DE10249835B4

DE10249835B4 - Voll differentieller Operationsverstärker

Info

Publication number: DE10249835B4
Application number: DE2002149835
Authority: DE
Inventors: Christoph Schwoerer
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Intel Deutschland GmbH
Priority date: 2002-10-25
Filing date: 2002-10-25
Publication date: 2008-04-03
Anticipated expiration: 2022-10-26
Also published as: WO2004040753A1; DE10393995D2; AU2003283181A1; DE10249835A1

Abstract

Voll differentieller Operationsverstärker (7), umfassend:
– eine erste Verstärkerstufe mit
– zwei ersten Eingängen (INP, INN), zwischen denen eine Eingangsspannung (VIN) anlegbar ist,
– zwei ersten Ausgängen, zwischen denen eine Zwischenspannung abgreifbar ist,
– zwei ersten steuerbaren Stromquellen (MN12, MN13), die jeweils mit einem der ersten Ausgänge verbunden sind und
– eine erste Schaltung zur Regelung der Gleichtaktspannung (VCM') der ersten Verstärkerstufe mit zwei ersten, seriell zwischen die ersten Ausgänge geschalteten Spannungsteilerkondensatoren (C1', C2'), wobei ein erster Knoten (A'), welcher zwischen den ersten Spannungsteilerkondensatoren (C1', C2') angeordnet ist, mit den Steueranschlüssen der ersten Stromquellen (MN12, MN13) verbunden ist, und wobei die ersten Spannungsteilerkondensatoren (C1', C2') derart mit ersten geschalteten Ladekondensatoren (C1A', C2A') beschaltet sind, dass die Gleichtaktspannung (VCM') der ersten Verstärkerstufe einen vorgegebenen ersten Wert (VCMREF') annimmt, und
– eine zweite Verstärkerstufe mit
– zwei zweiten Eingängen, die jeweils mit einem der ersten...

Description

Die Erfindung betrifft einen voll differentiellen zweistufigen Operationsverstärker, welcher in jeder Verstärkerstufe eine Schaltung zur Regelung der Gleichtaktspannung der jeweiligen Verstärkerstufe aufweist.
Ein derartiger Operationsverstärker kann insbesondere in Schaltkreisen mit geschalteten Kondensatoren Verwendung finden. Beispielsweise werden geschaltete Kondensatoren in Integratorschaltkreisen eingesetzt. Ein Integrator ist im ein fachsten Fall aus einem Operationsverstärker aufgebaut, welchem ein Widerstand vorgeschaltet ist und in dessen Rückkopplungszweig ein Kondensator geschaltet ist. Eine höhere Präzision des Integrators kann erzielt werden, wenn der Operationsverstärker nur mit Kondensatoren beschaltet ist. Zu diesem Zweck wird der Widerstand des Integrators durch einen geschalteten Kondensator ersetzt. Dieser Kondensator wird derart mit einem getakteten Schalter verbunden, dass in der einen Schaltstellung des Schalters eine bestimmte Ladungsmenge auf den Kondensator aufgebracht wird und in der anderen Schaltstellung des Schalters Ladung von dem Kondensator abfließt. Auf diese Weise kommt ein Stromfluss zustande. Der dadurch bedingte mittlere Strom weist eine lineare Strom-Spannungs-Kennlinie auf, deren Steigung von der Kapazität des Kondensators und der Umschaltfrequenz des Schalters bestimmt ist. Wird ein derartiger geschalteter Kondensator in einem Integrator statt des üblicherweise dort vorgesehenen eingangsseitigen Widerstands eingesetzt, so ist die Integrationszeitkonstante des Integrators indirekt proportional zu der Umschaltfrequenz des Schalters.
Nähere Erläuterungen zu Integratoren, die geschaltete Kondensatoren enthalten, finden sich im Kapitel 13.12.2 auf den Seiten 894f. des Buchs "Halbleiter-Schaltungstechnik" von Ul rich Tietze und Christoph Schenk, erschienen im Springer-Verlag, Berlin, 1999, 11. Auflage.
In einem mit einem geschalteten Kondensator ausgestatteten Integrator wird als Operationsverstärker typischerweise entweder ein einstufiger kaskodierter Transkonduktanzverstärker (englisch: operational transconductance amplifier) oder ein zweistufiger Transkonduktanzverstärker verwendet.
Dabei wird ein einstufiger kaskodierter Transkonduktanzverstärker häufig wegen seines verhältnismäßig einfachen Aufbaus und seiner Vorteile bei hohen Frequenzen bevorzugt. In Schaltkreisen mit niedrigen Versorgungsspannungen werden jedoch auch zweistufige Transkonduktanzverstärker aufgrund ihrer besseren Ausgangsdynamik eingesetzt.
Bei einer voll differentiellen Auslegung eines zweistufigen Transkonduktanzverstärkers ist jedoch eine sehr aufwändige Schaltung zur Regelung der Gleichtaktspannung (englisch: common mode voltage) erforderlich, wobei eine solche Schaltungen zudem noch einen höheren Leistungsbedarf als eine entsprechende Schaltung für einen voll differentiellen einstufigen Transkonduktanzverstärker aufweist.
Eine Regelung der Gleichtaktspannung ist notwendig, damit der voll differentielle Transkonduktanzverstärker nicht in einem Spannungsbereich betrieben wird, in dem er kein näherungsweise lineares Verhalten mehr zeigt. Dazu müssen die Gleichspannungspotentiale aller Knoten mit hoher Impedanz, so beispielsweise die Ausgangspotentiale des Transkonduktanzverstärkers, auf vorgegebene Werte gesetzt werden. Außerdem muss darauf geachtet werden, dass durch die Gleichtaktspannungsregelung keine Wechselspannungen in den Transkonduktanzverstärker eingekoppelt werden.
Für voll differentielle einstufige Transkonduktanzverstärker ist bereits aus der Schrift "A Family of Differential NMOS Analog Circuits for a PCM Codec Filter Chip" von Daniel Senderowicz et al., erschienen in IEEE Journal of Solid-State Circuits, Band SC-17, Ausgabe 6, Dezember 1982, Seiten 1014-1022, und aus der U.S.-Patentschrift US 4,574,250 bekannt, eine Schaltung zur Gleichtaktspannungsregelung der Ausgangsspannung mittels geschalteter Kondensatoren zu realisieren. Vorteilhaft an einer derartigen Schaltung zur Gleichtaktspannungsregelung ist beispielsweise, dass ein ansonsten notwendiger Spannungsfolger, der das Korrektursignal in den Transkonduktanzverstärker einkoppelt, entfällt. Ferner weist eine aus geschalteten Kondensatoren aufgebaute Gleichtaktspannungsregelung keinen Leistungsverbrauch im Bereitschaftsmodus auf.
Für voll differentielle zweistufige Transkonduktanzverstärker ist es grundsätzlich ausreichend, eine Gleichtaktspannungsregelung vorzusehen, welche die Gleichtaktspannung am Ausgang der ersten Verstärkerstufe in Abhängigkeit von der Gleichtaktspannung am Ausgang der zweiten Verstärkerstufe einstellt.
Aus der US-Patentschrift US 5,955,922 A ist ein zweistufiger voll differentieller Operationsverstärker mit einer Gleichtakt-Rückkoppelschaltung bekannt. Aus der US-Patentschrift US 6,064,262 A ist ein CMOS-Differenzverstärker mit einer Gleichtaktunterdrückungsschaltung bekannt.
Aufgabe der Erfindung ist es, einen voll differentiellen zweistufigen Operationsverstärker, insbesondere einen Transkonduktanzverstärker, mit einer Gleichtaktspannungsregelung zu schaffen.
Die der Erfindung zugrunde liegende Aufgabenstellung wird durch die Merkmale des Patentanspruchs 1 gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen und Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.
Ein wesentlicher Gedanke der Erfindung besteht darin, dass ein voll differentieller zweistufiger Operationsverstärker in jeder seiner beiden Verstärkerstufen eine Schaltung zur Regelung der Gleichtaktspannung der betreffenden Verstärkerstufe aufweist und dass für diese Schaltungen geschaltete Kondensatoren verwendet werden.
Dazu umfasst die erste Verstärkerstufe neben einer ersten Schaltung zur Regelung ihrer Gleichtaktspannung zwei erste Eingänge, zwei erste Ausgänge und zwei erste steuerbare Stromquellen.
Zwischen den zwei ersten Eingängen kann eine Eingangsspannung angelegt werden, und zwischen den zwei ersten Ausgängen kann eine Zwischenspannung abgegriffen werden. Die zwei ersten steuerbaren Stromquellen speisen jeweils einen der ersten Ausgänge.
Die erste Schaltung zur Regelung der Gleichtaktspannung der ersten Verstärkerstufe umfasst zwei erste Spannungsteilerkondensatoren, welche seriell zwischen die ersten Ausgänge geschaltet sind. Zwischen den beiden ersten Spannungsteilerkondensatoren liegt ein erster Knoten, der ferner mit den Steueranschlüssen der ersten Stromquellen verbunden ist. Die ersten Spannungsteilerkondensatoren sind derart mit ersten geschalteten Ladekondensatoren beschaltet, dass die Gleichtaktspannung der ersten Verstärkerstufe einen vorgegebenen ersten Wert annimmt.
Die zweite Verstärkerstufe des erfindungsgemäßen Operationsverstärkers umfasst zwei zweite Eingänge, zwei zweite Ausgänge, zwei zweite steuerbare Stromquellen und eine zweite Schaltung zur Regelung der Gleichtaktspannung der zweiten Verstärkerstufe.
Die zwei zweiten Eingängen sind jeweils mit einem der ersten Ausgänge verbunden. Zwischen den zweiten Eingängen liegt folglich die von der ersten Verstärkerstufe erzeugte Zwischenspannung an. Zwischen den zwei zweiten Ausgängen kann eine Ausgangsspannung abgegriffen werden. Die zwei zweiten steuerbaren Stromquellen speisen jeweils einen der zweiten Ausgänge.
Die zweite Schaltung zur Regelung der Gleichtaktspannung der zweiten Verstärkerstufe umfasst zwei zweite, seriell zwischen die zweiten Ausgänge geschaltete Spannungsteilerkondensatoren, zwischen denen ein zweiter Knoten angeordnet ist. Der zweite Knoten steht mit den Steueranschlüssen der zweiten Stromquellen in Verbindung. Die zweiten Spannungsteilerkondensatoren sind derart mit zweiten geschalteten Ladekondensatoren beschaltet, dass die Gleichtaktspannung der zweiten Verstärkerstufe einen vorgegebenen zweiten Wert annimmt.
Der erfindungsgemäße Operationsverstärker ist vorteilhaft gegenüber herkömmlichen voll differentiellen zweistufigen Operationsverstärkern, deren Gleichtaktspannungsregelung nicht auf geschalteten Kondensatoren basiert, da sich durch die Erfindung Leistungs- und Flächeneinsparungen ergeben sowie ein zusätzlicher Verstärker zum Einkoppeln des Korrektursignals in den Operationsverstärker eingespart werden kann.
Der erfindungsgemäße Operationsverstärker ist auch vorteilhaft gegenüber einem voll differentiellen zweistufigen Operationsverstärker, welcher nur eine auf geschalteten Kondensatoren basierende Gleichtaktspannungsregelung aufweist. Unter Beibehaltung der vorstehend eingeführten Bezeichnungen ist ein Operationsverstärker mit nur einer Gleichtaktspannungsregelung dadurch gekennzeichnet, dass der in der zweiten Verstärkerstufe angeordnete zweite Knoten mit den Steueranschlüssen der in der ersten Verstärkerstufe enthaltenen ersten steuerbaren Stromquellen verbunden ist.
Um die Vorteile des erfindungsgemäßen Operationsverstärkers gegenüber dem vorstehend beschriebenen Operationsverstärker verstehen zu können, muss beachtet werden, dass an dem zweiten Knoten eine Spannung bereit gestellt wird, die phasen gleich mit der Gleichtaktspannung der zweiten Verstärkerstufe ist. Durch die Einkopplung der an dem zweiten Knoten anliegenden Spannung in die ersten steuerbaren Stromquellen wird die Verstärkung der dadurch erzeugten Rückkopplungsschleife negativ. Üblicherweise ist die Spannungsverstärkung der zweiten Verstärkerstufe ebenfalls negativ. Aufgrund dieser ebenfalls negativen Verstärkung muss die Verstärkung von den Ausgängen des Operationsverstärkers bis zu den Ausgängen der ersten Verstärkerstufe positiv sein, um eine insgesamt negative Verstärkung der Rückkopplungsschleife zu erhalten. Daher muss in die Rückkopplungsschleife des Operationsverstärkers ein zusätzlicher Verstärker eingefügt werden, welcher eine Phasedrehung um 180° bewirkt. Im Gegensatz dazu ist ein solcher Verstärker bei der erfindungsgemäßen Verwendung von jeweils einer Rückkopplungsschleife pro Verstärkerstufe nicht erforderlich.
Ein weiterer Vorteil des erfindungsgemäßen Operationsverstärkers gegenüber einem voll differentiellen zweistufigen Operationsverstärker, welcher nur eine auf geschalteten Kondensatoren basierende Gleichtaktspannungsregelung aufweist, ist eine höhere Geschwindigkeit der Rückkopplungsschleife. Bei nur einer Rückkopplungsschleife, bei welcher die an dem zweiten Knoten anliegende Spannung die ersten Stromquellen steuert, lässt sich das Verstärkungs-Bandbreite-Produkt GBW₁ (englisch: gain-bandwidth product) dieser Rückkopplungsschleife durch folgende Gleichung ausdrücken:
In Gleichung (1) stehen GWB_OPA für das Verstärkungs-Bandbreite-Produkt des Operationsverstärkers, g_mcurr1 für die Transkonduktanz der ersten Stromquellen und g_m1 für die Transkonduktanz der ersten Verstärkerstufe. Aus Gleichung (1) lässt sich ablesen, dass die Geschwindigkeit der Rückkopp lungsschleife der Geschwindigkeit des Operationsverstärkers entspricht oder sogar kleiner als diese ist.
Durch das erfindungsgemäße separate Regeln der Gleichtaktspannungen beider Verstärkerstufen bezieht sich jede der beiden Rückkopplungsschleifen nur auf einen einstufigen Verstärker. Während sich das Verstärkungs-Bandbreite-Produkt der Rückkopplungsschleife in der ersten Verstärkerstufe durch Gleichung (1) beschreiben lässt, gilt für das Verstärkungs-Bandbreite-Produkt GWB₂ der Rückkopplungsschleife in der zweiten Verstärkerstufe folgende Gleichung:
In Gleichung (2) stehen g_mcurr2 für die Transkonduktanz der zweiten Stromquellen und C_L für die Lastkapazität des Operationsverstärkers. Sofern der Operationsverstärker durch einen Miller-Kondensator kompensiert wird, liegt das Verstärkungs-Bandbreite-Produkt GWB₂ im Bereich des ersten nicht-dominanten Pols des Operationsverstärkers. Die Rückkopplungsschleife in der zweiten Verstärkerstufe weist dadurch gegenüber dem Operationsverstärker eine um einen Faktor 2 bis 4 höhere Geschwindigkeit auf.
Aufgrund der hohen Differenzverstärkung der zweiten Verstärkerstufe variiert die Zwischenspannung an den Ausgängen der ersten Verstärkerstufe nicht stark, sodass die Gleichtaktspannung der ersten Verstärkerstufe keinen starken Variationen unterworfen ist. Aus diesem Grund ist es die Hauptaufgabe der Regelschleife in der ersten Verstärkerstufe, die Gleichspannungspotentiale der hochohmigen Ausgänge der ersten Verstärkerstufe einzustellen. Das Erzielen einer hohen Regelungsgeschwindigkeit ist in der ersten Verstärkerstufe zweitrangig.
Die Gleichtaktspannung an den Ausgängen des Operationsverstärkers weist die höchste Dynamik auf. Diese Variationen werden von der Regelschleife in der zweiten Verstärkerstufe kompensiert. Da diese Regelschleife eine um den Faktor 2 bis 4 höhere Geschwindigkeit als herkömmliche Regelschleifen aufweist, wird mittels des erfindungsgemäßen Operationsverstärkers gegenüber dem Stand der Technik eine effektivere Regulierung der dynamischen Anteile der Gleichtaktspannung bewirkt.
Gemäß einer vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung ist den ersten Spannungsteilerkondensatoren über erste Schalter jeweils ein erster Ladekondensator parallel geschaltet. Ferner sind die Anschlüsse der ersten Ladekondensatoren, die mit dem ersten Knoten verbindbar sind, mit einem ersten vorgegebenen Referenzpotential beaufschlagbar. Die übrigen Anschlüsse der ersten Ladekondensatoren sind mit dem durch den vorgegebenen ersten Wert bestimmten Potential beaufschlagbar. Durch die Beaufschlagung der Anschlüsse der ersten Ladekondensatoren mit den genannten Potentialen lässt sich eine bestimmte Potentialdifferenz zwischen der durch den ersten Wert bestimmten gewünschten Gleichtaktspannung und der an dem ersten Knoten anliegenden Spannung einstellen. Dies hat zur Folge, dass die Gleichtaktspannung der ersten Verstärkerstufe auf den gewünschten ersten Wert geregelt wird.
Die vorstehend beschriebene Beschaltung der ersten Spannungsteilerkondensatoren kann vorteilhafterweise auch auf die zweiten Spannungsteilerkondensatoren angewandt werden. Dazu wird den zweiten Spannungsteilerkondensatoren über zweite Schalter jeweils ein zweiter Ladekondensator parallel geschaltet. Des Weiteren werden die Anschlüsse der zweiten Ladekondensatoren mit vorgegebenen Potentialen beaufschlagt, wobei die Anschlüsse, die mit dem zweiten Knoten verbindbar sind, mit einem zweiten Referenzpotential beaufschlagt werden und die übrigen Anschlüsse mit dem durch den vorgegebenen zweiten Wert bestimmten Potential beaufschlagt werden.
Vorzugsweise werden die ersten Ladekondensatoren zyklisch und im Wesentlichen abwechselnd entweder mit den ersten Spannungsteilerkondensatoren oder mit den vorgegebenen Potentialen verbunden.
Ebenso werden die zweiten Ladekondensatoren vorzugsweise zyklisch und im Wesentlichen abwechselnd entweder mit den zweiten Spannungsteilerkondensatoren oder mit den vorgegebenen Potentialen verbunden.
Eine weitere Ausgestaltung der Erfindung sieht vor, dass die Anschlüsse der ersten Ladekondensatoren über dritte Schalter mit den vorgegebenen Potentialen beaufschlagbar sind. In entsprechender Weise können die Anschlüsse der zweiten Ladekondensatoren vorteilhafterweise über vierte Schalter mit den vorgegebenen Potentialen beaufschlagt werden.
Es ist vorteilhaft, wenn die ersten Spannungsteilerkondensatoren denselben Kapazitätswert aufweisen. Dies bewirkt, dass an dem ersten Knoten die Mittenspannung zwischen den ersten Ausgängen anliegt. Ferner können die Kapazitätswerte der zweiten Ladekondensatoren gleich sein.
In entsprechender Weise zu der vorstehend genannten Ausgestaltung der Erfindung ist es vorteilhaft, wenn die zweiten Spannungsteilerkondensatoren denselben Kapazitätswert aufweisen und dies ebenso für die zweiten Ladekondensatoren gilt.
Eine weitere vorteilhafte Ausgestaltung der Erfindung sieht zwei erste Eingangstransistoren vor, zwischen deren Steueranschlüsse die Eingangsspannung anlegbar ist. Des Weiteren sind zwei zweite Eingangstransistoren vorgesehen, deren Steueranschlüsse jeweils mit einem der ersten Ausgänge verbunden sind.
Vorzugsweise ist jeweils ein stromführender Anschluss der ersten Eingangstransistoren mit jeweils einem ersten Ausgang verbunden, und jeweils ein stromführender Anschluss der zweiten Eingangstransistoren ist mit jeweils einem zweiten Ausgang verbunden.
Die beiden übrigen stromführenden Anschlüsse der ersten Eingangstransistoren stehen vorteilhafterweise mit einem dritten Knoten in Verbindung, und die beiden übrigen stromführenden Anschlüsse der zweiten Eingangstransistoren sind mit einem vierten Knoten verbunden.
Vorzugsweise ist eine dritte Stromquelle vorgesehen, die den dritten Knoten speist. Die dritte Stromquelle kann insbesondere mittels eines Transistors realisiert sein.
Eine besonders bevorzugte Ausgestaltung der Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, dass die ersten und die zweiten steuerbaren Stromquellen aus Transistoren aufgebaut sind.
Des Weiteren handelt es sich vorzugsweise bei den ersten und den zweiten Eingangstransistoren sowie gegebenenfalls bei den ersten und den zweiten steuerbaren Stromquellen um MOSFETs.
Vorzugsweise ist der Operationsverstärker ein Transkonduktanzverstärker.
Der erfindungsgemäße Operationsverstärker eignet sich in besonders vorteilhafter Weise zum Einsatz in Schaltkreisen mit geschalteten Kondensatoren, wie sie z.B. in analogen Filtern, in Analog/Digital-Umsetzern oder in Digital/Analog-Umsetzern zu finden sind. Bei der Implementierung des erfindungsgemäßen Operationsverstärkers in Schaltkreisen, die ebenfalls geschaltete Kondensatoren aufweisen, ergibt sich der Vorteil, dass die Signale zur Steuerung der Schalter bereits vorhanden sind.
Die Erfindung wird nachfolgend in beispielhafter Weise unter Bezugnahme auf die Zeichnungen näher erläutert. In diesen zeigen:
1 ein schematisches Blockschaltbild eines voll differentiellen Operationsverstärkers mit einer Rückkopplungsschleife zur Regelung der Gleichtaktspannung aus dem Stand der Technik;
2 ein Schaltbild eines voll differentiellen einstufigen Transkonduktanzverstärkers aus dem Stand der Technik mit einer Rückkopplungsschleife zur Regelung der Gleichtaktspannung;
3 ein Schaltbild eines voll differentiellen einstufigen Transkonduktanzverstärkers aus dem Stand der Technik mit einer Schaltung zur Regelung der Gleichtaktspannung mit geschalteten Kondensatoren; und
4 ein Schaltbild eines Ausführungsbeispiels des erfindungsgemäßen voll differentiellen zweistufigen Operationsverstärkers.
In 1 ist das aus dem Stand der Technik bekannte Prinzipschaltbild eines voll differentiellen Operationsverstärkers 1, dessen Gleichtaktspannung VCM von einem Differenzverstärker 3 auf einen vorgegebenen Spannungswert VCMREF geregelt wird, dargestellt. Dazu liegt eine Eingangsspannung VIN zwischen Eingängen INP und INN des Operationsverstärkers 1 an. Die Ausgangsspannung VOUT des Operationsverstärkers 1 wird zwischen seinen Ausgängen OUTP und OUTN abgegriffen und einer Schaltung 2 zugeführt, welche aus der Ausgangsspannung VOUT die gegenwärtige Gleichtaktspannung VCM ermittelt. Der Differenzverstärker 3 vergleicht die Gleichtaktspannung VCM mit dem vorgegeben Spannungswert VCMREF und ermittelt die Abweichung ΔVCM der Gleichtaktspannung VCM von dem vorgegebenen Spannungswert VCMREF. Die Abweichung ΔVCM wird von einer Schaltung 4 in den Operationsverstärker 1 derart eingespeist, dass die Gleichtaktspannung VCM den vorgegebenen Spannungswert VCMREF annimmt.
In 2 ist die schaltungstechnische Umsetzung des in 1 offenbarten Prinzips für einen voll differentiellen einstufigen Transkonduktanzverstärker 5 dargestellt. Der Verstärkerteil des Transkonduktanzverstärkers 5 umfasst Transistoren MP1, MP2, MP3, MN1 und MN2. Der Teil des Transkonduktanzverstärkers 5, welcher für die Regelung des Gleichtaktspannung VCM des Transkonduktanzverstärkers 5 verantwortlich ist, enthält Widerstände R1 und R2 sowie Transistoren MP4, MP5, MP6, MN3 und MN4. Die genannten Transistoren sind MOSFETs. Die Bezeichnung MPx bzw. MNx (mit x = 1, 2, 3, ...) steht hierbei für p-Kanal-MOSFETs bzw. n-Kanal-MOSFETs. Diese Nomenklatur gilt auch für die 3 und 4.
Die Transistoren MP1, MP2 und MP3 bilden einen Differenzverstarker. Dabei arbeitet der Transistor MP1 als Stromquelle, welche die beiden Zweige des Differenzverstärkers speist. Die Gateanschlüsse der Transistoren MP2 und MP3 stellen die Eingänge INN und INP des Transkonduktanzverstärkers 5 dar, und die Drainanschlüsse der Transistoren MP2 und MP3 sind die Ausgänge OUTP und OUTN des Transkonduktanzverstärkers 5. Die Transistoren MN1 und MN2 bilden Stromquellen, welche die Ausgänge OUTP und OUTN speisen. Die Widerstände R1 und R2 weisen denselben Widerstandswert auf und sind als Spannungsteiler seriell zwischen die Ausgänge OUTP und OUTN geschaltet. Auf der Verbindungsleitung zwischen den beiden Widerständen R1 und R2 ist der Knoten A angeordnet.
Die Transistoren MP4, MP5 und MP6 bilden ebenfalls einen Differenzverstärker. Die Eingänge dieses Differenzverstärkers sind die Gateanschlüsse der Transistoren MP5 und MP6. Die durch die Drain-Source-Strecken der Transistoren MP5 und MP6 fließenden Ströme werden von dem Transistor MP4 generiert.
Der Gateanschluss des Transistors MP6 ist mit dem Knoten A verbunden. An dem Gateanschluss des Transistors MP5 liegt die Spannung VCMREF an.
Die Drain-Source-Strecken der Transistoren MP5 und MN3 sind in Reihe geschaltet. Das Gleiche gilt für die Transistoren MP6 und MN4. Der Transistor MN3 ist ferner als Eingangstransistor einer Stromspiegelschaltung beschaltet, wobei die Transistoren MN1 und MN2 die Ausgangstransistoren dieser Stromspiegelschaltung sind. Der Transistor MN4 ist als Widerstand beschaltet.
Zur Spannungsversorgung des Transkonduktanzverstärkers 5 steht eine Versorgungsspannung VDD bereit, die gegen eine gemeinsame Masse VSS gemessen wird.
Die Transistoren MP1 und MP4 sind an ihren Gateanschlüssen mit einer Spannung VBIAS und an ihren Sourceanschlüssen mit der Versorgungsspannung VDD beaufschlagt. Die Sourceanschlüsse der Transistoren MN1, MN2, MN3 und MN4 sind an die gemeinsame Masse VSS angeschlossen.
Die Regelung der Gleichtaktspannung VCM des Transkonduktanzverstärkers 5 erfolgt folgendermaßen. Aufgrund der Anordnung der Widerstände R1 und R2 zwischen den Ausgängen OUTP und OUTN wird an dem Knoten A die Gleichtaktspannung VCM gemessen. Mittels des mit den Transistoren MP4, MP5 und MP6 aufgebauten Differenzverstärkers wird die Gleichtaktspannung VCM mit der Spannung VCMREF verglichen. In Abhängigkeit von dem Ergebnis dieses Vergleichs fließt ein Strom durch den Transistor MN3, welcher diesen Strom in die Drain-Source-Strecken der Transistoren MN1 und MN2 spiegelt. Dadurch wird die Ausgangsspannung VOUT derart eingestellt, dass die Gleichtaktspannung VCM den Spannungswert VCMREF annimmt.
Die Gleichtaktverstärkung vom Knoten A zu den Ausgängen OUTP und OUTN ist bei dem vorliegenden Transkonduktanzverstärker 5 sehr hoch und negativ. Die Differenzverstärkung vom Knoten A zum Ausgang des Transkonduktanzverstärkers 5 ist idealerweise gleich Null. Daraus resultiert eine sehr konstante Gleichtaktspannung VCM und eine nur sehr geringe Beeinflussung der Differenzverstärkung durch die Gleichtaktregelung.
Nachteilig an der in 2 gezeigten Gleichtaktspannungsregelung des Transkonduktanzverstärkers 5 sind die dazu benötigten zusätzlichen Bauelemente für den Spannungsteiler und den Differenzverstärker und der damit einhergehende erhöhte Leistungs- und Flächenbedarf des Transkonduktanzverstärkers 5.
In den bereits oben zitierten Schriften "A Family of Differential NMOS Analog Circuits for a PCM Codec Filter Chip" von D. Senderowicz et al. und US 4,574,250 werden Schaltungen für die Gleichtaktspannungsregelung eines voll differentiellen einstufigen Transkonduktanzverstärkers vorgeschlagen, welche einen gegenüber der in 2 gezeigten Schaltung verringerten Leistungs- und Flächenbedarf aufweisen. Die in den genannten Schriften beschriebenen Schaltungen basieren auf geschalteten Kondensatoren. Ein voll differentieller einstufiger Transkonduktanzverstärker 6 mit einer derartigen Schaltung zur Gleichtaktspannungsregelung ist in 3 dargestellt.
Die Eingangsspannung VIN des Transkonduktanzverstärkers 6 liegt an den Gateanschlüssen von Transistoren MN5 und MN6 an, welche zusammen mit einem Transistor MN7 einen Differenzverstarker bilden. Der durch die Drain-Source-Strecke des Transistors MN5 bzw. MN6 fließende Strom speist den Ausgang OUTP bzw. OUTN des Transkonduktanzverstärkers 6. Des Weiteren wird der Ausgang OUTP von als Stromquellen ausgelegten Transistoren MP7, MP9, MN8 sowie MN10 gespeist, und der Ausgang OUTN wird von Transistoren MP8, MP10, MN9 sowie MN11 gespeist.
Zwischen die Ausgänge OUTP und OUTN sind Kondensatoren C1 und C2, welche denselben Kapazitätswert aufweisen, in Reihe geschaltet. Parallel zu den Kondensatoren C1 und C2 sind Kondensatoren C1A und C2A über Schalter S1A, S2A und S3A angeordnet. Die Kondensatoren C1A und C2A weisen denselben Kapazitätswert auf. Über einen Schalter S1B kann der eine Anschluss des Kondensators C1A mit der Spannung VCMREF beaufschlagt werden. Der andere Anschluss des Kondensators C1A sowie der eine Anschluss des Kondensators C2A können über einen Schalter S2B mit einer Spannung VREF beaufschlagt werden. Der andere Anschluss des Kondensators C2A lässt sich über einen Schalter S3B mit der Spannung VCMREF beaufschlagen. Die Schalter S1A, S2A und S3A werden von einem Steuersignal ΦA und die Schalter S1B, S2B und S3B werden von einem Steuersignal ΦB gesteuert.
Zwischen den Kondensatoren C1 und C2 ist ein Knoten A angeordnet, welcher mit den Gateanschlüssen der Transistoren MN7, MN10 und MN11 verbunden ist und an welchem die Gleichtaktspannung VCM abgreifbar ist.
Im Gegensatz zu dem in 2 gezeigten Transkonduktanzverstärker 5 wird die Gleichtaktspannung VCM an dem Knoten A durch eine kapazitive Spannungsteilung und nicht durch eine ohmsche Spannungsteilung erzeugt. Ein derartiger kapazitiver Spannungsteiler erzeugt einen AC-Pfad von den beiden Ausgängen OUTP und OUTN zu dem Knoten A. Jedoch bewirkt diese kapazitive Kopplung auch, dass die an dem Knoten A anliegende DC-Spannung nicht gut definiert ist und von den anfangs über den Kondensatoren C1 und C2 abfallenden Spannungen abhängt. Zur Einstellung der an dem Knoten A anliegenden Spannung ist die Beschaltung der Kondensatoren C1, C2, C1A und C2A vorgesehen.
Die Steuersignale ΦA und ΦB sind derart ausgelegt, dass abwechselnd und periodisch entweder die Gruppe der Schalter S1A, S2A und S3A oder die Gruppe der Schalter S1B, S2B und S3B geschlossen ist.
Sofern die Spannungen VCMREF und VREF gleich groß sind, werden die Kondensatoren C1A und C2A bei geschlossenen Schaltern S1B, S2B und S3B entladen. Bei geschlossenen Schaltern S1A, S2A und S3A sind die Kondensatoren C1A und C2A elektrisch mit den Kondensatoren C1 und C2 verbunden. Dies bewirkt, dass nach einigen Schaltperioden die über den Kondensatoren C1 und C2 abfallenden Spannungen gleich Null werden und die an dem Knoten A anliegende Spannung der Gleichtaktspannung VCM des Transkonduktanzverstärkers 6 folgt.
Durch eine unterschiedliche Wahl der Spannungen VCMREF und VREF kann ein gewünschter Spannungsabfall zwischen dem Knoten A und der vorgegebenen Gleichtaktspannung VCMREF erzeugt werden. Durch die somit an dem Knoten A erzeugte Spannung werden die Transistoren MN7, MN10 und MN11 derart gesteuert, dass sich eine Gleichtaktspannung VCM einstellt, die gleich der vorgegebenen Spannung VCMREF ist.
In 4 ist ein Schaltbild eines Ausführungsbeispiels des erfindungsgemäßen voll differentiellen zweistufigen Operationsverstärkers dargestellt. Der Operationsverstärker ist vorliegend ein Transkonduktanzverstärker 7.
Die erste Stufe des Transkonduktanzverstärkers 7 umfasst Transistoren MP11, MP12, MP13, MN12 und MN13. Die Transistoren MP11, MP12 und MP13 sind als Differenzverstärker angeordnet, wobei der Transistor MP11 eine Stromquelle bildet, welche die Drain-Source-Strecken der Transistoren MP12 und MP13 speist. Die Gateanschlüsse der Transistoren MP12 und MP13 stellen die Eingänge INN und INP des Transkonduktanzverstärkers 7 dar. Die Drain-Source-Strecke des Transistors MN12 ist der Drain-Source-Strecke des Transistors MP12 nachgeschaltet. Die Drain-Source-Strecke des Transistors MN13 ist der Drain-Source-Strecke des Transistors MP13 nachgeschaltet. Die Ausgänge der ersten Stufe liegen zwischen den Transistoren MP12 und MN12 bzw. MP13 und MN13.
Die zweite Stufe des Transkonduktanzverstärkers 7 umfasst Transistoren MP14, MP15, MN14 und MN15. Die Transistoren MN14 und MN15 sind die Eingangstransistoren der zweiten Stufe. Dazu sind ihre Gateanschlüsse jeweils an die Ausgänge der ersten Stufe geschaltet. Ein Kondensator C3 ist zwischen den Gate- und den Drainanschluss des Transistors MN14 geschaltet. Entsprechendes gilt für einen Kondensator C4 und den Transistor MN15. Die Transistoren MP14 und MN14 sowie die Transistoren MP15 und MN15 sind jeweils in Reihe geschaltet. Zwischen den Transistoren MP14 und MN14 befindet sich der Ausgang OUTN, und zwischen den Transistoren MP15 und MN15 befindet sich der Ausgang OUTP.
An den Sourceanschlüssen der Transistoren MP11, MP14 und MP15 liegt die Versorgungsspannung VDD an. An dem Gateanschluss des Transistors MP11 liegt die Spannung VBIAS an. Die Sourceanschlüsse der Transistoren MN12, MN13, MN14 und MN15 sind mit der gemeinsamen Masse VSS beaufschlagt.
Jede der beiden Stufen des Transkonduktanzverstärkers 7 weist eine Schaltung zur Regelung der jeweiligen Gleichtaktspannung auf. Dazu sind zwischen die Ausgänge der ersten Stufe Kondensatoren C1' und C2' und zwischen die Ausgänge OUTP und OUTN der zweiten Stufe Kondensatoren C1'' und C2'' jeweils in Reihe geschaltet. Zwischen den Kondensatoren C1' und C2' befindet sich ein Knoten A', welcher mit den Gateanschlüssen der Transistoren MN12 und MN13 verbunden ist. Zwischen den Kondensatoren C1'' und C2'' befindet sich ein Knoten A'', welcher mit den Gateanschlüssen der Transistoren MP14 und MP15 verbunden ist.
Die Kondensatoren C1' und C2' sind mit Kondensatoren C1A' und C2A', mit Schaltern S1A', S2A', S3A', S1B', S2B' und S3B', welche von Steuersignalen ΦA' und ΦB' gesteuert werden, sowie mit Spannungen VCMREF' und VREF' beschaltet. Die Anordnung dieser Bauelemente und Spannungen ist analog zu der in 3 gezeigten Beschaltung der Kondensatoren C1 und C2. In entsprechender Weise sind die Kondensatoren C1'' und C2'' mit Kondensatoren C1A'' und C2A'', mit Schaltern S1A'', S2A'', S3A'', S1B'', S2B'' und S3B'', welche von Steuersignalen ΦA'' und ΦB'' gesteuert werden, sowie mit Spannungen VCMREF'' und VREF'' beschaltet.
Die Funktionsweise der beiden vorstehend beschriebenen Schaltungen zur Gleichtaktspannungsregelung ist analog zu der Funktionsweise der entsprechenden Schaltung des in 3 gezeigten Transkonduktanzverstärkers 6. Durch diese Schaltungen wird bewirkt, dass sowohl die Gleichtaktspannung VCM' der ersten Stufe als auch die Gleichtaktspannung VCM'' der zweite Stufe auf die gewünschten Spannungen VCMREF' bzw. VCMREF'' geregelt werden. Die Regelung erfolgt jeweils nach dem Prinzip, welches in der Beschreibung zur 2 angegeben wurde.
Der Transkonduktanzverstärker 7 weist die in der Beschreibungseinleitung genannten Vorteile des erfindungsgemäßen Operationsverstärkers auf.

Claims

Voll differentieller Operationsverstärker (7), umfassend: – eine erste Verstärkerstufe mit – zwei ersten Eingängen (INP, INN), zwischen denen eine Eingangsspannung (VIN) anlegbar ist, – zwei ersten Ausgängen, zwischen denen eine Zwischenspannung abgreifbar ist, – zwei ersten steuerbaren Stromquellen (MN12, MN13), die jeweils mit einem der ersten Ausgänge verbunden sind und – eine erste Schaltung zur Regelung der Gleichtaktspannung (VCM') der ersten Verstärkerstufe mit zwei ersten, seriell zwischen die ersten Ausgänge geschalteten Spannungsteilerkondensatoren (C1', C2'), wobei ein erster Knoten (A'), welcher zwischen den ersten Spannungsteilerkondensatoren (C1', C2') angeordnet ist, mit den Steueranschlüssen der ersten Stromquellen (MN12, MN13) verbunden ist, und wobei die ersten Spannungsteilerkondensatoren (C1', C2') derart mit ersten geschalteten Ladekondensatoren (C1A', C2A') beschaltet sind, dass die Gleichtaktspannung (VCM') der ersten Verstärkerstufe einen vorgegebenen ersten Wert (VCMREF') annimmt, und – eine zweite Verstärkerstufe mit – zwei zweiten Eingängen, die jeweils mit einem der ersten Ausgänge verbunden sind, – zwei zweiten Ausgängen (OUTP, OUTN), zwischen denen eine Ausgangsspannung (VOUT) abgreifbar ist, – zwei zweiten steuerbaren Stromquellen (MP14, MP15), die jeweils einen der zweiten Ausgänge (OUTP, OUTN) speisen, und – eine zweite Schaltung zur Regelung der Gleichtaktspannung (VCM'') der zweiten Verstärkerstufe mit zwei zweiten, seriell zwischen die zweiten Ausgänge (OUTP, OUTN) geschalteten Spannungsteilerkondensatoren (C1'', C2''), wobei ein zweiter Knoten (A''), welcher zwischen den zweiten Spannungsteilerkondensatoren (C1'', C2'') angeordnet ist, mit den Steueranschlüssen der zweiten Stromquellen (MP14, MP15) verbunden ist, und wobei die zweiten Spannungsteilerkondensatoren (C1'', C2'') derart mit zweiten geschalteten Ladekondensatoren (C1A'', C2A'') beschaltet sind, dass die Gleichtaktspannung (VCM'') der zweiten Verstärkerstufe einen vorgegebenen zweiten Wert (VCMREF'') annimmt, wobei den ersten Spannungsteilerkondensatoren (C1', C2') über erste Schalter (S1A', S2A', S3A') jeweils ein erster Ladekondensator (C1A', C2A') parallel geschaltet ist, und – dass die Anschlüsse der ersten Ladekondensatoren (C1A', C2A') mit vorgegebenen Potentialen (VCMREF', VREF') beaufschlagbar sind, wobei die Anschlüsse, die mit dem ersten Knoten (A') verbindbar sind, mit einem ersten Referenzpotential (VREF') beaufschlagbar sind und die übrigen Anschlüsse mit dem durch den vorgegebenen ersten Wert bestimmten Potential (VCMREF') beaufschlagbar sind, und wobei den zweiten Spannungsteilerkondensatoren (C1'', C2'') über zweite Schalter (S1A'', S2A'', S3A'') jeweils ein zweiter Ladekondensator (C1A'', C2A'') parallel geschaltet ist, und – dass die Anschlüsse der zweiten Ladekondensatoren (C1A'', C2A'') mit vorgegebenen Potentialen (VCMREF'', VREF'') beaufschlagbar sind, wobei die Anschlüsse, die mit dem zweiten Knoten (A'') verbindbar sind, mit einem zweiten Referenzpotential (VREF'') beaufschlagbar sind und die übrigen Anschlüsse mit dem durch den vorgegebenen zweiten Wert bestimmten Potential (VCMREF'') beaufschlagbar sind.
Voll differentieller Operationsverstärker (7) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, – dass die ersten Ladekondensatoren (C1A', C2A') zyklisch und abwechselnd mit den ersten Spannungsteilerkondensatoren (C1', C2') und mit den vorgegebenen Potentialen (VCMREF', VREF') verbunden sind.
Voll differentieller Operationsverstärker (7) nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, – dass die zweiten Ladekondensatoren (C1A'', C2A'') zyklisch und abwechselnd mit den zweiten Spannungsteilerkondensatoren (C1'', C2'') und mit den vorgegebenen Potentialen (VCMREF'', VREF'') verbunden sind.
Voll differentieller Operationsverstärker (7) nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, – dass die Anschlüsse der ersten Ladekondensatoren (C1A', C2A') über dritte Schalter (S1B', S2B', S3B') mit den vorgegebenen Potentialen (VCMREF', VREF') beaufschlagt sind.
Voll differentieller Operationsverstärker (7) nach Anspruch 3 oder 4, dadurch g e k e n n z e i c h n e t, – dass die Anschlüsse der zweiten Ladekondensatoren (C1A'', C2A'') über vierte Schalter (S1B'', S2B'', S3B'') mit den vorgegebenen Potentialen (VCMREF'', VREF'') beaufschlagt sind.
Voll differentieller Operationsverstärker (7) nach einem oder mehreren der vorhergehenden Ansprüche, dadurch g e k e n n z e i c h n e t, – dass die ersten Spannungsteilerkondensatoren (C1', C2') denselben Kapazitätswert aufweisen, und – dass die ersten Ladekondensatoren (C1A', C2A') denselben Kapazitätswert aufweisen.
Voll differentieller Operationsverstärker (7) nach einem oder mehreren der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, – dass die zweiten Spannungsteilerkondensatoren (C1'', C2'') denselben Kapazitätswert aufweisen, und – dass die Kapazitätswerte der zweiten Ladekondensatoren (C1A'', C2A'') gleich sind.
Voll differentieller Operationsverstärker (7) nach einem oder mehreren der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch – zwei erste Eingangstransistoren (MP12, MP13), zwischen deren Steueranschlüsse die Eingangsspannung (VIN) angelegt ist, und – zwei zweite Eingangstransistoren (MN14, MN15), deren Steueranschlüsse jeweils mit einem der ersten Ausgänge verbunden sind.
Voll differentieller Operationsverstärker (7) nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, – dass jeweils ein stromführender Anschluss der ersten Eingangstransistoren (MP12, MP13) mit jeweils einem ersten Ausgang verbunden ist, und – dass jeweils ein stromführender Anschluss der zweiten Eingangstransistoren (MN14, MN15) mit jeweils einem zweiten Ausgang (OUTP, OUTN) verbunden ist.
Voll differentieller Operationsverstärker (7) nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, – dass die beiden übrigen stromführenden Anschlüsse der ersten Eingangstransistoren (MP12, MP13) mit einem dritten Knoten verbunden sind, und – dass die beiden übrigen stromführenden Anschlüsse der zweiten Eingangstransistoren (MN14, MN15) mit einem vierten Knoten verbunden sind.
Voll differentieller Operationsverstärker (7) nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet – dass eine dritte Stromquelle (MP11) den dritten Knoten speist, und – dass die dritte Stromquelle (MP11) mittels eines Transistors realisiert ist.
Voll differentieller Operationsverstärker (7) nach einem oder mehreren der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, – dass die ersten steuerbaren Stromquellen (MN12, MN13) und die zweiten steuerbaren Stromquellen (MP14, MP15) aus Transistoren aufgebaut sind.
Voll differentieller Operationsverstärker (7) nach einem oder mehreren der Ansprüche 8 bis 12, dadurch gekennzeichnet, – dass die ersten Eingangstransistoren (MP12, MP13) und die zweiten Eingangstransistoren (MN14, MN15) sowie die Transistoren (MN12, MN13, MP14, MP15) der ersten und der zweiten steuerbaren Stromquellen MOSFETs sind.
Voll differentieller Operationsverstärker (7) nach einem oder mehreren der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, – dass der Operationsverstärker ein Transkonduktanzverstärker (7) ist.