DE112006002584B4

DE112006002584B4 - Digital-Analog-Wandler mit geringer Störung und geringer Verzerrung

Info

Publication number: DE112006002584B4
Application number: DE112006002584.8T
Authority: DE
Inventors: Fang Xu
Original assignee: Teradyne Inc
Current assignee: Teradyne Inc
Priority date: 2005-09-30
Filing date: 2006-09-20
Publication date: 2017-05-24
Anticipated expiration: 2026-09-21
Also published as: JP4728400B2; CN101278484B; KR20080063301A; CN101278484A; DE112006002584T5; JP2009510911A; KR101199318B1; US7126519B1; WO2007040981A1

Abstract

System (40, 100) zur Umwandlung eines Eingangssignals (Si(n)) in ein Ausgangssignal (S0(t)), wobei das System Folgendes aufweist: einen ersten Wandler (44) mit einer ersten Leistungsspezifikation zur Anwendung bei Frequenzen über einer Frequenzschwelle; einen zweiten Wandler (46) mit einer zweiten Leistungsspezifikation zur Anwendung bei Frequenzen unter der Frequenzschwelle; einen Frequenzmultiplexer (41, 42), der mit den ersten (44) und zweiten (46) Wandlern gekoppelt ist, wobei der Frequenzmultiplexer (41, 42) Folgendes aufweist: einen Hochpass-Crossover-Filter (50), der mit dem ersten Wandler (44) gekoppelt ist, wobei der Hochpass-Crossover-Filter (50) konfiguriert ist, um Hochfrequenzkomponenten des Eingangssignals (Si(n)) zum ersten Wandler (44) zu übertragen und die Hochfrequenzkomponenten des Eingangssignals (Si(n)) auf ein vorbestimmtes Niveau zu dämpfen, so dass die Niederfrequenzkomponenten verwendet werden können, um Nichtlinearitätsfehler zu korrigieren, die durch den ersten Wandler (44) eingeleitet werden, wobei die Hochfrequenzkomponenten über der Frequenzschwelle sind, und wobei die Niederfrequenzkomponenten unter der Frequenzschwelle sind; einen Tiefpass-Crossover-Filter (52), der mit dem zweiten Wandler gekoppelt ist, wobei der Tiefpass-Crossover-Filter (52) konfiguriert ist, um Niederfrequenzkomponenten des Eingangssignals (Si(n)) zum zweiten Wandler zu übertragen und die Hochfrequenzkomponenten des Eingangssignals (Si(n)) auf ein vorbestimmtes Niveau zu dämpfen, so dass die Hochfrequenzkomponenten verwendet werden können, um Nichtlinearitätsfehler zu korrigieren, die durch den zweiten Wandler eingeleitet wurden; und ein Kombinierungselement (47), welches mit den ersten und zweiten Wandlern (44, 46) gekoppelt ist, wobei das Kombinierungselement (47) konfiguriert ist, um die ersten und zweiten gewandelten Signale zu kombinieren, die von den ersten und zweiten Wandlern (44, 46) empfangen wurden, um das Ausgangssignal (S0(t)) zu bilden.

Description

Technisches Gebiet
Diese Patentanmeldung bezieht sich auf die Verbesserung der Leistung eines Analog-Digital-Wandlers und insbesondere auf die Verbesserung eines stör- bzw. nebenwellenfreien Dynamikbereiches über ein breites Band von Frequenzen.
Hintergrund
Ein Digital-Analog-Wandler (DAC = Digital-to-Analog Converter) wandelt einen digitalen Eingangscode in ein analoges Ausgangssignal um. Die Ausgabe eines Digital-Analog-Wandlers kann von der idealen Ausgangsgröße aufgrund von Variationen beim Herstellungsprozess und aufgrund von verschiedenen Quellen von Ungenauigkeiten im Digital-Analog-Umwandlungsprozess abweichen. Die Transferfunktion eines Digital-Analog-Wandlers ist eine Darstellung des Signals, das am Digital-Analog-Wandler-Ausgang als eine Funktion des Eingangscodes erzeugt wird. Eine solche Aufzeichnung ist nicht kontinuierlich, sondern sie ist eine Aufzeichnung von 2^N Schritten, wobei N die Auflösung des Digital-Analog-Wandlers in Bits ist. Für einen idealen Digital-Analog-Wandler kann eine einzelne gerade Linie durch die Punkte bei jeder Codeübergangsgrenze, beginnend beim Ursprung der Aufzeichnung, gezogen werden.
1 zeigt eine Aufzeichnung 10 eines Beispiels einer idealen Transferfunktion 12 für einen 3-Bit-Digital-Analog-Wandler (3-Bit-DAC) mit Referenzpunkten an den Codeübergangsgrenzen. Der Digital-Analog-Wandler erzeugt in diesem Beispiel eine Gesamtzahl von acht Schritten, wobei jeder einen Wert eines digitalen Eingangscodes darstellt. Das Ausgangssignal erreicht ein Minimum beim Code Null (000) und ein Maximum beim Code (111). Somit tritt der Übergang zur maximalen Ausgangsgröße nicht bei der Referenzspannung V_ref auf. Der Übergang tritt bei einer Codebreite auf, die gleich einem niedrigstwertigen Bit (LSB = least significant bit) ist. Ein niedrigstwertiges Bit LSB ist V_ref/2N.
Einschränkungen bezüglich der bei der Herstellung verwendeten Materialien und Ungenauigkeiten, die dem Umwandlungsprozess selbst innewohnen, bewirken, dass die tatsächliche Transferfunktion eines Digital-Analog-Wandlers von der idealen Transferfunktion abweicht.
Die Abweichung einer Transferfunktion eines Digital-Analog-Wandlers von einer geraden Linie wird als Nichtlinearität bezeichnet. 2 veranschaulicht eine Aufzeichnung 20 einer nicht linearen Abweichung zwischen der idealen Transferfunktion 12 und der tatsächlichen Transferfunktion 22 des beispielhaften 3-Bit-Digital-Analog-Wandlers. Die Unterschiede zwischen den idealen Spannungspegeln, bei denen Codeübergänge auftreten, und der tatsächlichen Spannung werden als nicht lineare Fehler bezeichnet. Nicht lineare Fehler bzw. Abweichungen können in LSBs bzw. niedrigstwertigen Bits ausgedrückt werden (beispielsweise 1,3 LSB).
Nicht lineares Verhalten bzw. Nichtlinearität beeinflusst die Leistung, die oft unter Verwendung von Parametern charakterisiert wird, die über eine Frequenzdomänenanalyse erhalten werden, und wird typischerweise durch Ausführung einer schnellen Fourier-Transformation (FFT = Fast Fourier Transform) am analogen Ausgang des Digital-Analog-Wandlers DAC gemessen. 3 zeigt eine Aufzeichnung 30 der Digital-Analog-Wandler-Ausgabe in der Frequenzdomäne. Die Grundfrequenz ist gleich der Frequenz der digitalen Eingangsgröße (d. h., dem Signal, das mit dem Digital-Analog-Wandler gemessen wurde). Alle anderen Frequenzkomponenten sind unerwünschte Signale, die aus einer harmonischen Verzerrung, aus thermischem Rauschen, aus 1/f-Rauschen und Quantisierungsrauschen resultieren. Einige Rauschquellen können nicht vom DAC selbst herrühren. Beispielsweise haben Verzerrung und thermisches Rauschen ihren Ursprung von der externen Schaltung beim Eingang in den Digital-Analog-Wandler DAC.
Nicht lineares Verhalten bzw. Nichtlinearität beim Datenwandler hat eine harmonische Verzerrung zur Folge, wenn eine Analyse in der Frequenzdomäne ausgeführt wird. Eine solche Verzerrung wird als ”Störungen” (spurs) in der schnellen Fourier-Transformation bei der Harmonischen des gemessenen Signals beobachtet, wie in 3 veranschaulicht. Nichtlinearität erzeugt auch Störungen innehalb der Nyquist-Frequenz des Digital-Analog-Wandlers bei Frequenzen, die keine Harmonischen der Grundfrequenz sind. Das Verhältnis zwischen der Größe des gemessenen Signals und seiner höchsten Störungsspitze wird als ”nebenwellenfreier Dynamikbereich” (SFDR = spurious-free dynamic range) bezeichnet und wird oft in Dezibel (dB) ausgedrückt. Die höchste Störung bzw. Neben- oder Störwelle könnte eine Harmonische des gemessenen Signals oder eine nicht harmonische Komponente sein, und zwar abhängig von der Anwendung. Der SFDR hängt von der Grundfrequenz des Eingangssignals ab. Wenn die Grundfrequenz zunimmt, tendiert der SFDR dazu abzunehmen.
US 6 084 539 A betrifft einen Analog-Digital-Wandler, wobei zwei parallele Wandler gezeigt sind, die jeweils unterschiedliche Frequenzkomponenten bearbeiten.
EP 0 398 638 A2 zeigt ein Dithering mit Dither-Generator für Analog-Digital-Wandler.
Zusammenfassung
Die Erfindung sieht Verfahren und Systeme vor, welche Computerprogrammprodukte einschließen, um ein Eingangssignal in ein Ausgangssignal umzuwandeln.
Im Allgemeinen weist die Erfindung gemäß einem Aspekt ein System auf, welches einen ersten Wandler mit einer ersten Leistungsspezifikation zur Anwendung bei Frequenzen oberhalb einer Frequenzschwelle hat; einen zweiten Wandler mit einer zweiten Leistungsspezifikation zur Anwendung bei Frequenzen unter der Frequenzschwelle; und einen Frequenzmultiplexer, der mit den ersten und zweiten Wandlern gekoppelt ist. Der Frequenzmultiplexer weist einen Hochpass-Crossover- bzw. Übernahmefilter auf, der mit dem ersten Wandler gekoppelt ist, wobei der Hochpass-Crossover-Filter konfiguriert ist, um Hochfrequenzkomponenten des Eingangssignals zum ersten Wandler zu Übertragen und niederfrequente Komponenten des Eingangssignals auf ein vorbestimmtes Niveau zu dämpfen, so dass die Niederfrequenzkomponenten verwendet werden können, um Nichtlinearitätsfehler zu korrigieren, die vom ersten Wandler eingeleitet werden. Die Hochfrequenzkomponenten sind über der Frequenzschwelle und die Niederfrequenzkomponenten sind unter der Frequenzschwelle. Der Frequenzmultiplexer weist auch einen Tiefpass-Crossover-Filter bzw. Übernahmefilter auf, der mit dem zweiten Wandler gekoppelt ist, wobei der Tiefpass-Crossover-Filter konfiguriert ist, um die niederfrequenten Komponenten des Eingangssignals zum zweiten Wandler zu übertragen, und um die Hochfrequenzkomponenten des Eingangssignals auf ein vorbestimmtes Niveau zu dämpfen, so dass die Hochfrequenzkomponenten verwendet werden können, um Nichtlinearitätsfehler zu korrigieren, die durch den zweiten Wandler eingeleitet werden, und ein Kombinationselement, welches mit den ersten und zweiten Wandlern gekoppelt ist, welches konfiguriert ist, um erste und zweite gewandelte bzw. konvertierte Signale zu kombinieren, die von den ersten und zweiten Wandlern aufgenommen wurden, um das Ausgangssignal zu bilden.
Ausführungsbeispiele können eine oder mehrere der folgenden Ausführungen aufweisen. Das Kombinierungselement kann einen Hochpass-Crossover-Filter aufweisen, der mit dem ersten Wandler gekoppelt ist, der konfiguriert ist, um die niederfrequenten Komponenten des ersten umgewandelten Signals auf ein vorbestimmtes Niveau zu dämpfen; und einen Tiefpass-Crossover-Filter, der mit dem zweiten Wandler gekoppelt ist, der konfiguriert ist, um die Hochfrequenzkomponenten des zweiten gewandelten Eingangssignals auf ein vorbestimmtes Niveau zu dämpfen. Die ersten und zweiten Leistungsspezifikationen können SFDR-Spezifikationen aufweisen. Der erste Wandler kann einen ersten Digital-Analog-Wandler aufweisen und der zweite Wandler weist einen zweiten Digital-Analog-Wandler auf. Eine Nachschautabelle kann mit dem Frequenzmultiplexer gekoppelt sein und konfiguriert sein, um zu bestimmen, dass ein Wert des Eingangssignals einem Eingabecode des zweiten Wandlers entspricht, und um einen Kompensationswert auszudrücken, der dem Eingangscode entspricht, so dass der Kompensationswert bewirkt, dass das erste gewandelte Signal zumindest teilweise einen Linearisierungsfehler auslöscht, der in dem zweiten gewandelten Signal vorhanden ist. Die Nachschautabelle kann virtuelle Bits aufweisen, die konfiguriert sind, um eine Zahl von physikalischen Bits des zweiten Wandlers zu erweitern. Der Frequenzmultiplexer kann auch ein Summierungselement aufweisen, das konfiguriert ist, um den Kompensationswert zum Eingangssignal hinzuzuaddieren. Ein Dithering-Modul kann mit dem Frequenzmultiplexer und mit den ersten und zweiten Wandlern gekoppelt sein. Das Dithering-Modul kann einen Dithering-Signalgenerator aufweisen, der konfiguriert ist, um ein Dithering-Signal zu erzeugen, welches eine Abfolge von zufälligen Werten aufweist; eine Negationsschaltung, die mit dem Dithering-Signalgenerator gekoppelt ist, die ein Dithering-Auslöschungssignal erzeugt, welches eine Abfolge von Werten aufweist, die gleich und entgegengesetzt zu den zufälligen Werten des Dithering-Signals sind; ein erstes Summierungselement, welches konfiguriert ist, um das Dithering-Signal zu den Hochfrequenzkomponenten des Eingangssignals zu addieren; und ein zweites Summierungselement, welches konfiguriert ist, um das Dithering-Auslöschungssignal zu den Niederfrequenzkomponenten des Eingangssignals zu addieren. Das Dithering-Modul kann auch einen ersten Equalizer aufweisen, der mit dem Dithering-Signalgenerator gekoppelt ist, der eine Transferfunktion hat, die das Inverse einer Transferfunktion des Hochpassfilters des Kombinierungselementes ist; und einen zweiten Equalizer, der mit der Negationsschaltung gekoppelt ist, der eine Transferfunktion hat, die das Inverse einer Transferfunktion des Tiefpassfilters des Kombinierungselementes ist. Das Dithering-Signal kann konfiguriert sein, um Störungen bzw. Nebenwellen im Ausgangssignal zu dämpfen und das Dithering-Auslöschungssignal kann zumindest teilweise die Verzerrung im Ausgangssignal auslöschen, die vom Dithering-Signal bewirkt wird.
Gemäße einem anderen Aspekt weist die Erfindung ein Verfahren und ein Computerprogrammprodukt zur Umwandlung eines Eingangssignals in ein Ausgangssignal auf. Das Verfahren weist auf, das Eingangssignal zu empfangen; Hochfrequenzkomponenten des Eingangssignals zu einem ersten Wandler zu übermitteln (wobei die Hochfrequenzkomponenten über einer Frequenzschwelle sind); Niederfrequenzkomponenten des Eingangssignals auf ein vorbestimmtes Niveau zu dämpfen, so dass die Niederfrequenzkomponenten des Dithering- bzw. Dither-Signals verwendet werden können, um Nichtlinearitätsfehler zu korrigieren, die vom ersten Wandler eingeführt werden; die Niederfrequenzkomponenten des Eingangssignals in einen zweiten Wandler umzuwandeln (wobei die Niederfrequenzkomponenten unter der Frequenzschwelle sind), die Hochfrequenzkomponenten des Eingangssignals auf ein vorbestimmtes Niveau zu dämpfen, so dass die Hochfrequenzkomponenten der Linearisierungskorrektur und des Dithering verwendet werden können, um Nichtlinearitätsfehler zu korrigieren, die durch den zweiten Wandler eingeleitet werden, die Hochfrequenzkomponenten umzuwandeln, um ein erstes umgewandeltes Signal zu bilden; die Niederfrequenzkomponenten umzuwandeln, um ein zweites umgewandeltes Signal zu bilden; und die ersten und zweiten konvertierten bzw. umgewandelten Signale zu kombinieren, um das Ausgangssignal zu bilden.
Ausführungsbeispiele können eine oder mehrere der folgenden Schritte aufweisen. Das Übertragen der Hochfrequenzkomponenten kann aufweisen, die Niederfrequenzkomponenten des Eingangssignals zu dämpfen und das Übertragen der Niederfrequenzkomponenten kann aufweisen, die Hochfrequenzkomponenten des Eingangssignals zu dämpfen. Das Umwandeln der Hochfrequenz- und Niederfrequenzkomponenten kann aufweisen, Digitalsignale in Analogsignale umzuwandeln. Das Umwandeln der Hochfrequenz- und Niederfrequenzkomponenten kann aufweisen, Analogsignale in Digitalsignale umzuwandeln. Ein Linearisierungsfehler des zweiten Wandlers, der einem Eingangscode entspricht, kann in einer Nachschautabelle gemessen und gespeichert werden. Ein Wert des Eingangssignals, der dem Eingangscode entspricht, kann bestimmt werden und ein Kompensationswert, der dem Eingangscode entspricht, kann so ausgedrückt werden, dass der Kompensationswert bewirkt, dass das erste umgewandelte Signal zumindest teilweise einen Linearisierungsfehler auslöscht, der im zweiten umgewandelten Signal vorhanden ist.
Ein Dithering-Signal, welches eine Abfolge von zufälligen Werten aufweist, kann erzeugt werden; ein Dithering-Auslöschungssignal, welches eine Sequenz bzw. Abfolge von Werten aufweist, die gleich und entgegengesetzt zu den Zufallswerten des Dithering-Signals sind, kann erzeugt werden; das Dithering-Signal kann zu den Hochfrequenzkomponenten des Eingangssignals addiert werden, um Störungen bzw. Nebenwellen im Ausgangssignal zu dämpfen; und das Dithering-Auslöschungssignal kann zu den Niederfrequenzkomponenten des Eingangssignals addiert werden, um zumindest teilweise eine Verzerrung in dem Ausgangssignal auszulöschen, welche durch das Dithering-Signal bewirkt wird.
Die Details von einem oder mehreren Ausführungsbeispielen der Erfindung sind in den beigefügten Zeichnungen und in der Beschreibung unten dargelegt. Andere Merkmale, Ziele und Vorteile der Erfindung werden aus der Beschreibung und den Zeichnungen und aus den Ansprüchen offensichtlich.
Beschreibung der Zeichnungen
1 zeigt eine Darstellung einer idealen Transferfunktion eines Digital-Analog-Wandlers (DAC);
2 zeigt eine Darstellung einer tatsächlichen Transferfunktion eines Digital-Analog-Wandlers;
3 zeigt eine Darstellung eines Ausgangssignals, welches von einem Digital-Analog-Wandler in der Frequenzdomäne erzeugt wird;
4 zeigt ein Wandlersystem;
5 zeigt eine Darstellung eines stör- bzw. nebenwellenfreien Dynamikbereiches für zwei unterschiedliche Digital-Analog-Wandler;
6 zeigt ein weiteres Wandlersystem, welches Linearisierungs- und Dithering-Module aufweist,
7 zeigt eine Darstellung des nebenwellenfreien Dynamikbereiches des Wandlersystems der 6;
8 zeigt ein Flussdiagramm eines Verfahrens zur Umwandlung eines Digitalsignals in ein Analogsignal unter Verwendung des in 6 gezeigten Wandlersystems; und
9 zeigt ein Blockdiagramm eines Computers zum Einrichten des in 8 gezeigten Prozesses.
Detaillierte Beschreibung
Obwohl ein stör- bzw. nebenwellenfreier Dynamikbereich bzw. SFDR (SFDR = spurious-free dynamic range) von der Frequenz abhängt, kann der SFDR über einen gegebenen Frequenzbereich der bei anderen Digital-Analog-Wandlern größer oder kleiner sein kann. Typischerweise wird ein Digital-Analog-Wandler den SFDR in unterschiedlichen Frequenzbereichen optimieren. Beispielsweise optimiert ein erster Digital-Analog-Wandler den SFDR in einem Frequenzbereich unter einer gegebenen Frequenzschwelle; und ein zweiter Digital-Analog-Wandler optimiert den SFDR in einem Frequenzbereich über dieser Frequenzschwelle.
Der Digital-Analog-Wandler spielt eine Rolle in einem Signalgenerator mit beliebigem Signalverlauf (AWG = arbitrary waveform generator). Die Leistung des Signalgenerators mit beliebigem Signalverlauf AWG hängt stark von der Leistung des Digital-Analog-Wandlers ab. Zum Testen einiger Vorrichtungen des Standes der Technik kann der beste verfügbare Digital-Analog-Wandler zu dem Zeitpunkt, wo das Gerät konstruiert wird, keinen ausreichenden SFDR haben. Weiterhin ist es wünschenswert, den SFDR über einen großen Bereich von Frequenzen zu optimieren, der größer als irgendein optimierter Bereich eines DACs ist.
4 zeigt ein Wandlersystem 40 zum Umwandeln eines eingegebenen Digitalsignals S_i(n) in ein analoges Ausgangssignal S₀(t) unter Verwendung von mehreren Digital-Analog-Wandlern bzw. DACs (DAC_H 44 und DAC_L 46), so dass der Gesamt-SFDR des Wandlersystems 40 besser ist als der SFDR von entweder dem DAC_H 44 oder dem DAC_L 46.
Das Wandlersystem 40 weist einen ersten Digital-Analog-Wandler (DAC_H 44) auf, der den SFDR für Frequenzen über einer Frequenzschwelle (f₁) optimiert, einen zweiten Digital-Analog-Wandler (DAC_L 46), der den SFDR für Frequenzen unter der Frequenzschwelle optimiert (siehe 5). Das Wandlersystem 40 weist auch einen Frequenzmultiplexer 42 auf, der ein digitales Eingangssignal S_i(n) aufnimmt und ein Kombinierungselement 48, welches ein analoges Ausgangssignal S₀(t) ausgibt. Der Frequenzmultiplexer 42 weist einen digitalen Hochpassfilter 50 und einen digitalen Tiefpassfilter 52 auf. Der digitale Hochpassfilter 50 dämpft die Frequenzkomponenten des Eingangssignals S_i(n), die unter der Frequenzschwelle sind, und leitet die höherfrequenten Komponenten zum Digital-Analog-Wandler DAC_H 44. Für eine einfache Erklärung wird der Bereich von Frequenzen, der unter der Frequenzschwelle ist, als der ”Niederfrequenzbereich” bezeichnet, und der Bereich von Frequenzen, die oberhalb der Frequenzschwelle sind, wird als der ”Hochfrequenzbereich” bezeichnet. Der digitale Tiefpassfilter 52 dämpft die Frequenzkomponenten des Eingangssignal S_i(n), die in dem Hochfrequenzbereich sind und leitet Komponenten im Niederfrequenzbereich zum Digital-Analog-Wandler DAC_L 46. Die Digital-Analog-Wandler DAC_H 44 und DAC_L 46 wandeln die jeweiligen digitalen Ausgangsgrößen der digitalen Hochpass- und Tiefpassfilter 50 und 52 in analoge Signale um.
Das Kombinierungselement 48 weist einen analogen Hochpassfilter 54, einen analogen Tiefpassfilter 56 und ein Summierungselement 58 auf. Die analogen Filter 54 und 56 filtern unerwünschte Frequenzkomponenten aus, wie beispielsweise Störungen bzw. Nebenwellen, die aus Umwandlungsprozessen resultieren, die von den Digital-Analog-Wandlern DAC_H 44 und DAC_L 46 ausgeführt werden. Der analoge Hochpassfilter 54 nimmt das analoge Signal auf, welches vom Digital-Analog-Wandler DAC_H 44 erzeugt wird und dämpft die Frequenzkomponenten, die im Niederfrequenzbereich liegen. Der analoge Tiefpassfilter 56 nimmt das analoge Signal auf, welches vom Digital-Analog-Wandler DAC_L 46 erzeugt wird und dämpft die Frequenzkomponenten des Signals, die im Hochfrequenzbereich liegen. Die Ausgangsgröße des analogen Hochpassfilters 54 weist die Hochfrequenzkomponenten des digitalen Eingangssignals S_i(n) auf, die einen SFDR haben, der für den Digital-Analog-Wandler DAC_H 44 festgelegt ist (d. h., der SFDR, der für den Hochfrequenzbereich optimiert ist). In ähnlicher Weise weist die Ausgangsgröße des analogen Tiefpassfilters 56 die Niederfrequenzkomponenten des digitalen Eingangssignals S_i(n) auf, die einen SFDR haben, der für den Digital-Analog-Wandler DAC_L 46 festgelegt ist (d. h., der SFDR, der für den Niederfrequenzbereich optimiert ist). Das Summierungselement 58 addiert die analogen Signale zusammen, die von jedem der analogen Filter 54 und 56 erzeugt werden, um das analoge Ausgangssignal S₀(t) zu erzeugen.
Für irgendeine Wellenform am Eingang des Systems können wir diese Wellenform in höherfrequente Komponenten und niedriger frequente Komponenten umwandeln. Wenn beispielsweise die Frequenzkomponenten des Eingangssignals S_i(n) eine niedrige Frequenz haben, sieht das von dem Digital-Analog-Wandler DAC_L 46 erzeugte Signal (das von dem Wandler mit der besseren Leistung bei niedriger Frequenz) einen größeren Beitrag zum Ausgangssignal S₀(t) vor, als dies der Digital-Analog-Wandler DAC_H 44 tut, und zwar aufgrund des digitalen Tiefpassfilters 52. Zur vereinfachten Erklärung wird der Digital-Analog-Wandler mit der höheren Leistung für ein gegebenes Eingangssignal S_i(n) als der ”Hauptwandler” bezeichnet werden, und der andere Digital-Analog-Wandler wird als der ”Hilfswandler” bezeichnet. In diesem Fall ist der Digital-Analog-Wandler DAC_L 46 der Hauptwandler und DAC_H 44 ist der Hilfswandler. Weiterhin verschlechtert der Beitrag des Signals vom Digital-Analog-Wandler DAC_L 46 die Integrität des Ausgangssignals S₀(t), weil der Digital-Analog-Wandler DAC_L 46 für den Niederfrequenzbereich optimiert ist, d. h., das Ausgangssignal, welches allein vom Digital-Analog-Wandler DAC_L 46 erzeugt wird, ohne dass irgendein Beitrag vom Digital-Analog-Wandler DAC_H 44 addiert wird, hätte einen höheren SFDR als die Ausgangsgröße S₀(t), die den Beitrag vom Digital-Analog-Wandler DAC_H 44 aufweist. Kurz vorm Trennen des Digital-Analog-Wandlers DAC_H 44 vom Wandlersystem 40 kann in diesem Szenario der Beitrag vom DAC_H 44 in der Praxis nicht vollständig auf Null gestellt werden, weil der digitale Hochpassfilter und der analoge Hochpassfilter 54 nicht ideal sind und sie somit nicht vollständig Signale in ihren jeweiligen Stoppbändern dämpfen. Im Wandlersystem 40 ist der Beitrag des Signals vom Hilfswandler (als das ”Hilfssignal” bezeichnet) offensichtlich unerwünscht, egal ob der Hilfswandler der Digital-Analog-Wandler DAC_H 44 oder DAC_L 46 ist. 6 zeigt ein Blockdiagramm eines Wandlersystems 100, welches das Wandlersystem 40 der 4 modifiziert, so dass der Beitrag des Hilfssignals die Integrität des Ausgangssignals S₀(t) verbessert. Das Wandlersystem 100 weist eine Linearisierungsnachschautabelle (LUT = Look-up Table) 72, einen digitalen Tiefpassfilter 74, eine Gain- bzw. Verstärkungsstufe 48, digitale Summierungselement 76, 90 und 92, ein Dithering-Modul 94, einen Frequenzmultiplexer 41, ein Kombinierungselement 47, einen Digital-Analog-Wandler DAC_H 44, der als ein Hauptwandler für ein Hochfrequenzeingangssignal oder als ein Hilfswandler für ein Niederfrequenzeingangssignal dient, und einen Digital-Analog-Wandler DAC_L 46 auf, der als der Hauptwandler für ein niederfrequentes Eingangssignal oder als ein Hilfswandler für ein hochfrequentes Eingangssignal dient. Das Dithering-Modul 94 weist einen Dithering-Signalgenerator 82, eine Negationsschaltung 84, einen digitalen Tiefpass-Equalizer 86 und einen digitalen Hochpass-Equalizer 88 auf. Der Frequenzmultiplexer 41 weist einen digitalen Hochpass-Crossover-Filter 51 und einen digitalen Tiefpass-Crossover-Filter 53 auf. Das Kombinierungselement 47 weist einen analogen Hochpass-Crossover-Filter 55, einen analogen Tiefpass-Crossover-Filter 57 und ein Summierungselement 58 auf, welches die Ausgangsgrößen von jedem der analogen Crossover-Filter 55 und 57 addiert. Anders als die Filter 50, 52, 54 und 56 des Wandlers 40 (in 4 gezeigt), ist die Dämpfung beim Stoppband von diesen Crossover-Filtern 51, 53, 55 und 57 des Wandlers 100 absichtlich auf ein vorbestimmtes Niveau begrenzt, so dass ein Signal durch den Filter hindurchgehen kann, auch wenn das Signal im Stoppband liegt. Das Dämpfungsniveau der Crossover-Filter 51, 53, 55 und 57 ist so eingestellt, dass die Störungen bzw. Nebenwellen, die vom Hilfswandler in dem optimierten Frequenzbereich erzeugt werden, bezüglich ihrer Größe beträchtlich geringer sind als die Störungen, die vom Hauptwandler für den optimierten Frequenzbereich erzeugt werden. In einigen Ausführungsbeispielen sind die Crossover-Filter so eingestellt, dass die Störungen vom Hilfswandler zumindest 10 dB geringer sind als die entsprechenden Störungen, die vom Hauptwandler erzeugt werden. Dies stellt sicher, dass die Störungen, die vom Hilfswandler erzeugt werden, zu vernachlässigen sind. Wenn beispielsweise der Digital-Analog-Wandler DAC_H 44 der Hauptwandler ist und einen SFDR hat, der ungefähr 10 dB höher ist als der Hilfswandler DAC_L 46 für einen hohen Frequenzbereich, sind die Tiefpass-Crossover-Filter 53 und 57 konfiguriert, um Signalkomponenten in ihren Stoppbändern um 20 dB zu dämpfen, um sicherzustellen, dass die Störungen, die vom Digital-Analog-Wandler DAC_L 46 im Hochfrequenzbereich erzeugt werden geringer als die Störungen sind, die vom DAC_L 46 in diesem Bereich erzeugt werden, und zwar um mindestens 10 dB.
Für jeden eingegebenen Code des Haupt-Digital-Analog-Wandlers (in diesem Fall DAC_L 46) speichert die Linearisierungsnachschautabelle LUT 72 eine entsprechende Linearitätskorrektur, die zuvor für jeden der DAC_L-Codes gemessen und berechnet wurde. Wenn die Nachschautabelle 72 einen Code des digitalen Eingangssignals S_i(n) empfängt, schaut sie den Linearisierungsfehler nach, der für diesen Code gespeichert ist, und legt einen gleichen und entgegengesetzten Spannungswert an und drückt diesen aus. Das Summierungselement 76 addiert diesen Spannungswert zur Eingangsgröße des Digital-Analog-Wandlers DAC_H 44, um den Linearisierungsfehler auszulöschen, der besteht, wenn der Digital-Analog-Wandler DAC_L 46 den Code in einen analogen Wert umwandelt. Das Einführen von Linearisierungsfehlerkompensationswerten in das Eingangssignal S_i(n) bringt die analoge Ausgangsgröße des Digital-Analog-Wandlers DAC_L 46 näher an sein ideales Niveau. Die digitale Verstärkungsstufe 78 kompensiert die Dämpfung im Stoppband des Hochpassfilters 55. In einigen Ausführungsbeispielen könnte die digitale Verstärkungsstufe 78 physisch in die Nachschautabelle LUT 72 eingebaut sein. In einigen Ausführungsbeispielen ordnet die Nachschautabelle 72 jedem Code einen ersten Linearisierungsfehler zu, der resultiert, wenn der Digital-Analog-Wandler von einem höheren Code übergeht, und einen zweiten Linearisierungsfehler, der resultiert, wenn der Digital-Analog-Wandler von einem niedrigeren Code übergeht. In anderen Ausführungsbeispielen sind die ersten und zweiten Linearisierungsfehler im Wesentlichen die gleichen, und daher wird nur ein Linearisierungsfehlerwert für jeden Code gespeichert.
In einigen Ausführungsbeispielen ist die Linearisierung nicht auf die physische Anzahl von Bits von DAC_L 46 begrenzt. In diesen Ausführungsbeispielen hat der Digital-Analog-Wandler DAC_L 46 gewisse virtuelle Bits, die überhaupt keine Ausgangsgröße erzeugen. In diesen Ausführungsbeispielen kann die Ausgangsgröße des Digital-Analog-Wandlers DAC_H 44 verwendet werden, um diese virtuellen Bits zu linearisieren, um einen kombinierten Digital-Analog-Wandler DAC mit mehr Bits aufzubauen als nur der Digital-Analog-Wandler DAC_L 46 alleine.
Eine Kompensation für eine Linearisierung in dieser Weise funktioniert deshalb bei niedrigen Frequenzen (beispielsweise bei Frequenzen unter ungefähr 1 MHz). Bei höheren Frequenzen ist die DAC-Transferfunktion frequenzabhängig und der Linearisierungsfehler hängt von der Frequenz des Signals ab. Die Linearisierung ist bei höheren Frequenzen ineffizient, da die Nichtlinearität sich mit der Frequenz verändert. Daher wird eine Kompensation für eine Linearisierung hauptsächlich verwendet, wenn der Digital-Analog-Wandler DAC_L 46 der Hauptwandler ist (d. h., wenn die Hauptfrequenzkomponente des Eingangssignals S_i(n) im niederfrequenten Bereich ist). Eine hohe Linearität ist typischerweise wichtig für niedrigere Frequenzen im Audiobereich (beispielsweise zwischen Null und ungefähr 20 KHz). Der digitale Tiefpassfilter 74 entfernt hochfrequentes Rauschen, welches durch Linearisierung erzeugt wird. In manchen Ausführungsbeispielen hat das System 100 einen größeren SFDR-Wert als 120 dB im Audiofrequenzbereich.
Störungen, die bei der Umwandlung eines Hochfrequenzsignals erzeugt werden, werden oft durch die dynamische Nichtlinearität von Wandlern verursacht. Daher ist die oben für niederfrequente Eingangssignale beschriebene Linearisierungstechnik weniger nützlich für Eingangssignale mit höherer Frequenz. Weiterhin sind die Störungen (sowohl harmonisch als auch nicht harmonisch) mit dem Eingangssignal in starker Korrelation. Um die Korrelation zwischen dem Eingangssignal und den Störungen zu verringern, wird additives Dithering-Rauschen zum Eingangssignal S_i(n) addiert. Das Ergebnis ist, dass die Frequenzen, bei denen die Störungen im Ausgangssignal auftreten, mit der Zeit zufälliger werden und daher sich die Störungen über das gesamte Spektrum ausbreiten werden. Im Fall eines sich wiederholenden Signals könnten Durchschnittstechniken das Zufallsrauschen verringern. Durch Durchschnittsbildung einer Anzahl von N Werten eines Signals wird beispielsweise das vorhandene Rauschen um einen Faktor von ungefähr der Quadratwurzel von N verringert. Im Fall von Störungen, die mit der Transferfunktion des Wandlers in Korrelation sind, hilft die Durchschnittsbildung nicht bei der Verringerung ihres Beitrags, weil sie nicht zufällig sind und immer bei der gleichen Frequenz für eine gegebene DAC-Transferfunktion auftreten. Dithering wird die Störung zufällig machen, somit wird eine Durchschnittsbildung beim Vorhandensein von Dithering effektiv werden.
Das Dithering wird durch das Dithering-Modul 94 ausgeführt. Das Dithering-Modul 94 dithert die Eingangsgröße jedes Wandlers (beaufschlagt diese mit Zufallsrauschen), um unerwünschte resultierende Störungen in ihren Ausgangsgrößen zu dämpfen. Der Dithering-Signalgenerator 82 erzeugt ein Dithering-Signal S_d(n), welches eine Abfolge von zufälligen numerischen Werten von ein Paar niedrigstwertigen Bits LSB um Null herum ist. Das Dithering könnte ein Schmalband- oder Breitbandspektrum haben. Das Summierungselement 90 und 92 addiert die Dithering-Signale an den Eingängen der Wandler 44 und 46 mit Samples bzw. Tastwerten des Eingangssignals S_i(n) nach dem Durchlaufen durch die digitalen Crossover-Filter 51 und 53. Das Dithering-Signal, welches zur Eingangsgröße der Wandler hinzuaddiert wird, verringert die Korrelation der Störungen mit dem Signal auf Kosten des Hinzufügens eines höheren Rauschpegels zur Ausgangsgröße jedes Wandlers. Die kombinierte Transferfunktion des digitalen Tiefpass-Equalizers 86 und des analogen Hochpass-Crossover-Filters 55 sollte gleich der kombinierten Transferfunktion des digitalen Hochpass-Equalizers 88 und des analogen Tiefpass-Crossover-Filters 57 sein. Die digitalen Equalizer 86 und 88 kompensieren den Effekt der analogen Crossover-Filter 55 und 57, so dass das von dem gleichen Generator 82 erzeugte Dithering-Signal zwei Dithering-Signale von entgegengesetzter Amplitude beim Kombinierungselement 58 erzeugt. Die digitalen Equalizer sind so ausgelegt, dass das Dithering-Rauschen, welches vom Digital-Analog-Wandler DAC_H 46 erzeugt wird, verwendet werden kann, um das Dithering-Rauschen auszulöschen, welches zum Eingang des Digital-Analog-Wandlers DAC_L 44 hin im niedrigen Frequenzbereich addiert wird, und das Dithering-Rauschen, welches vom Digital-Analog-Wandler DAC_L 44 erzeugt wird, kann verwendet werden, um das Dithering-Rauschen auszulöschen, welches zur Eingangsgröße des Digital-Analog-Wandlers DAC_H 46 im hohen Frequenzbereich addiert wird.
Die Ausgangsgröße des analogen Hochpass-Crossover-Filters 55 weist die Ausgangswellenform mit dem addierten Dithering-Rauschen auf. Die Ausgangsgröße des analogen Tiefpass-Crossover-Filters 57 weist auch die Ausgangswellenform auf, und zwar durch einen gedämpften Pegel und hinzugefügtes Rauschen, welches gleich und entgegengesetzt zum Dithering-Rauschen ist. Für eine vereinfachte Erklärung wird dieses hinzugefügte Rauschen als ”Korrekturwellenform” bezeichnet. Wenn die Ausgangsgrößen der analogen Hochpass- und Tiefpass-Crossover-Filter 55 und 57 addiert werden, löscht die Korrekturwellenform die Dithering-Rauschausbeute der Ausgangswellenform aus, die beide Beiträge von den Digital-Analog-Wandlern DAC_H 44 und DAC_L 46 aufweist. Um sicherzustellen, dass das Dithering-Rauschen und die Korrekturwellenform die gleiche Amplitude haben, wird die Korrekturwellenform verstärkt, und zwar durch den digitalen Hochpass-Equalizer 88, um die Dämpfung der Crossover-Filter zu kompensieren. Wenn beispielsweise der analoge Tiefpass-Crossover-Filter eine Stoppbanddämpfung von 20 dB hat, müsste die Größe der Korrekturwellenform um 20 dB verstärkt werden.
Die Korrekturwellenform wird durch Negation des Dithering-Signals S_d(n) unter Verwendung der Negationsschaltung 84 erzeugt, um ein Digitalsignal mit Sampling bzw. Tastwerten zu erzeugen, die gleich und entgegengesetzt zu den Sampling- bzw. Tastwerten des Dithering-Signals S_d(n) sind. Die Korrekturwellenform wird dann durch den digitalen Hochpass-Equalizer 88 geleitet. Das Summierungselement 92 addiert die Ausgangsgröße des digitalen Hochpass-Equalizers 88 zu jener des digitalen Tiefpass-Crossover-Filters 53. Somit löscht die Korrekturwellenform die Versetzungen bzw. Offsets aus, die von dem Dithering-Signal S_d(n) erzeugt werden. Wenn beispielsweise das Eingangssignal S_i(n) Null wäre, und das Dithering-Signal S_d(n) erzeugt würde, wäre idealerweise das Ausgangssignal S₀(t) ebenfalls Null. In einigen Ausführungsbeispielen ist die Negationsschaltung 84 nicht im Wandler 100 vorhanden und die Negationsvorgänge der Negationsschaltung 84 werden durch das Summierungselement 92 ausgeführt.
Das Dithering-Signal S_d(n) kann entweder dem Ausgangssignal vom digitalen Hochpass-Crossover-Filter 51 oder der Ausgangsgröße des digitalen Tiefpass-Crossover-Filters 53 hinzugefügt werden. Beispielsweise könnte die Negationsschaltung 84 mit dem digitalen Tiefpass-Equalizer 86 gekoppelt sein und nicht mit dem digitalen Hochpass-Equalizer 88.
In 6 ist die Linearisierungsnachschautabelle LUT 72 so angeordnet, dass die Ausgangsgröße des Digital-Analog-Wandlers DAC_H 44 nicht lineares Verhalten bzw. Nichtlinearitäten kompensiert, die durch den Digital-Analog-Wandler DAC_L 46 eingeleitet wird. Das Dithering-Modul 94 ist jedoch so angeordnet, dass es den Teil des Eingangssignals dithert bzw. mit Rauschen beaufschlagt, der im Hochfrequenzbereich liegt. Das Dithering des Ausgangssignals, um Störungen zufällig zu machen, ist insbesondere vorteilhaft, wenn der Digital-Analog-Wandler DAC_H 44 der Hauptwandler ist, und wenn die Frequenzkomponenten des Eingangssignals S_i(n) zu hoch sind, um effizient nicht lineares Verhalten unter Verwendung der Linearisierungsnachschautabelle LUT 72 zu korrigieren. In einigen Ausführungsbeispielen ist das Dithering-Modul 94 angeordnet, um den Teil des Eingangssignal S_i(n) zu dithern, der im Niederfrequenzbereich liegt. In einigen dieser Ausführungsbeispiele ist die Nachschautabelle LUT 72 auch so angeordnet, dass die Ausgangsgröße des Digital-Analog-Wandlers DAC_L 46 nicht lineares Verhalten kompensiert, welches vom Digital-Analog-Wandler DAC_H 44 eingeleitet wird, vorausgesetzt, dass die Hauptfrequenzkomponenten des Eingangssignals ausreichend niedrig sind, so dass die Transferfunktion des Digital-Analog-Wandlers DAC_H 44 nahezu frequenzunabhängig ist.
7 zeigt eine Kurvendarstellung 110 des SFDR gegenüber der Ausgangsfrequenz, die für die Digital-Analog-Wandler DAC_H 44, DAC_L 46 und das Wandlersystem 100 gemessen wurden, das in 6 gezeigt ist. Der Digital-Analog-Wandler DAC_H 44 ist ein Texas Instruments^® DAC5675, der bei einer Sampling- bzw. Tastfrequenz von 400 MHz arbeitet, und der Digital-Analog-Wandler DAC_L 46 ist ein MAXIM^® MAX5888, der bei einer Sampling- bzw. Tastfrequenz von 400 MHz arbeitet. Wie aus der Kurvendarstellung offensichtlich wird, ist die Leistung des Wandlersystems 100 besser als die Leistung von einem der Digital-Analog-Wandler DAC_H 44 oder DAC_L 46.
Mit Bezug auf 8 ist ein Prozess 120 zur Umwandlung eines digitalen Eingangssignals S_i(n) in ein analoges Ausgangssignal S₀(t) unter Verwendung des in 6 gezeigten Wandlersystems 100 gezeigt. Der Frequenzmultiplexer 42 nimmt das digitale Eingangssignal S_i(n) auf (122) und teilt (124) das Signal in seine Hochfrequenz- und Niederfrequenzkomponenten. Der lineare Kompensationswert, der durch die Linearisierungsnachschautabelle LUT 72 erzeugt wird, wird zum Dithering-Signal, das vom Dithering-Signalgenerator 82 erzeugt wird, addiert (126). Das Ergebnis wird dann durch den digitalen Tiefpass-Equalizer 86 geleitet und wird zu den Hochfrequenzkomponenten des Eingangssignals durch das Summierungselement 90 addiert (128). Ein Dithering-Auslöschungssignal, welches gleich und entgegengesetzt zum Dithering-Signal ist, wird am Ausgang der Negationsschaltung 84 erzeugt. Das Ergebnis wird dann durch den digitalen Hochpass-Equalizer 88 geleitet und wird zu den Niederfrequenzkomponenten des Eingangssignals durch das Summierungselement 92 addiert (130). Der Digital-Analog-Wandler DAC_H 44 wandelt das durch das Summierungselement 90 erzeugte Signal in ein erstes analoges Signal um (132), und der Digital-Analog-Wandler DAC_L 46 wandelt das von dem Summierungselement 90 erzeugte Signal in ein zweites Analogsignal um (134). Die analogen Ausgangsgrößen der Digital-Analog-Wandler DAC_H 44 und DAC_L 46 werden durch die analogen Hochpass- und Tiefpass-Crossover-Filter 55 und 57 gefiltert. Das Summierungselement 58 kombiniert (136) die Signale, die von den analogen Hochpass- und Tiefpass-Crossover-Filtern 55 und 57 empfangen wurden, um das Ausgangssignal S₀(t) zu bilden.
9 zeigt einen Computer 170 zur Ausführung des Digital-Analog-Umwandlungsprozesses 120. Der Computer 170 weist einen Prozessor 172, einen flüchtigen Speicher 174 und einen nicht flüchtigen Speicher 176 (beispielsweise eine Festplatte) auf. Der nicht flüchtige Speicher 176 speichert das Betriebssystem 178, Daten 180 und Computeranweisungen 182, die vom Prozessor 172 aus dem flüchtigen Speicher 174 ausgeführt werden, um den Prozess 100 auszuführen.
Der Prozess 120 ist nicht auf die Anwendung mit den hier beschriebenen Komponenten und Programmen eingeschränkt. Der Prozess 120 kann in einer digitalen elektronischen Schaltung oder in Computerkomponenten, in Firmware, Software bzw. Programmen oder in Kombinationen davon eingerichtet sein.
Der Prozess 120 kann zumindest teilweise über ein Computerprogrammprodukt eingerichtet werden, d. h. ein Computerprogramm, welches körperlich in einem Informationsträger vorgesehen ist, beispielsweise in einer maschinenlesbaren Speichervorrichtung oder in einem weitergeleiteten Signal, und zwar zur Ausführung durch eine Datenverarbeitungsvorrichtung oder zur Steuerung des Betriebs einer Datenverarbeitungsvorrichtung, beispielsweise eines programmierbaren Prozessors, eines Computers oder mehrerer Computer. Ein Computerprogramm kann in irgendeiner Form von Programmierungssprache geschrieben sein, einschließlich kompilierten oder mit Interpreter behandelten Sprachen und kann in irgendeiner Form eingesetzt werden, was ein alleinstehendes Programm oder ein Modul, eine Komponente, eine Unterroutine oder eine andere Einheit mit einschließt, die zur Anwendung in einer Computer- bzw. Berechnungsumgebung geeignet ist. Ein Computerprogramm kann eingesetzt werden, um auf einem Computer oder auf mehreren Computern an einer Stelle oder verteilt über mehrere Stellen und durch ein Kommunikationsnetzwerk verbunden ausgeführt werden.
Digitale Daten, die zu jedem Digital-Analog-Wandler DAC zu senden sind, könnten in Echtzeit berechnet werden, wenn eine analoge Wellenform erzeugt wird, oder sie könnten offline erzeugt werden und in einer Speichervorrichtung gespeichert werden.
Verfahrensschritte, die mit dem Einrichtungsprozess 120 assoziiert sind, können durch einen oder mehrere programmierbare Prozessoren ausgeführt werden, die ein oder mehrere Computerprogramme ausführen, um die Funktionen der Prozesse auszuführen. Der gesamte Prozess oder ein Teil des Prozesses 120 kann als eine Logikschaltung mit speziellem Zweck, beispielsweise als eine FPGA (field programmable gate array) und/oder als eine ASIC (application-specific integrated circuit = anwendungsspezifische integrierte Schaltung) eingerichtet werden.
Prozessoren, die für die Ausführung eines Computerprogramms geeignet sind, weisen beispielsweise sowohl Allzweck- als auch Spezial-Mikroprozessoren und irgendeinen oder mehrere Prozessoren von irgendeiner Art eines digitalen Computers auf. Im Allgemeinen wird ein Prozessor Anweisungen und Daten von einem Lesespeicher bzw. ROM oder einem Arbeitsspeicher bzw. RAM oder von beiden empfangen. Elemente eines Computers weisen einen Prozessor zur Ausführung von Anweisungen und eine oder mehrere Speichervorrichtungen zur Speicherung von Anweisungen und Daten auf.
Die hier beschriebene Schaltung, die den Frequenzmultiplexer 41, die Linearisierungsnachschautabelle LUT 72, das Dithering-Modul 94, den Digital-Analog-Wandler DAC_H 44, den Digital-Analog-Wandler DAC_L 46 und das Kombinierungselement 47 aufweist, kann als Teil der Wandlersysteme 40 und 100 oder als getrennte Schaltung zur Anwendung in Verbindung mit den Wandlersystemen 40 und 100 eingerichtet werden.
Eine Anzahl von Ausführungsbeispielen der Erfindung ist beschrieben worden. Trotzdem wird verständlich sein, dass verschiedene Modifikationen vorgenommen werden können. Beispielsweise könnten die Wandlersysteme 40 und 100 modifiziert werden, um eine analoge Eingangsgröße in eine digitale Ausgangsgröße umzuwandeln, indem der Digital-Analog-Wandler DAC_H 44 durch einen Analog-Digital-Wandler (ADC = analog to digital converter) mit einem SFDR ersetzt wird, der für den Hochfrequenzbereich optimiert ist, und in dem der Digital-Analog-Wandler DAC_L 46 durch einen Analog-Digital-Wandler ADC mit einem SFDR ersetzt wird, der für den Niederfrequenzbereich optimiert ist. Entsprechend sind andere Ausführungsbeispiele innerhalb des Umfangs der folgenden Ansprüche.

Claims

System (40, 100) zur Umwandlung eines Eingangssignals (S_i(n)) in ein Ausgangssignal (S₀(t)), wobei das System Folgendes aufweist: einen ersten Wandler (44) mit einer ersten Leistungsspezifikation zur Anwendung bei Frequenzen über einer Frequenzschwelle; einen zweiten Wandler (46) mit einer zweiten Leistungsspezifikation zur Anwendung bei Frequenzen unter der Frequenzschwelle; einen Frequenzmultiplexer (41, 42), der mit den ersten (44) und zweiten (46) Wandlern gekoppelt ist, wobei der Frequenzmultiplexer (41, 42) Folgendes aufweist: einen Hochpass-Crossover-Filter (50), der mit dem ersten Wandler (44) gekoppelt ist, wobei der Hochpass-Crossover-Filter (50) konfiguriert ist, um Hochfrequenzkomponenten des Eingangssignals (S_i(n)) zum ersten Wandler (44) zu übertragen und die Hochfrequenzkomponenten des Eingangssignals (S_i(n)) auf ein vorbestimmtes Niveau zu dämpfen, so dass die Niederfrequenzkomponenten verwendet werden können, um Nichtlinearitätsfehler zu korrigieren, die durch den ersten Wandler (44) eingeleitet werden, wobei die Hochfrequenzkomponenten über der Frequenzschwelle sind, und wobei die Niederfrequenzkomponenten unter der Frequenzschwelle sind; einen Tiefpass-Crossover-Filter (52), der mit dem zweiten Wandler gekoppelt ist, wobei der Tiefpass-Crossover-Filter (52) konfiguriert ist, um Niederfrequenzkomponenten des Eingangssignals (S_i(n)) zum zweiten Wandler zu übertragen und die Hochfrequenzkomponenten des Eingangssignals (S_i(n)) auf ein vorbestimmtes Niveau zu dämpfen, so dass die Hochfrequenzkomponenten verwendet werden können, um Nichtlinearitätsfehler zu korrigieren, die durch den zweiten Wandler eingeleitet wurden; und ein Kombinierungselement (47), welches mit den ersten und zweiten Wandlern (44, 46) gekoppelt ist, wobei das Kombinierungselement (47) konfiguriert ist, um die ersten und zweiten gewandelten Signale zu kombinieren, die von den ersten und zweiten Wandlern (44, 46) empfangen wurden, um das Ausgangssignal (S₀(t)) zu bilden.
System (40, 100) nach Anspruch 1, wobei das Kombinierungselement (47) Folgendes aufweist: den Hochpass-Crossover-Filter (50), der mit dem ersten Wandler (44) gekoppelt ist, wobei der Hochpass-Crossover-Filter (50) konfiguriert ist, um die Niederfrequenzkomponenten des ersten umgewandelten Signals auf ein vorbestimmtes Niveau zu dämpfen; und den Tiefpass-Crossover-Filter (52), der mit dem zweiten Wandler (46) gekoppelt ist, wobei der Tiefpass-Crossover-Filter (52) konfiguriert ist, um die Hochfrequenzkomponenten des zweiten umgewandelten Eingangssignals (S_i(n)) auf ein vorbestimmtes Niveau zu dämpfen.
System (40, 100) nach Anspruch 1, wobei die ersten und zweiten Leistungsspezifikationen SFDR-Spezifikationen (SFDR = spurious-fee dynamic range = nebenwellenfreier Dynamikbereich) aufweisen.
System (40, 100) nach Anspruch 1, wobei der erste Wandler (44) einen ersten Digital-Analog-Wandler aufweist, und wobei der zweite Wandler (46) einen zweiten Digital-Analog-Wandler aufweist.
System (40, 100) nach Anspruch 1, welches weiter eine Nachschautabelle (72) aufweist, die mit dem Frequenzmultiplexer (41, 42) gekoppelt ist, wobei die Nachschautabelle (72) konfiguriert ist, um zu bestimmen, dass ein Wert des Eingangssignals (S_i(n)) einem Eingangscode des zweiten Wandlers (46) entspricht; und einen Kompensationswert auszudrücken, der dem Eingangscode entspricht, so dass der Kompensationswert bewirkt, dass das erste gewandelte Signal zumindest teilweise einen Linearisierungsfehler auslöscht, der in dem zweiten gewandelten Signal vorhanden ist.
System (40, 100) nach Anspruch 5, wobei die Nachschautabelle (72) virtuelle Bits aufweist, die konfiguriert sind, um eine Anzahl der physikalischen Bits des zweiten Wandlers (46) zu erweitern.
System (40, 100) nach Anspruch 5, wobei der Frequenzmultiplexer (41, 42) weiter ein Summierungselement (58, 76, 90, 92) aufweist, das konfiguriert ist, um den Kompensationswert zum Eingangssignal (S_i(n)) zu addieren.
System (40, 100) nach Anspruch 2, welches weiter ein Dithering-Modul (94) aufweist, welches mit dem Frequenzmultiplexer (41) und den ersten und zweiten Wandlern (44, 46) gekoppelt ist, wobei das Dithering-Modul (94) Folgendes aufweist: einen Dithering-Signalgenerator (82), der konfiguriert ist, um ein Dithering-Signal zu erzeugen, welches eine Abfolge von Zufallswerten aufweist; eine Negationsschaltung (84), die mit dem Dithering-Signalgenerator (82) gekoppelt ist, wobei die Negationsschaltung (84) ein Dithering-Auslöschungssignal erzeugt, welches eine Abfolge von Werten aufweist, die gleich und entgegengesetzt zu den Zufallswerten des Dithering-Signals sind; ein erstes Summierungselement (90), welches konfiguriert ist, um das Dithering-Signal zu den Hochfrequenzkomponenten des Eingangssignals (S_i(n)) zu addieren; und ein zweites Summierungselement (92), welches konfiguriert ist, um das Dithering-Auslöschungssignal zu den Niederfrequenzkomponenten des Eingangssignals (S_i(n)) zu addieren.
System (40, 100) nach Anspruch 8, wobei das Dithering-Modul (94) weiter Folgendes aufweist: einen ersten Equalizer (88), der mit dem Dithering-Signalgenerator (82) gekoppelt ist, wobei der erste Equalizer (88) eine Transferfunktion aufweist, die das Inverse einer Transferfunktion des Hochpassfilters (50, 55) des Kombinierungselementes (47, 58) ist; und einen zweiten Equalizer (86), der mit der Negationsschaltung gekoppelt ist, wobei der zweite Equalizer (86) eine Transferfunktion aufweist, die das Inverse einer Transferfunktion der Tiefpassfilters (52, 53, 57) des Kombinierungselementes (47) ist.
System (40, 100) nach Anspruch 8, wobei das Dithering-Signal konfiguriert ist, um Störungen im Ausgangssignal (S₀(t)) zu dämpfen, und wobei das Dithering-Auslöschungssignal zumindest teilweise eine Verzerrung im Ausgangssignal (S₀(t)) auslöscht, die durch das Dithering-Signal verursacht wird.
Verfahren zur Umwandlung eines Eingangssignals (S_i(n)) in ein Ausgangssignal (S₀(t)), wobei das Verfahren Folgendes aufweist: Empfangen des Eingangssignals (S_i(n)); Übertragen von Hochfrequenzkomponenten des Eingangssignals (S_i(n)) zu einen ersten Wandler (44), wobei die Hochfrequenzkomponenten über einer Frequenzsschwelle sind; Dämpfen von Niederfrequenzkomponenten des Eingangssignals (S_i(n)) auf ein vorbestimmtes Niveau, so dass die Niederfrequenzkomponenten des Dithering verwendet werden können, um Nichtlinearitätsfehler zu korrigieren, die durch den ersten Wandler (44) eingeleitet werden, Übertragen der Niederfrequenzkomponenten des Eingangssignals (S_i(n)) zu einem zweiten Wandler (46), wobei die Niederfrequenzkomponenten unter der Frequenzschwelle sind; Dämpfen der Hochfrequenzkomponenten des Eingangssignals (S_i(n)) auf ein vorbestimmtes Niveau, so dass die Hochfrequenzkomponenten von Linearisierungskorrektur und Dithering verwendet werden können, um Nichtlinearitätsfehler zu korrigieren, die durch den zweiten Wandler (46) eingeleitet wurden; Umwandeln der Hochfrequenzkomponenten, um ein erstes gewandeltes Signal zu bilden; Umwandeln der Niederfrequenzkomponenten, um ein zweites gewandeltes Signal zu bilden; und Kombinieren der ersten und zweiten gewandelten Signale, um das Ausgangssignal (S₀(t)) zu bilden.
Verfahren nach Anspruch 11, wobei das Übertragen der Hochfrequenzkomponenten aufweist, die Niederfrequenzkomponenten des Eingangssignals (S_i(n)) zu dämpfen, und wobei das Übertragen der Niederfrequenzkomporienten aufweist, die Hochfrequenzkomponenten des Eingangssignals (S_i(n)) zu dämpfen.
Verfahren nach Anspruch 11, wobei das Umwandeln der Hochfrequenz- und Niederfrequenzkomponenten aufweist, digitale Signale in analoge Signale umzuwandeln.
Verfahren nach Anspruch 11, wobei das Umwandeln der Hochfrequenz- und Niederfrequenzkomponenten aufweist, analoge Signale in digitale Signale umzuwandeln.
Verfahren nach Anspruch 11, welches weiter Folgendes aufweist: Messen eines Linearisierungsfehlers des zweiten Wandlers (46), der einem Eingangscode entspricht; und Speichern des Linearisierungsfehlers und des Codes in einer Nachschautabelle (72).
Verfahren nach Anspruch 15, welches weiter Folgendes aufweist: Bestimmen, dass ein Wert des Eingangssignals (S_i(n)) dem Eingangscode entspricht; und Ausdrücken eines Kompensationswertes entsprechend dem Eingangscode, so dass der Kompensationswert bewirkt, dass das erste umgewandelte Signal zumindest teilweise einen Linearisierungsfehler auslöscht, der in dem zweiten umgewandelten Signal vorhanden ist.
Verfahren nach Anspruch 11, welches weiter Folgendes aufweist: Erzeugen eines Dithering-Signals, welches eine Abfolge von Zufallswerten aufweist; Erzeugen eines Dithering-Auslöschungssignals, welches eine Abfolge von Werten aufweist, die gleich und entgegengesetzt zu den Zufallswerten des Dithering-Signals sind; Addieren des Dithering-Signals zu den Hochfrequenzkomponenten des Eingangssignals (S_i(n)), um Störungen im Ausgangssignal (S₀(t)) zu dämpfen; und Addieren des Dithering-Auslöschungssignals zu den Niederfrequenzkomponentendes Eingangssignals (S_i(n)), um zumindest teilweise eine Verzerrung im Ausgangssignal (S₀(t)) auszulöschen, die durch das Dithering-Signal verursacht wird.
Computerprogrammprodukt, welches körperlich in einem oder mehreren maschinenlesbaren Medien eingerichtet ist, wobei das Computerprogrammprodukt Anweisungen aufweist, die bewirken, dass eine oder mehrere Verarbeitungsvorrichtungen ein Eingangssignal (S_i(n)) empfangen; Hochfrequenzkomponenten des Eingangssignals (S_i(n)) zu einem ersten Wandler (44) übertragen, wobei die Hochfrequenzkomponenten über einer Frequenzschwelle sind; Niederfrequenzkomponenten des Eingangssignals (S_i(n)) auf ein vorbestimmtes Niveau dämpfen, so dass die Niederfrequenzkomponenten mit Dithering verwendet werden können, um nicht lineare Fehler zu korrigieren, die durch den ersten Wandler (44) eingeleitet werden; die Niederfrequenzkomponenten des Eingangssignals (S_i(n)) zu einem zweiten Wandler (46) übertragen, wobei die Niederfrequenzkomponenten unter der Frequenzschwelle sind; die Hochfrequenzkomponenten des Eingangssignals (S_i(n)) auf ein vorbestimmtes Niveau dämpfen, so dass die Hochfrequenzkomponenten von Linearisierungskorrektur und Dithering verwendet werden können, um Nichtlinearitätsfehler zu korrigieren, die durch den zweiten Wandler (46) eingeleitet werden; die Hochfrequenzkomponenten umwandeln, um ein erstes gewandeltes Signal zu bilden; die Niederfrequenzkomponenten umwandeln, um ein zweites gewandeltes Signal zu bilden; und die ersten und zweiten umgewandelten Signale kombinieren, um das Ausgangssignal (S₀(t)) zu bilden
Computerprogrammprodukt nach Anspruch 18, welches weiter Anweisungen aufweist, die bewirken, dass die eine Verarbeitungsvorrichtung oder die Vielzahl von Verarbeitungsvorrichtungen einen Linearisierungsfehler des zweiten Wandlers (46) messen, der einem Eingangscode entspricht; den Linearisierungsfehler und den Code in einer Nachschautabelle (72) speichern; Bestimmen, dass ein Wert des Eingangssignals (S_i(n)) dem Eingangscode entspricht; und einen Kompensationswert ausdrücken, der dem Eingangscode entspricht, so dass der Kompensationswert bewirkt, dass das erste gewandelte Signal zumindest teilweise einen Linearisierungsfehler auslöscht, der in dem zweiten gewandelten Signal vorhanden ist.
Computerprogrammprodukt nach Anspruch 18, welches weiter Anweisungen aufweist, die bewirken, dass die eine Verarbeitungsvorrichtung oder die Vielzahl von Verarbeitungsvorrichtungen ein Dithering-Signal erzeugen, welches eine Abfolge von Zufallswerten aufweist; ein Dithering-Auslöschungssignal erzeugen, welches eine Abfolge von Werten aufweist, die gleich und entgegengesetzt zu den Zufallswerten des Dithering-Signals sind; das Dithering-Signals zu den Hochfrequenzkomponenten des Eingangssignals (S_i(n)) addieren, um Störungen im Ausgangssignal (S₀(t)) zu dämpfen; und das Dithering-Auslöschungssignal zu den Niederfrequenzkomponenten des Eingangssignals (S_i(n)) addieren, um zumindest teilweise eine Verzerrung im Ausgangssignal (S₀(t)) auszulöschen, die durch das Dithering-Signal verursacht wird.