten des Dithering-Signals sind, kann erzeugt werden;
das Dithering-Signal kann zu den Hochfrequenzkomponenten des Eingangssignals
addiert werden, um Störungen
bzw. Nebenwellen im Ausgangssignal zu dämpfen; und das Dithering-Auslöschungssignal kann
zu den Niederfrequenzkomponenten des Eingangssignals addiert werden,
um zumindest teilweise eine Verzerrung in dem Ausgangssignal auszulöschen, welche
durch das Dithering-Signal bewirkt wird.
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Die
Details von einem oder mehreren Ausführungsbeispielen der Erfindung
sind in den beigefügten
Zeichnungen und in der Beschreibung unten dargelegt. Andere Merkmale,
Ziele und Vorteile der Erfindung werden aus der Beschreibung und
den Zeichnungen und aus den Ansprüchen offensichtlich.
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Beschreibung der Zeichnungen
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1 zeigt
eine Darstellung einer idealen Transferfunktion eines Digital-Analog-Wandlers (DAC);
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2 zeigt
eine Darstellung einer tatsächlichen
Transferfunktion eines Digital-Analog-Wandlers;
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3 zeigt
eine Darstellung eines Ausgangssignals, welches von einem Digital-Analog-Wandler
in der Frequenzdomäne
erzeugt wird;
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4 zeigt
ein Wandlersystem;
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5 zeigt
eine Darstellung eines stör-
bzw. nebenwellenfreien Dynamikbereiches für zwei unterschiedliche Digital-Analog-Wandler;
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6 zeigt
ein weiteres Wandlersystem, welches Linearisierungs- und Dithering-Module
aufweist,
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7 zeigt
eine Darstellung des nebenwellenfreien Dynamikbereiches des Wandlersystems der 6;
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8 zeigt
ein Flussdiagramm eines Verfahrens zur Umwandlung eines Digitalsignals
in ein Analogsignal unter Verwendung des in 6 gezeigten Wandlersystems;
und
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9 zeigt
ein Blockdiagramm eines Computers zum Einrichten des in 8 gezeigten
Prozesses.
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Detaillierte Beschreibung
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Obwohl
ein stör-
bzw. nebenwellenfreier Dynamikbereich bzw. SFDR (SFDR = spurious-free
dynamic range) von der Frequenz abhängt, kann der SFDR über einen
gegebenen Frequenzbereich der bei anderen Digital-Analog-Wandlern größer oder kleiner
sein kann. Typischerweise wird ein Digital-Analog-Wandler den SFDR in unterschiedlichen Frequenzbereichen
optimieren. Beispielsweise optimiert ein erster Digital-Analog-Wandler
den SFDR in einem Frequenzbereich unter einer gegebenen Frequenzschwelle;
und ein zweiter Digital-Analog-Wandler optimiert den SFDR in einem
Frequenzbereich über
dieser Frequenzschwelle.
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Der
Digital-Analog-Wandler spielt eine Rolle in einem Signalgenerator
mit beliebigem Signalverlauf (AWG = arbitrary waveform generator).
Die Leistung des Signalgenerators mit beliebigem Signalverlauf AWG
hängt stark
von der Leistung des Digital-Analog-Wandlers ab. Zum Testen einiger
Vorrichtungen des Standes der Technik kann der beste verfügbare Digital-Analog-Wandler zu
dem Zeitpunkt, wo das Gerät
konstruiert wird, keinen ausreichenden SFDR haben. Weiterhin ist
es wünschenswert,
den SFDR über
einen großen
Bereich von Frequenzen zu optimieren, der größer als irgendein optimierter
Bereich eines DACs ist.
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4 zeigt
ein Wandlersystem 40 zum Umwandeln eines eingegebenen Digitalsignals
Si(n) in ein analoges Ausgangssignal S0(t) unter Verwendung von mehreren Digital-Analog-Wandlern
bzw. DACs (DACH 44 und DACL 46), so dass der Gesamt-SFDR des
Wandlersystems 40 besser ist als der SFDR von entweder
dem DACH 44 oder dem DACL 46.
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Das
Wandlersystem 40 weist einen ersten Digital-Analog-Wandler
(DACH 44) auf, der den SFDR für Frequenzen über einer
Frequenzschwelle (f1) optimiert, einen zweiten
Digital-Analog-Wandler (DACL 46),
der den SFDR für
Frequenzen unter der Frequenzschwelle optimiert (siehe 5).
Das Wandlersystem 40 weist auch einen Frequenzmultiplexer 42 auf,
der ein digitales Eingangssignal Si(n) aufnimmt
und ein Kombinierungselement 48, welches ein analoges Ausgangssignal
S0(t) ausgibt. Der Frequenzmultiplexer 42 weist
einen digitalen Hochpassfilter 50 und einen digitalen Tiefpassfilter 52 auf. Der
digitale Hochpassfilter 50 dämpft die Frequenzkomponenten
des Eingangssignals Si(n), die unter der
Frequenzschwelle sind, und leitet die höherfrequenten Komponenten zum
Digital-Analog-Wandler DACH 44.
Für eine
einfache Erklärung
wird der Bereich von Frequenzen, der unter der Frequenzschwelle
ist, als der "Niederfrequenzbereich" bezeichnet, und
der Bereich von Frequenzen, die oberhalb der Frequenzschwelle sind,
wird als der "Hochfrequenzbereich" bezeichnet. Der
digitale Tiefpassfilter 52 dämpft die Frequenzkomponenten
des Eingangssignal Si(n), die in dem Hochfrequenzbereich sind
und leitet Komponenten im Niederfrequenzbereich zum Digital-Analog-Wandler DACL 46. Die Digital-Analog-Wandler
DACH 44 und DACL 46 wandeln die
jeweiligen digitalen Ausgangsgrößen der
digitalen Hochpass- und
Tiefpassfilter 50 und 52 in analoge Signale um.
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Das
Kombinierungselement 48 weist einen analogen Hochpassfilter 54,
einen analogen Tiefpassfilter 56 und ein Summierungselement 58 auf. Die
analogen Filter 54 und 56 filtern unerwünschte Frequenzkomponenten
aus, wie beispielsweise Störungen
bzw. Nebenwellen, die aus Umwandlungsprozessen resultieren, die
von den Digital-Analog-Wandlern DACH 44 und
DACL 46 ausgeführt werden. Der analoge Hochpassfilter 54 nimmt
das analoge Signal auf, welches vom Digital-Analog-Wandler DACH 44 erzeugt wird und dämpft die
Frequenzkomponenten, die im Niederfrequenzbereich liegen. Der analoge
Tiefpassfilter 56 nimmt das analoge Signal auf, welches
vom Digital-Analog-Wandler
DACL 46 erzeugt wird und dämpft die
Frequenzkomponenten des Signals, die im Hochfrequenzbereich liegen.
Die Ausgangsgröße des analogen
Hochpassfilters 54 weist die Hochfrequenzkomponenten des
digitalen Eingangssignals Si(n) auf, die
einen SFDR haben, der für
den Digital-Analog-Wandler
DACH 44 festgelegt ist (d. h.,
der SFDR, der für
den Hochfrequenzbereich optimiert ist). In ähnlicher Weise weist die Ausgangsgröße des analogen
Tiefpassfilters 56 die Niederfrequenzkomponenten des digitalen
Eingangssignals Si(n) auf, die einen SFDR
haben, der für
den Digital-Analog-Wandler
DACL 46 festgelegt ist (d. h., der
SFDR, der für
den Niederfrequenzbereich optimiert ist). Das Summierungselement 58 addiert
die analogen Signale zusammen, die von jedem der analogen Filter 54 und 56 erzeugt
werden, um das analoge Ausgangssignal S0(t)
zu erzeugen.
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Für irgendeine
Wellenform am Eingang des Systems können wir diese Wellenform in
höherfrequente
Komponenten und niedriger frequente Komponenten umwandeln. Wenn
beispielsweise die Frequenzkomponenten des Eingangssignals Si(n) eine niedrige Frequenz haben, sieht
das von dem Digital-Analog-Wandler
DACL 46 erzeugte Signal (das von
dem Wandler mit der besseren Leistung bei niedriger Frequenz) einen
größeren Beitrag
zum Ausgangssignal S0(t) vor, als dies der
Digital-Analog-Wandler DACH 44 tut,
und zwar aufgrund des digitalen Tiefpassfilters 52. Zur
vereinfachten Erklärung
wird der Digital-Analog-Wandler mit der höheren Leistung für ein gegebenes
Eingangssignal Si(n) als der "Hauptwandler" bezeichnet werden,
und der andere Digital-Analog-Wandler wird als der "Hilfswandler" bezeichnet. In diesem
Fall ist der Digital-Analog-Wandler DACL 46 der
Hauptwandler und DACH 44 ist der
Hilfswandler. Weiterhin verschlechtert der Beitrag des Signals vom
Digital-Analog-Wandler DACL 46 die
Integrität
des Ausgangssignals S0(t), weil der Digital-Analog-Wandler
DACL 46 für den Niederfrequenzbereich
optimiert ist, d. h., das Ausgangssignal, welches allein vom Digital-Analog-Wandler DACL 46 erzeugt wird, ohne dass irgendein
Beitrag vom Digital-Analog-Wandler DACH 44 addiert
wird, hätte
einen höheren
SFDR als die Ausgangsgröße S0(t), die den Beitrag vom Digital-Analog-Wandler
DACH 44 aufweist. Kurz vorm Trennen
des Digital-Analog-Wandlers DACH 44 vom Wandlersystem 40 kann
in diesem Szenario der Beitrag vom DACH 44 in
der Praxis nicht vollständig
auf Null gestellt werden, weil der digitale Hochpassfil ter und der
analoge Hochpassfilter 54 nicht ideal sind und sie somit
nicht vollständig
Signale in ihren jeweiligen Stoppbändern dämpfen. Im Wandlersystem 40 ist
der Beitrag des Signals vom Hilfswandler (als das "Hilfssignal" bezeichnet) offensichtlich
unerwünscht, egal
ob der Hilfswandler der Digital-Analog-Wandler DACH 44 oder DACL 46 ist. 6 zeigt
ein Blockdiagramm eines Wandlersystems 100, welches das Wandlersystem 40 der 4 modifiziert,
so dass der Beitrag des Hilfssignals die Integrität des Ausgangssignals
S0(t) verbessert. Das Wandlersystem 100 weist
eine Linearisierungsnachschautabelle (LUT = Look-up Table) 72,
einen digitalen Tiefpassfilter 74, eine Gain- bzw. Verstärkungsstufe 48,
digitale Summierungselement 76, 90 und 92,
ein Dithering-Modul 94, einen Frequenzmultiplexer 41,
ein Kombinierungselement 47, einen Digital-Analog-Wandler DACH 44, der als ein Hauptwandler für ein Hochfrequenzeingangssignal
oder als ein Hilfswandler für
ein Niederfrequenzeingangssignal dient, und einen Digital-Analog-Wandler DACL 46 auf, der als der Hauptwandler
für ein
niederfrequentes Eingangssignal oder als ein Hilfswandler für ein hochfrequentes
Eingangssignal dient. Das Dithering-Modul 94 weist einen
Dithering-Signalgenerator 82, eine Negationsschaltung 84,
einen digitalen Tiefpass-Equalizer 86 und einen digitalen
Hochpass-Equalizer 88 auf. Der Frequenzmultiplexer 41 weist
einen digitalen Hochpass-Crossover-Filter 51 und einen
digitalen Tiefpass-Crossover-Filter 53 auf.
Das Kombinierungselement 47 weist einen analogen Hochpass-Crossover-Filter 55,
einen analogen Tiefpass-Crossover-Filter 57 und ein Summierungselement 58 auf,
welches die Ausgangsgrößen von
jedem der analogen Crossover-Filter 55 und 57 addiert.
Anders als die Filter 50, 52, 54 und 56 des
Wandlers 40 (in 4 gezeigt), ist die Dämpfung beim
Stoppband von diesen Crossover-Filtern 51, 53, 55 und 57 des
Wandlers 100 absichtlich auf ein vorbestimmtes Niveau begrenzt,
so dass ein Signal durch den Filter hindurchgehen kann, auch wenn
das Signal im Stoppband liegt. Das Dämpfungsniveau der Crossover-Filter 51, 53, 55 und 57 ist
so eingestellt, dass die Störungen
bzw. Nebenwellen, die vom Hilfswandler in dem optimierten Frequenzbereich
erzeugt werden, bezüglich
ihrer Größe beträchtlich
geringer sind als die Störungen, die
vom Hauptwandler für
den optimierten Frequenzbereich erzeugt werden. In einigen Ausführungsbei spielen
sind die Crossover-Filter so eingestellt, dass die Störungen vom
Hilfswandler zumindest 10 dB geringer sind als die entsprechenden
Störungen,
die vom Hauptwandler erzeugt werden. Dies stellt sicher, dass die
Störungen,
die vom Hilfswandler erzeugt werden, zu vernachlässigen sind. Wenn beispielsweise
der Digital-Analog-Wandler DACH 44 der Hauptwandler
ist und einen SFDR hat, der ungefähr 10 dB höher ist als der Hilfswandler
DACL 46 für einen hohen Frequenzbereich,
sind die Tiefpass-Crossover-Filter 53 und 57 konfiguriert,
um Signalkomponenten in ihren Stoppbändern um 20 dB zu dämpfen, um
sicherzustellen, dass die Störungen,
die vom Digital-Analog-Wandler DACL 46 im
Hochfrequenzbereich erzeugt werden geringer als die Störungen sind, die
vom DACL 46 in diesem Bereich erzeugt
werden, und zwar um mindestens 10 dB.
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Für jeden
eingegebenen Code des Haupt-Digital-Analog-Wandlers (in diesem Fall
DACL 46) speichert die Linearisierungsnachschautabelle
LUT 72 eine entsprechende Linearitätskorrektur, die zuvor für jeden
der DACL-Codes gemessen und berechnet wurde.
Wenn die Nachschautabelle 72 einen Code des digitalen Eingangssignals
Si(n) empfängt, schaut sie den Linearisierungsfehler
nach, der für
diesen Code gespeichert ist, und legt einen gleichen und entgegengesetzten
Spannungswert an und drückt diesen
aus. Das Summierungselement 76 addiert diesen Spannungswert
zur Eingangsgröße des Digital-Analog-Wandlers
DACH 44, um den Linearisierungsfehler
auszulöschen,
der besteht, wenn der Digital-Analog-Wandler DACL 46 den
Code in einen analogen Wert umwandelt. Das Einführen von Linearisierungsfehlerkompensationswerten
in das Eingangssignal Si(n) bringt die analoge
Ausgangsgröße des Digital-Analog-Wandlers
DACL 46 näher an sein ideales Niveau.
Die digitale Verstärkungsstufe 78 kompensiert
die Dämpfung
im Stoppband des Hochpassfilters 55. In einigen Ausführungsbeispielen könnte die
digitale Verstärkungsstufe 78 physisch
in die Nachschautabelle LUT 72 eingebaut sein. In einigen
Ausführungsbeispielen
ordnet die Nachschautabelle 72 jedem Code einen ersten
Linearisierungsfehler zu, der resultiert, wenn der Digital-Analog-Wandler
von einem höheren
Code übergeht,
und einen zweiten Linearisierungsfehler, der resultiert, wenn der
Digital-Analog- Wandler
von einem niedrigeren Code übergeht.
In anderen Ausführungsbeispielen
sind die ersten und zweiten Linearisierungsfehler im Wesentlichen
die gleichen, und daher wird nur ein Linearisierungsfehlerwert für jeden
Code gespeichert.
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In
einigen Ausführungsbeispielen
ist die Linearisierung nicht auf die physische Anzahl von Bits von
DACL 46 begrenzt. In diesen Ausführungsbeispielen
hat der Digital-Analog-Wandler DACL 46 gewisse
virtuelle Bits, die überhaupt
keine Ausgangsgröße erzeugen.
In diesen Ausführungsbeispielen kann
die Ausgangsgröße des Digital-Analog-Wandlers
DACH 44 verwendet werden, um diese
virtuellen Bits zu linearisieren, um einen kombinierten Digital-Analog-Wandler
DAC mit mehr Bits aufzubauen als nur der Digital-Analog-Wandler DACL 46 alleine.
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Eine
Kompensation für
eine Linearisierung in dieser Weise funktioniert deshalb bei niedrigen
Frequenzen (beispielsweise bei Frequenzen unter ungefähr 1 MHz).
Bei höheren
Frequenzen ist die DAC-Transferfunktion frequenzabhängig und
der Linearisierungsfehler hängt
von der Frequenz des Signals ab. Die Linearisierung ist bei höheren Frequenzen
ineffizient, da die Nichtlinearität sich mit der Frequenz verändert. Daher
wird eine Kompensation für eine
Linearisierung hauptsächlich
verwendet, wenn der Digital-Analog-Wandler DACL 46 der
Hauptwandler ist (d. h., wenn die Hauptfrequenzkomponente des Eingangssignals
Si(n) im niederfrequenten Bereich ist).
Eine hohe Linearität
ist typischerweise wichtig für niedrigere
Frequenzen im Audiobereich (beispielsweise zwischen Null und ungefähr 20 KHz).
Der digitale Tiefpassfilter 74 entfernt hochfrequentes
Rauschen, welches durch Linearisierung erzeugt wird. In manchen
Ausführungsbeispielen
hat das System 100 einen größeren SFDR-Wert als 120 dB
im Audiofrequenzbereich.
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Störungen,
die bei der Umwandlung eines Hochfrequenzsignals erzeugt werden,
werden oft durch die dynamische Nichtlinearität von Wandlern verursacht.
Daher ist die oben für
niederfrequente Eingangssignale beschriebene Linearisierungstechnik
weniger nützlich
für Eingangssignale
mit höherer Frequenz.
Weiterhin sind die Störungen
(sowohl harmonisch als auch nicht harmonisch) mit dem Eingangssignal
in starker Korrelation. Um die Korrelation zwischen dem Eingangssignal
und den Störungen zu
verringern, wird additives Dithering-Rauschen zum Eingangssignal
Si(n) addiert. Das Ergebnis ist, dass die
Frequenzen, bei denen die Störungen
im Ausgangssignal auftreten, mit der Zeit zufälliger werden und daher sich
die Störungen über das
gesamte Spektrum ausbreiten werden. Im Fall eines sich wiederholenden
Signals könnten
Durchschnittstechniken das Zufallsrauschen verringern. Durch Durchschnittsbildung
einer Anzahl von N Werten eines Signals wird beispielsweise das
vorhandene Rauschen um einen Faktor von ungefähr der Quadratwurzel von N
verringert. Im Fall von Störungen,
die mit der Transferfunktion des Wandlers in Korrelation sind, hilft
die Durchschnittsbildung nicht bei der Verringerung ihres Beitrags,
weil sie nicht zufällig
sind und immer bei der gleichen Frequenz für eine gegebene DAC-Transferfunktion
auftreten. Dithering wird die Störung
zufällig
machen, somit wird eine Durchschnittsbildung beim Vorhandensein
von Dithering effektiv werden.
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Das
Dithering wird durch das Dithering-Modul 94 ausgeführt. Das
Dithering-Modul 94 dithert
die Eingangsgröße jedes
Wandlers (beaufschlagt diese mit Zufallsrauschen), um unerwünschte resultierende Störungen in
ihren Ausgangsgrößen zu dämpfen. Der
Dithering-Signalgenerator 82 erzeugt ein Dithering-Signal
Sd(n), welches eine Abfolge von zufälligen numerischen
Werten von ein Paar niedrigstwertigen Bits LSB um Null herum ist.
Das Dithering könnte
ein Schmalband- oder Breitbandspektrum haben. Das Summierungselement 90 und 92 addiert
die Dithering-Signale an den Eingängen der Wandler 44 und 46 mit
Samples bzw. Tastwerten des Eingangssignals Si(n)
nach dem Durchlaufen durch die digitalen Crossover-Filter 51 und 53.
Das Dithering-Signal, welches zur Eingangsgröße der Wandler hinzuaddiert
wird, verringert die Korrelation der Störungen mit dem Signal auf Kosten
des Hinzufügens
eines höheren
Rauschpegels zur Ausgangsgröße jedes Wandlers.
Die kombinierte Transferfunktion des digitalen Tiefpass-Equalizers 86 und
des analogen Hochpass-Crossover-Filters 55 sollte gleich
der kombinierten Transferfunktion des digitalen Hochpass-Equalizers 88 und des
analogen Tiefpass-Crossover-Filters 57 sein. Die digitalen
Equalizer 86 und 88 kompensieren den Effekt der
analogen Crossover-Filter 55 und 57, so dass das
von dem gleichen Generator 82 erzeugte Dithering-Signal
zwei Dithering-Signale von entgegengesetzter Amplitude beim Kombinierungselement 58 erzeugt.
Die digitalen Equalizer sind so ausgelegt, dass das Dithering-Rauschen,
welches vom Digital-Analog-Wandler DACH 46 erzeugt
wird, verwendet werden kann, um das Dithering-Rauschen auszulöschen, welches
zum Eingang des Digital-Analog-Wandlers DACL 44 hin
im niedrigen Frequenzbereich addiert wird, und das Dithering-Rauschen,
welches vom Digital-Analog-Wandler DACL 44 erzeugt
wird, kann verwendet werden, um das Dithering-Rauschen auszulöschen, welches
zur Eingangsgröße des Digital-Analog-Wandlers
DACH 46 im hohen Frequenzbereich addiert
wird.
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Die
Ausgangsgröße des analogen
Hochpass-Crossover-Filters 55 weist die Ausgangswellenform
mit dem addierten Dithering-Rauschen auf. Die Ausgangsgröße des analogen
Tiefpass-Crossover-Filters 57 weist auch die Ausgangswellenform auf,
und zwar durch einen gedämpften
Pegel und hinzugefügtes
Rauschen, welches gleich und entgegengesetzt zum Dithering-Rauschen ist. Für eine vereinfachte
Erklärung
wird dieses hinzugefügte
Rauschen als "Korrekturwellenform" bezeichnet. Wenn
die Ausgangsgrößen der
analogen Hochpass- und Tiefpass-Crossover-Filter 55 und 57 addiert
werden, löscht
die Korrekturwellenform die Dithering-Rauschausbeute der Ausgangswellenform
aus, die beide Beiträge
von den Digital-Analog-Wandlern
DACH 44 und DACL 46 aufweist.
Um sicherzustellen, dass das Dithering-Rauschen und die Korrekturwellenform
die gleiche Amplitude haben, wird die Korrekturwellenform verstärkt, und
zwar durch den digitalen Hochpass-Equalizer 88, um die
Dämpfung
der Crossover-Filter zu kompensieren. Wenn beispielsweise der analoge
Tiefpass-Crossover-Filter eine Stoppbanddämpfung von 20 dB hat, müsste die
Größe der Korrekturwellenform
um 20 dB verstärkt
werden.
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Die
Korrekturwellenform wird durch Negation des Dithering-Signals Sd(n) unter Verwendung der Negationsschaltung 84 erzeugt,
um ein Digitalsignal mit Sampling bzw. Tastwerten zu erzeugen, die
gleich und entgegengesetzt zu den Sampling- bzw. Tastwerten des
Dithering-Signals Sd(n) sind. Die Korrekturwellenform
wird dann durch den digitalen Hochpass-Equalizer 88 geleitet.
Das Summierungselement 92 addiert die Ausgangsgröße des digitalen Hochpass-Equalizers 88 zu
jener des digitalen Tiefpass-Crossover-Filters 53. Somit
löscht
die Korrekturwellenform die Versetzungen bzw. Offsets aus, die von
dem Dithering-Signal Sd(n) erzeugt werden. Wenn
beispielsweise das Eingangssignal Si(n)
Null wäre,
und das Dithering-Signal Sd(n) erzeugt würde, wäre idealerweise
das Ausgangssignal S0(t) ebenfalls Null.
In einigen Ausführungsbeispielen
ist die Negationsschaltung 84 nicht im Wandler 100 vorhanden
und die Negationsvorgänge
der Negationsschaltung 84 werden durch das Summierungselement 92 ausgeführt.
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Das
Dithering-Signal Sd(n) kann entweder dem
Ausgangssignal vom digitalen Hochpass-Crossover-Filter 51 oder
der Ausgangsgröße des digitalen Tiefpass-Crossover-Filters 53 hinzugefügt werden. Beispielsweise
könnte
die Negationsschaltung 84 mit dem digitalen Tiefpass-Equalizer 86 gekoppelt
sein und nicht mit dem digitalen Hochpass-Equalizer 88.
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In 6 ist
die Linearisierungsnachschautabelle LUT 72 so angeordnet,
dass die Ausgangsgröße des Digital-Analog-Wandlers
DACH 44 nicht lineares Verhalten
bzw. Nichtlinearitäten
kompensiert, die durch den Digital-Analog-Wandler DACL 46 eingeleitet
wird. Das Dithering-Modul 94 ist jedoch so angeordnet,
dass es den Teil des Eingangssignals dithert bzw. mit Rauschen beaufschlagt,
der im Hochfrequenzbereich liegt. Das Dithering des Ausgangssignals,
um Störungen
zufällig
zu machen, ist insbesondere vorteilhaft, wenn der Digital-Analog-Wandler DACH 44 der Hauptwandler ist, und wenn
die Frequenzkomponenten des Eingangssignals Si(n)
zu hoch sind, um effizient nicht lineares Verhalten unter Verwendung
der Linearisierungsnachschautabelle LUT 72 zu korrigieren.
In einigen Ausführungsbeispielen
ist das Dithering-Modul 94 angeordnet, um den Teil des
Eingangssignal Si(n) zu dithern, der im Niederfrequenzbereich
liegt. In einigen dieser Ausführungsbeispiele
ist die Nachschautabelle LUT 72 auch so angeordnet, dass die
Ausgangsgröße des Digital-Analog-Wandlers
DACL 46 nicht lineares Verhalten
kompensiert, welches vom Digital-Analog-Wandler DACH 44 eingeleitet
wird, vorausgesetzt, dass die Hauptfrequenzkomponenten des Eingangssignals
ausreichend niedrig sind, so dass die Transferfunktion des Digital-Analog-Wandlers
DACH 44 nahezu frequenzunabhängig ist.
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7 zeigt
eine Kurvendarstellung 110 des SFDR gegenüber der
Ausgangsfrequenz, die für
die Digital-Analog-Wandler DACH 44,
DACL 46 und das Wandlersystem 100 gemessen
wurden, das in 6 gezeigt ist. Der Digital-Analog-Wandler DACH 44 ist ein Texas Instruments® DAC5675,
der bei einer Sampling- bzw. Tastfrequenz von 400 MHz arbeitet, und
der Digital-Analog-Wandler
DACL 46 ist ein MAXIM® MAX5888,
der bei einer Sampling- bzw.
Tastfrequenz von 400 MHz arbeitet. Wie aus der Kurvendarstellung
offensichtlich wird, ist die Leistung des Wandlersystems 100 besser
als die Leistung von einem der Digital-Analog-Wandler DACH 44 oder DACL 46.
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Mit
Bezug auf 8 ist ein Prozess 120 zur Umwandlung
eines digitalen Eingangssignals Si(n) in ein
analoges Ausgangssignal S0(t) unter Verwendung
des in 6 gezeigten Wandlersystems 100 gezeigt.
Der Frequenzmultiplexer 42 nimmt das digitale Eingangssignal
Si(n) auf (122) und teilt (124)
das Signal in seine Hochfrequenz- und Niederfrequenzkomponenten.
Der lineare Kompensationswert, der durch die Linearisierungsnachschautabelle
LUT 72 erzeugt wird, wird zum Dithering-Signal, das vom Dithering-Signalgenerator 82 erzeugt
wird, addiert (126). Das Ergebnis wird dann durch den digitalen Tiefpass-Equalizer 86 geleitet
und wird zu den Hochfrequenzkomponenten des Eingangssignals durch das
Summierungselement 90 addiert (128). Ein Dithering-Auslöschungssignal,
welches gleich und entgegengesetzt zum Dithering-Signal ist, wird
am Ausgang der Negationsschaltung 84 erzeugt. Das Ergebnis
wird dann durch den digitalen Hochpass-Equalizer 88 geleitet
und wird zu den Niederfrequenzkomponenten des Eingangssignals durch
das Summierungselement 92 addiert (130). Der Digital-Analog-Wandler
DACH 44 wandelt das durch das Summierungselement 90 erzeugte
Signal in ein erstes analoges Signal um (132), und der
Digital- Analog-Wandler
DACL 46 wandelt das von dem Summierungselement 90 erzeugte
Signal in ein zweites Analogsignal um (134). Die analogen
Ausgangsgrößen der
Digital-Analog-Wandler DACH 44 und
DACL 46 werden durch die analogen
Hochpass- und Tiefpass-Crossover-Filter 55 und 57 gefiltert.
Das Summierungselement 58 kombiniert (136) die
Signale, die von den analogen Hochpass- und Tiefpass-Crossover-Filtern 55 und 57 empfangen
wurden, um das Ausgangssignal S0(t) zu bilden.
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9 zeigt
einen Computer 170 zur Ausführung des Digital-Analog-Umwandlungsprozesses 120.
Der Computer 170 weist einen Prozessor 172, einen
flüchtigen
Speicher 174 und einen nicht flüchtigen Speicher 176 (beispielsweise
eine Festplatte) auf. Der nicht flüchtige Speicher 176 speichert
das Betriebssystem 178, Daten 180 und Computeranweisungen 182,
die vom Prozessor 172 aus dem flüchtigen Speicher 174 ausgeführt werden,
um den Prozess 100 auszuführen.
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Der
Prozess 120 ist nicht auf die Anwendung mit den hier beschriebenen
Komponenten und Programmen eingeschränkt. Der Prozess 120 kann
in einer digitalen elektronischen Schaltung oder in Computerkomponenten,
in Firmware, Software bzw. Programmen oder in Kombinationen davon
eingerichtet sein.
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Der
Prozess 120 kann zumindest teilweise über ein Computerprogrammprodukt
eingerichtet werden, d. h. ein Computerprogramm, welches körperlich
in einem Informationsträger
vorgesehen ist, beispielsweise in einer maschinenlesbaren Speichervorrichtung
oder in einem weitergeleiteten Signal, und zwar zur Ausführung durch
eine Datenverarbeitungsvorrichtung oder zur Steuerung des Betriebs
einer Datenverarbeitungsvorrichtung, beispielsweise eines programmierbaren
Prozessors, eines Computers oder mehrerer Computer. Ein Computerprogramm
kann in irgendeiner Form von Programmierungssprache geschrieben
sein, einschließlich
kompilierten oder mit Interpreter behandelten Sprachen und kann
in irgendeiner Form eingesetzt werden, was ein alleinstehendes Programm
oder ein Modul, eine Komponente, eine Unterroutine oder eine andere
Einheit mit einschließt,
die zur Anwendung in einer Computer- bzw. Berechnungsumgebung geeignet ist.
Ein Computerprogramm kann eingesetzt werden, um auf einem Computer
oder auf mehreren Computern an einer Stelle oder verteilt über mehrere
Stellen und durch ein Kommunikationsnetzwerk verbunden ausgeführt werden.
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Digitale
Daten, die zu jedem Digital-Analog-Wandler DAC zu senden sind, könnten in
Echtzeit berechnet werden, wenn eine analoge Wellenform erzeugt
wird, oder sie könnten
offline erzeugt werden und in einer Speichervorrichtung gespeichert werden.
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Verfahrensschritte,
die mit dem Einrichtungsprozess 120 assoziiert sind, können durch
einen oder mehrere programmierbare Prozessoren ausgeführt werden,
die ein oder mehrere Computerprogramme ausführen, um die Funktionen der
Prozesse auszuführen.
Der gesamte Prozess oder ein Teil des Prozesses 120 kann
als eine Logikschaltung mit speziellem Zweck, beispielsweise als
eine FPGA (field programmable gate array) und/oder als eine ASIC
(application-specific integrated circuit = anwendungsspezifische
integrierte Schaltung) eingerichtet werden.
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Prozessoren,
die für
die Ausführung
eines Computerprogramms geeignet sind, weisen beispielsweise sowohl
Allzweck- als auch Spezial-Mikroprozessoren
und irgendeinen oder mehrere Prozessoren von irgendeiner Art eines
digitalen Computers auf. Im Allgemeinen wird ein Prozessor Anweisungen
und Daten von einem Lesespeicher bzw. ROM oder einem Arbeitsspeicher
bzw. RAM oder von beiden empfangen. Elemente eines Computers weisen
einen Prozessor zur Ausführung
von Anweisungen und eine oder mehrere Speichervorrichtungen zur
Speicherung von Anweisungen und Daten auf.
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Die
hier beschriebene Schaltung, die den Frequenzmultiplexer 41,
die Linearisierungsnachschautabelle LUT 72, das Dithering-Modul 94,
den Digital-Analog-Wandler
DACH 44, den Digital-Analog-Wandler
DACL 46 und das Kombinierungselement 47 aufweist,
kann als Teil der Wandlersysteme 40 und 100 oder
als getrennte Schaltung zur Anwendung in Verbindung mit den Wandlersystemen 40 und 100 eingerichtet
werden.
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Eine
Anzahl von Ausführungsbeispielen
der Erfindung ist beschrieben worden. Trotzdem wird verständlich sein,
dass verschiedene Modifikationen vorgenommen werden können. Beispielsweise
könnten
die Wandlersysteme 40 und 100 modifiziert werden,
um eine analoge Eingangsgröße in eine
digitale Ausgangsgröße umzuwandeln,
indem der Digital-Analog-Wandler DACH 44 durch
einen Analog-Digital-Wandler (ADC = analog to digital converter)
mit einem SFDR ersetzt wird, der für den Hochfrequenzbereich optimiert
ist, und in dem der Digital-Analog-Wandler DACL 46 durch
einen Analog-Digital-Wandler
ADC mit einem SFDR ersetzt wird, der für den Niederfrequenzbereich
optimiert ist. Entsprechend sind andere Ausführungsbeispiele innerhalb des
Umfangs der folgenden Ansprüche.
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Zusammenfassung
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Ein
System zur Umwandlung eines Eingangssignals in ein Ausgangssignal
mit einem ersten Wandler mit einer ersten Leistungsspezifikation
zur Anwendung bei Frequenzen über
einer Frequenzschwelle, einem zweiten Wandler mit einer zweiten Leistungsspezifikation
zur Anwendung bei Frequenzen unter der Frequenzschwelle und einem
Frequenzmultiplexer wird vorgesehen, der mit den ersten und zweiten
Wandlern gekoppelt ist. Der Frequenzmultiplexer weist einen Hochpass-Crossover-Filter
auf, der mit dem ersten Wandler gekoppelt ist, wobei der Hochpass-Crossover-Filter
konfiguriert ist, um Hochfrequenzkomponenten des Eingangssignals
zum ersten Wandler zu übertragen
und die Hochfrequenzkomponenten des Eingangssignals auf ein vorbestimmtes
Niveau zu dämpfen,
so dass die Niederfrequenzkomponenten verwendet werden können, um
Nichtlinearitätsfehler
zu korrigieren, die durch den ersten Wandler eingeleitet werden.
Weiterhin weist der Frequenzmultiplexer einen Tiefpass-Crossover-Filter
auf, der mit dem zweiten Wandler gekoppelt ist, wobei der Tiefpass-Crossover-Filter
konfiguriert ist, um Niederfrequenzkomponenten des Eingangssignals
zum zweiten Wandler zu übertragen
und die Hochfrequenzkomponenten des Eingangssignals auf ein vorbestimmtes
Niveau zu dämpfen,
so dass die Hochfrequenzkomponenten verwendet werden können, um
Nichtlinearitätsfehler zu
korrigieren, die durch den zweiten Wandler eingeleitet wurden. Weiterhin
weist der Frequenzmultiplexer ein Kombinierungselement auf, welches
mit den ersten und zweiten Wandlern gekoppelt ist, wobei das Kombinierungselement
konfiguriert ist, um die ersten und zweiten gewandelten Signale
zu kombinieren, die von den ersten und zweiten Wandlern empfangen
wurden, um das Ausgangssignal zu bilden.