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Die vorliegende Erfindung betrifft eine Verstärkeranordnung und ein Verfahren zum Betreiben einer Verstärkeranordnung.
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Einstufige Klasse AB-Verstärker gehören zu den effektivsten Verstärkern für SC-Schaltungen. Einstufige Verstärker weisen lediglich einen Strompfad auf und erreichen zudem einen hohen Aussteuerbereich im Klasse AB-Betrieb. SC-Schaltungen werden nach dem Prinzip geschalteter Kapazitäten betrieben und auch als Switched capacitor Schaltungen bezeichnet.
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Ein Klasse AB-Betrieb eines Verstärkers wird unter anderem durch dessen Arbeitspunkt charakterisiert. Um den Arbeitspunkt geeignet einzustellen, werden häufig massenfreie Spannungsquellen beziehungsweise Batterien verwendet. Die umfassen typischerweise Kondensatoren und müssen periodisch in Ladezyklen aufgeladen werden. Während eines Ladevorgangs ist dann kein Betrieb des Verstärkers möglich.
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Unterschiedliche Lösungsansätze wurden bislang vorgeschlagen, um dieses Problem zu lösen. Beispielsweise durch direktes DC-Koppeln kann ein SC-Verstärker in einer Ladephase betrieben werden. Dies führt jedoch zu einem asymmetrischen Biasing mit unterschiedlichen Eingangs- und Ausgangsarbeitspunkten. Zudem ist es nachteilhaft, eine vom Betriebszustand des Verstärkers unterschiedliche Ladephase vorzusehen.
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Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es daher eine Verstärkeranordnung und ein Verfahren zum Betreiben einer Verstärkeranordnung vorzuschlagen, das eine genaue Arbeitspunkteinstellung auch ohne Unterbrechung durch Ladezyklen ermöglicht.
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Die Druckschrift
US 6,831,517 B1 zeigt eine BIAS-Managementschaltung zum Betreiben eines Leistungsverstärkers. Das BIAS-Managementsystem ist ausgelegt zur adaptiven Kontrolle des Betriebes des RF-Leistungsverstärkers. Ein Verstärker wird dazu mit einer Versorgungsspannung versorgt, die durch einen DC/DC-Konverter bereitgestellt wird. Die BIAS-Regelung erfolgt durch einen BIAS-Regelkreis, der einen Referenzstrom bereitstellt. Durch diese Schaltungsanordnung ist es möglich, die Versorgungsspannung entsprechend eines gewünschten Betriebszustandes des Leistungsverstärkers zu wählen und dadurch die Verstärkereffizienz zu erhöhen. Die Schrift
US 6,566,944 B1 zeigt einen Strommodulator mit dynamischer Impedanzkompensation.
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US 5,909,145 zeigt eine Verstärkeranordnung mit einer Biasschaltung zum Bereitstellen eines Versorgungssignals an einem Anschluss eines Verstärkers. Mit Hilfe des Versorgungssignals wird ein Arbeitspunkt konstant gehalten. Die Biasschaltung umfasst dazu eine Referenzschaltung und eine Korrekturvorrichtung.
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Die Aufgabe wird durch die unabhängigen Ansprüche gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterentwicklungen sind Gegenstand der abhängigen Ansprüche.
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In einer Ausführungsform umfasst eine Verstärkeranordnung einen Verstärker mit einem Anschluss für ein Versorgungssignal. Eine Biasschaltung dient zum Bereitstellen des Versorgungssignals am Anschluss für das Versorgungssignal. Die Bias-Schaltung umfasst dazu eine Referenzschaltung und eine Korrekturvorrichtung.
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Die Biasschaltung ist dazu eingerichtet, mittels des Versorgungssignals einen Arbeitspunkt des Verstärkers konstant zu halten. Dazu wird zunächst mittels der Referenzschaltung ein Referenzsignal bereitgestellt. Die Korrekturvorrichtung regelt das Versorgungssignal in Abhängigkeit des Referenzsignals und eines Korrektursignals. Dabei ist das Korrektursignal vom Arbeitspunkt des Verstärkers abhängig. Das Biasing erfolgt somit nicht über ein zu verstärkendes Nutzsignal, sondern über das Versorgungssignal.
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Mit der vorbeschriebenen Verstärkeranordnung und insbesondere der Biasschaltung wird ein vorteilhaftes Biasschema implementiert. Dabei ist es insbesondere möglich, den Arbeitspunkt des Verstärkers ohne Einsatz von massenfreien Spannungsquellen beziehungsweise von zusätzlichen Kondensatoren zu definieren. Dies hat den Vorteil, dass mit in Verstärkerschaltungen meist groß zu wählenden Kondensatoren einhergehende Signalstörungen vermieden werden. Des Weiteren erfolgt das Biasing des Verstärkers nicht über ein zu verstärkendes Nutzsignal, sondern über das Versorgungssignal. So kann der Arbeitspunkt des Verstärkers ohne spezielle Betriebsphasen für Biaseinstellung während des normalen Betriebs des Verstärkers durchgeführt werden. Der so mögliche kontinuierliche Betrieb elaubt auch den Einsatz zeitkontinuierlichen Schaltungen (continuous time).
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Die Korrekturvorrichtung regelt die Versorgungsspannung und führt zu einem verbesserten Störunterdrückungsverhältnis (Power Supply Rejection Ratio). Durch den konstanten Arbeitspunkt des Verstärkers ist zudem eine verbesserte Bandbreitenkontrolle möglich. Dies erlaubt einen definierten Betrieb, beispielsweise als Klasse AB- oder Klasse C-Verstärker mit einem konstanten Abklingverhalten (Constant Settling). Vorteilhafterweise ist der Arbeitspunkt zudem unabhängig von Prozess- und Temperaturvariationen.
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Der Begriff eines Signals, beispielsweise des Referenzsignals oder Korrektursignals, umfasst, dass je nach Ausführungsform der Erfindung unterschiedliche Signalformen möglich sind. Ein Signal kann beispielsweise einen Strom oder eine Spannung darstellen.
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In einer Weiterbildung der Verstärkeranordnung weist der Verstärker einen Verstärkereingang und einen Verstärkerausgang auf.
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Der Verstärkereingang ist geeignet, um dem Verstärker ein Nutzsignal zuzuführen. Entsprechend wird am Verstärkerausgang ein verstärktes Signal ausgegeben.
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Insbesondere ist die Verstärkeranordnung derart ausgestaltet, dass die Biasschaltung und entsprechend die Einstellung des Arbeitspunktes nicht über den Verstärkereingang beziehungsweise Verstärkerausgang erfolgt, sondern über den separaten Anschluss für das Versorgungssignal.
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In einer Weiterbildung weist die Referenzschaltung eine Konstant-Transkonduktanz-Stromquelle auf.
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Das Referenzsignal wird mittels der Konstant-Transkonduktanz-Stromquelle in Abhängigkeit von einem Konstant-Transkonduktanz-Strom generiert.
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Die Transkonduktanz ist neben der Ausgangskapazität eines Verstärkers eine bestimmende Größe für die Bandbreite des Verstärkers. Durch die enge Verwandtschaft der Größen Transkonduktanz und Arbeitspunkt ist es möglich, etwa indem man die Transkonduktanz konstant hält, auch den Arbeitspunkt konstant zu halten. Durch diesen Zusammenhang lassen sich Prozess- und Temperaturvariationen weiter minimieren.
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In einer Weiterbildung weist die Korrekturvorrichtung einen Rückführungspfad auf, der mit der Referenzschaltung gekoppelt ist. Alternativ oder ergänzend kann die Korrekturvorrichtung auch eine Rückführungsstufe umfassen.
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Mittels des Rückführungspfades ist es möglich, in Abhängigkeit des Nutzsignals am Verstärkereingang und/oder des verstärkten Signals am Verstärkerausgang, das Korrektursignal zu erzeugen. Auf diese Weise kann, auf direkte Weise am Verstärker selbst das Korrektursignal in Abhängigkeit des Arbeitspunktes generiert werden.
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Die Rückführungsstufe hingegen ist dazu eingerichtet, den Arbeitspunkt des Verstärkers zu spiegeln und auf diese Weise das Korrektursignal zu erzeugen. Beispielsweise kann die Rückführungsstufe dem Verstärker nachgebildet sein, indem sie eine Kopie oder eine skalierte Kopie des Verstärkers aufweist. Auf diese Weise kann der Arbeitspunkt des Verstärkers nachgebildet beziehungsweise gespiegelt werden und das Korrektursignal mittels der Korrekturvorrichtung entsprechend erzeugt werden.
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In einer Weiterbildung der Verstärkeranordnung umfasst die Korrektureinrichtung einen Signalregler. Dieser Signalregler weist einen Reglereingang auf, der mit einem Ausgang eines Addierers verbunden ist und an dem ein korrigiertes Referenzsignal anliegt. Ferner weist der Signalregler einen Reglerausgang auf, der mit der Referenzstufe und dem Anschluss für ein Versorgungssignal gekoppelt ist.
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Der Addierer dient dazu, das Referenzsignal und das Korrektursignal mittels Addition oder Subtraktion zu einem korrigierten Referenzsignal zu überlagern. Dies erfolgt an einem ersten Eingang mittels dem die Referenzschaltung anliegt und mittels eines zweiten Eingangs über den der Addierer mit der Rückführungsstufe verbunden ist.
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In einer Weiterbildung der Verstärkeranordnung weist die Rückführungsstufe einen Transistor-basierten Spannungsteiler auf.
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Der Transistor-basierte Spannungsteiler ist bevorzugt mittels Diodenverbindung in Art eines Spannungsteilers verbunden, so dass das Korrektursignal durch Spannungsteilung beziehungsweise Signalskalierung eingestellt wird. Bevorzugt wird dazu der Transistor-basierte Spannungsteiler in gewisser Weise als Nachbildung oder Kopie des Verstärkers eingerichtet. Auf diese Weise kann der Arbeitspunkt des Verstärkers in die Korrektureinrichtung gespiegelt und insbesondere durch den Transistor-basierten Spannungsteiler eingestellt werden.
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In einer Weiterbildung der Verstärkeranordnung umfasst der Verstärker eine Verzögerungskette mit wenigstens einer Kopie des Verstärkers. Die Verzögerungskette, die auch mehr als zwei Elemente aufweisen kann, ist in Reihe geschaltet. Die wenigstens eine Kopie des Verstärkers weist einen Anschluss für das Versorgungssignal auf. Ferner umfasst die Korrektureinrichtung einen Phasendetektor, der mit der Verzögerungskette gekoppelt ist. Ein Zähler ist mit dem Phasendetektor verbunden und mit einem Eingang eines Digital-Analog-Konverters verbunden. Der Digital-Analog-Konverter verfügt des Weiteren über einen Ausgang, der mit den Anschlüssen für das Versorgungssignal verbunden ist.
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Der Arbeitspunkt eines Verstärkers bestimmt im Prinzip seine Transkonduktanz, welches neben der Ausgangskapazität eine bestimmende Größe für die Bandbreite des Verstärkers ist. Zwischen der Bandbreite des Verstärkers und der zeitlichen Verzögerung, wenn dieser Verstärker in der Verzögerungskette benutzt wird, besteht wiederum ein enger Zusammenhang. Der Arbeitspunkt kann deshalb auch mit dem Versorgungssignal geregelt werden, indem Kopien des Verstärkers, welche beispielsweise in Strom und Fläche skaliert sein können, in der Verzögerungskette aufgebaut werden.
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Dazu ist die Korrektureinrichtung eingerichtet, das Korrektursignal mittels Vergleichs mit dem Referenzsignal zu erzeugen. Dies erfolgt etwa durch Vergleich mit einem Referenztakt, der in dieser Ausführungsform das Referenzsignal darstellt, und Hilfe eines Phasenregelkreises, der nach dem Prinzip eines DLL (Delay Locked Loop) oder PLL (Phase Locked Loop) ausgeführt ist. Entsprechend ist der Zähler dazu eingerichtet, ein digitales korrigiertes Referenzsignal in Abhängigkeit des Korrektursignals zu generieren. Dieses digitale korrigierte Referenzsignal liegt am Digital-Analog-Konverter beziehungsweise dessen Eingang an. Der Digital-Analog-Konverter konvertiert in der Folge das digitale korrigierte Referenzsignal in das korrigierte Referenzsignal und stellt dieses am Ausgang bereit. Dieses nunmehr analoge korrigierte Referenzsignal wird zum Regeln des Arbeitspunktes des Verstärkers den Anschlüssen für das Versorgungssignal zugeführt werden.
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In dieser Weiterbildung wird gewisser Maßen ein digitaler Ansatz verfolgt, welcher vor allem dort interessant ist, wo Fläche und Strom digitaler Blöcke immer kleiner werden (zum Beispiel in kleinst CMOS-Integration wie Deep Submicron CMOS). Zudem kann das Referenzsignal in definierten Grenzen gehalten werden, im Gegensatz zu einer analogen Lösung, bei der das Referenzsignal typischerweise einer Gaußverteilung folgt. Anwendung findet diese Lösung, wenn aufgrund der endlichen Auflösung des digitalen Referenzsignals im Vergleich zu analogen Lösung größere Fehler nicht ins Gewicht fallen. Um eine hohe Genauigkeit zu erreichen, können eine große Anzahl von Bits im digitalen Zähler und Digital-Analog-Konverter gewählt.
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In einer Weiterbildung der Verstärkeranordnung umfasst der Verstärker eine SC-Schaltung nach dem Prinzip geschalteter Kapazitäten.
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In einer Weiterbildung der Verstärkeranordnung ist die SC-Schaltung zur Offsetkompensation elektrisch der Verstärkerausgang mit einem Potential verbindbar.
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In Switched Capacitor Schaltungungen ist ein Eingangsoffset beispielsweise eines Einzel-Eingang/Einzel-Ausgang-Verstärkers nicht genau definiert, weil in der Regel ein virtuelles Potential nicht zur Verfügung steht. Zur Offsetkompensation kann mittels Schaltern in einer speziellen Offsetphase ein sogenanntes Correlated Double Sampling (CDS) durchgeführt werden. Dazu ist es bevorzugt, wenn eine Kapazität der SC-Schaltung zum Speichern des Offsets mit dem Verstärkereingang gekoppelt ist. Der Verstärker kann so in einer Rückkopplung mit Einheitsverstärkung betrieben und der Offset auf der Kapazität gespeichert werden.
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In einer Weiterbildung der Verstärkeranordnung weist der Verstärker einen Verstärker basierend auf einer Inverterstufe oder eine Kaskodeninverterstufe auf.
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Der Verstärker basierend auf einer Inverterstufe stellt eine besonders leistungseffiziente Verstärkerstufe gerade für den Einsatz in Switched Capacitor Verstärkern dar. Ist eine höhere Verstärkung notwendig, so kann die Inverterstufe zu einer Kaskodeninverterstufe erweitert werden und höhere Verstärkungsfaktoren bereitstellen.
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In einer Ausführungsform umfasst ein Verfahren zum Betreiben einer Verstärkeranordnung ein Regeln eines Versorgungssignals eines Verstärkers. Dabei wird das Versorgungssignal derart geregelt, dass ein Arbeitspunkt des Verstärkers konstant gehalten wird. Dazu dient zunächst, dass ein Referenzsignal bereitgestellt wird. In Abhängigkeit des Arbeitspunktes des Verstärkers wird dann ein Korrektursignal erzeugt. Das Regeln des Versorgungssignals erfolgt dann in Abhängigkeit des Referenzsignals und des Korrektursignals. Das Biasing erfolgt somit nicht über ein zu verstärkendes Nutzsignal, sondern über das Versorgungssignal.
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Mit dem beschriebenen Verfahren zum Betreiben einer Verstärkeranordnung wird ein vorteilhaftes Biasschema implementiert.
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Dabei ist es insbesondere möglich, den Arbeitspunkt des Verstärkers ohne Einsatz von massenfreien Spannungsquellen beziehungsweise von zusätzlichen Kondensatoren zu definieren. Dies hat den Vorteil, dass mit in Verstärkerschaltungen meist groß zu wählenden Kondensatoren einhergehende Signalstörungen vermieden werden.
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Die Regelung des Versorgungssignals in Abhängigkeit von Korrektur- und Referenzsignal führt zu einem verbesserten Störunterdrückungsverhältnis (PSRR: Power Supply Rejection Ratio). Durch den konstanten Arbeitspunkt des Verstärkers ist zudem eine verbesserte Bandbreitenkontrolle möglich. Dies erlaubt einen definierten Betrieb, beispielsweise als Klasse AB- oder Klasse C-Verstärker mit einem konstanten Abklingverhalten (Constant Settling). Vorteilhafterweise ist der Arbeitspunkt zudem unabhängig von Prozess- und Temperaturvariationen.
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In einer Weiterbildung des Verfahrens erfolgt das Regeln des Versorgungssignals analog. Dazu werden beispielsweise das Korrektur- und Referenzsignal als Strom- oder Spannung gewählt.
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In einer Weiterbildung des Verfahrens wird das Referenzsignal mit einer konstanten Transkonduktanz bereitgestellt. Das Korrektursignal wird dann mittels einer Referenzstufe durch Spiegelung des Arbeitspunktes des Verstärkers erzeugt. Das Korrektursignal wird schließlich dem Referenzsignal überlagert.
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In einer Weiterbildung des Verfahrens erfolgt das Regeln des Versorgungssignals digital.
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In einer Weiterbildung des Verfahrens wird zunächst eine Verzögerung einer Verzögerungskette erfasst, wobei die Verzögerungskette wenigstens eine Kopie des Verstärkers, im Allgemeinen mehrere Kopien, aufweist. Das Korrektursignal wird erzeugt, indem durch Vergleich mit dem Referenzsignal die der Verzögerung der Verzögerungskette bestimmt wird. Mittels eines Zählers wird in Abhängigkeit des Korrektursignals ein digitales korrigiertes Referenzsignal erzeugt. Dieses digitale korrigierte Referenzsignal wird mittels eines Digital-Analog-Konverters in ein korrigiertes Referenzsignal konvertiert. Dieses nunmehr analoge korrigierte Referenzsignal wird zum Regeln des Versorgungssignals benutzt und das Versorgungssignal an Anschlüssen für das Versorgungssignal der Verzögerungskette bereitgestellt.
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Die Erfindung wird nachfolgend an mehreren Ausführungsbeispielen anhand von Figuren erläutert. Soweit sich Schaltungsteile oder Bauelemente in ihrer Funktionen entsprechen, wird deren Beschreibung nicht in jeder der folgenden Figuren wiederholt.
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Es zeigen:
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1A eine beispielhafte Ausführungsform einer Verstärkeranordnung nach dem vorgeschlagenen Prinzip,
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1B, 1C, 1D jeweils beispielhafte Ausführungsformen für einen Verstärker zur Verwendung in einer Verstärkeranordnung nach dem vorgeschlagenen Prinzip,
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2 eine beispielhafte Ausführungsform einer Konstant-Transkonduktanz-Stromquelle nach dem vorgeschlagenen Prinzip und
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3 eine beispielhafte Ausführungsform einer Korrekturvorrichtung nach dem vorgeschlagenen Prinzip.
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1A zeigt eine beispielhafte Ausführungsform einer Verstärkeranordnung nach dem vorgeschlagenen Prinzip. Die Schaltung umfasst einen Verstärker AMP und eine Biasschaltung BIAS. Der Verstärker AMP und die Biasschaltung BIAS sind miteinander über einen Anschluss SPL für ein Versorgungssignal VSPL des Verstärkers AMP miteinander verbunden.
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Der Verstärker AMP umfasst in diesem Beispiel einen auf einer Inverterstufe basierenden Verstärker aus ersten Transistoren MN1, MP1, die beispielsweise als unipolare Transistoren ausgeführt sind. Diese ersten Transistoren MN1, MP1 sind zusätzlich nach dem Prinzip geschalteter Kapazitäten zu einer Switched Capacitor Scahltung miteinander mit einer Kapazität Cc verbunden. In dieser beispielhaften Ausführungsform umfasst der Verstärker AMP dazu einen Verstärkereingang IN, der über eine Reihenschaltung aus einem ersten Schalter SW1, der Kapazität Cc und einem zweiten Schalter SW2 mit einem Verstärkerausgang OUT verbindbar ist. Der Verstärker AMP verfügt zudem über einen dritten Schalter SW3, der zwischen dem ersten Schalter SW1 und der Kapazität Cc gekoppelt und mit einem Massenpotential GND verbindbar ist.
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Die Biasschaltung BIAS umfasst eine Referenzschaltung REF und eine Korrektureinrichtung COR. Die Referenzschaltung REF umfasst wiederum eine Konstant-Transkonduktanz-Stromquelle Gm, die mittels eines Verbindungsknotens N1 mit einem diodenverbundenen Referenz-Transistor MN3 verbunden ist. Mittels des Verbindungsknotens N1 zwischen Konstant-Transkonduktanz-Stromquelle Gm und dem Referenz-Transistor MN3 ist die Referenzschaltung REF mit der Korrektureinrichtung COR verbunden und mit einem Addierer ADD über dessen ersten Eingang + verbunden. Der Addierer ADD ist ausgangsseitig mit einem Reglereingang REG_IN eines Signalreglers VREG verbunden. Ein Reglerausgang REG_OUT des Signalreglers VREG ist zum einen mit dem Anschluss SPL für das Versorgungssignal VSPL des Verstärkers AMP verbunden und mittels einer Rückführungsstufe DIV auf einen zweiten Eingang – des Addierer ADD zurückgekoppelt. Dabei umfasst die Rückführungsstufe DIV einen Transistor-basierten Spannungsteiler aus ersten Transistoren MP1, MN1, die mittels Diodenverbindung nach Art eines Spannungsteilers verbunden sind.
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Mittels der am Anschluss SPL für das Versorgungssignal VSPL angeschlossenen Biasschaltung BIAS wird im Betrieb der Verstärkeranordnung am Verstärker AMP ein Arbeitspunkt konstant geregelt. Dazu wird mittels der Konstant-Transkonduktanz-Stromquelle Gm ein Referenzsignal VREF mit einer konstanten Transkonduktanz über Prozess- und Temperaturvariationen hinweg zur Verfügung gestellt.
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Im gewählten Beispiel wird aus einem Transkonduktanz-Strom Igm der Transkonduktanz-Stromquelle Gm mittels des diodenverbundenen Referenz-Transistors MN3 eine Referenzspannung VREF generiert. Diese wird am Addierer ADD an den Eingängen +, – mit einem Korrektursignal Vfeed überlagert. Das Korrektursignal Vfeed wird mittels der Korrektureinrichtung COR erzeugt und ist beispielsweise ebenfalls eine Spannung. Dazu wird die an dem Regelausgang REG_OUT bereitgestellte Versorgungssignal oder hier Versorgungsspannung VSPL mittels des Transistorbasierten Spannungsteiler MP2, MN2 auf den Addierer ADD an dessen Eingang – zurückgeführt. Dabei ist der Transistor-basierte Spannungsteiler MP2, MN2 in diesem Fall und auch bevorzugterweise dem Verstärker AMP nachempfunden. Dazu kann der Transistor-basierte Spannungsteiler MP2, MN2 ähnliche beziehungsweise skalierte Transistoren MP2, MN2 aufweisen. So ist es dann möglich, den Arbeitspunkt, der am Verstärker AMP eingestellt ist, mittels des Transistor-basierten Spannungsteiler MP2, MN2 zu spiegeln und ein proportionales Signal beziehungsweise das Korrektursignal Vfeed auf den Addierer ADD zu führen.
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Eingangsseitig liegen somit am Addierer ADD die Referenzspannung VREF und das Korrektursignal Vfeed an und werden beispielsweise miteinander verglichen und ergeben somit ein korrigiertes Referenzsignal Vcor. Dieses korrigierte Referenzsignal Vcor wird dann mittels des Signalreglers VREG zu der Versorgungsspannung VSPL geregelt und am Anschluss SPL für ein Versorgungssignal VSPL dem Verstärker AMP zugeführt. Aufgrund der Eigenschaften der Konstant-Transkonduktanz-Stromquelle Gm nämlich dem Konstanthalten der Transkonduktanz Gm, wird in der Folge der Arbeitspunkt auch am Verstärker AMP konstant gehalten, indem das Versorgungssignal VSPL gemäß der konstanten Transkonduktanz angepasst wird.
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Mit Hilfe der vorgestellten Schaltung ist es möglich, den Arbeitspunkt OP des Verstärkers AMP über den Anschluss SPL für ein Versorgungssignal beziehungsweise die Versorgungsspannung VSPL zu kontrollieren. Statt einer konstanten Spannungsregelung mit, wie sie gerade zusammen mit zum Beispiel Pseudo-Differentiellen Verstärkern der hier diskutierten Art aufgrund des geringen Störunterdrückungsverhältnisses (power supply rejection ratio) verwendet wird, wird die Stromquelle Gm mit konstanter Transkonduktanz verwendet.
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Damit ist es möglich, die Bandbreite des Verstärkers AMP konstant zu halten, obwohl sich Änderungen in der kapazitiven Last und Abtastfrequenz einstellen können. Diese Änderungen führen zu einem konstanten Abklingverhalten trotz sich ändernder Prozess- und Temperaturvariationen. Das vorgeschlagene Biasing-Schema welches durch die Biasschaltung BIAS umgesetzt ist, verwendet keine massenfreien Spannungsquellen und entsprechende Kapazitäten, um den Arbeitspunkt des Verstärkers AMP zu definieren. Auf diese Weise können typischerweise lange Ladezyklen vermieden werden. Signalstörungen in Folge von Kapazitäten in Batterien werden ebenfalls vermieden.
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Da meist schon Signalregler VREG in handelsüblichen Verstärkertypen vorhanden sind, wird vorteilhafterweise dieses Schaltelement verwendet und zudem ein verbessertes Störunterdrückungsverhältnis (Power Supply Rejection Ratio) erreicht. Weiterhin lässt sich beispielsweise für einen Klasse AB oder Klasse C Betrieb des Verstärkers AMP dessen Bandbreite kontrollieren und ein konstantes Abklingverhalten über Prozess- und Temperaturvariationen erzielen.
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Die 1B, 1C und 1D zeigen jeweils beispielhafte Ausführungsformen von Verstärkern AMP zur Verwendung mit der Verstärkeranordnung nach dem vorgeschlagenen Prinzip. Dabei zeigt die 1B einen Verstärker, der auf einer Inverterstufe aus ersten Transistoren MN1, MP1 basiert, die zu einer Inverterstufe verschaltet sind. Eine solche Verstärkerstufe ist besonders leistungseffizient.
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1C hingegen zeigt eine Erweiterung gegenüber einem Verstärker auf Basis einer Inverterstufe stellt eine Kaskodeninverterstufen-Basis dar. Ein solcher Verstärker umfasst eine Reihenschaltung aus weiteren ersten Transistoren MP1A, MP1B und MN1A, MN1B. Zusätzliche Versorgungsanschlüsse VBCB, VBCN sind jedoch von Nöten und werden, wie im Zusammenhang mit 2 erläutert, ebenfalls mittels der Versorgungsanschlüsse geregelt. Eine solche Kaskodeninverterstufe findet vorteilhafte Anwendung, wenn höhere Verstärkungsfaktoren gefordert sind.
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1D zeigt einen beispielhaften Verstärker in Switched Capacitor Schaltung, der geeignet ist zusammen mit der vorgeschlagenen Biasschaltung BIAS verwendet zu werden. Der Verstärker AMP entspricht im Aufbau im Wesentlichen dem Verstärker AMP der in 1A schon beschrieben wurde.
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Mittels der Schalter SW1, SW2, SW3 ist zudem eine Offsetkompensation realisierbar. Gerade bei den hier vorgeschlagenen Verstärkern auf Basis von Inverterstufen beziehungsweise einstufigen Verstärkern AMP, tritt an entsprechenden Verstärkereingängen und Verstärkerausgängen IN, OUT ein Offset auf, der aufgrund fehlender Bezugspotentiale nur schwer zu charakterisieren ist. Zur Kompensation des Offsets kann mittels der Schalter SW2, SW3 und der Kapazität Cc ein sogenanntes Correlated Double Sampling (CDS) durchgeführt werden. Dazu ist es bevorzugt, wenn die Kapazität Cc zum Speichern des Offsets mit dem Verstärkereingang IN gekoppelt ist. Der Verstärker kann so in einer Rückkopplung mit Einheitsverstärkung betrieben und eine dem Offset proportionale Ladung zur weiteren Verwendung und Offsetkompensation auf die Kapazität Cc gespeichert. In in einer speziellen Offsetphase, die mittels des ersten Schalters SW1 aktivierbar ist, kann der Verstärker AMP mit Offsetkompensation betrieben werden.
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2 zeigt eine Konstant-Transkonduktanz-Stromquelle Gm nach dem vorgeschlagenen Prinzip. Im linken mit a) gekennzeichneten Teil der Schaltung ist eine Transkonduktanz-Stromquelle gezeigt, wie sie mit Verstärkern auf Basis von Inverterstufen und anderen Verstärkertypen AMP verwendet werden kann. Die Schaltung basiert auf einem Stromspiegel MN4, MN5. Die Transistoren MN4, MN5 sind mit einem vorgegebenen Verhältnis zueinander skaliert, beispielsweise im Verhältnis 1 zu 4. Der Stromspiegel MN4, MN5 ist erweitert durch Transistoren MP4, MP5, die entlang ihrer jeweiligen Kontrollseiten verbunden sind und so einen ersten Transistorpfad MP4, MN4 und einen zweiten Transistorpfad MP5, MN5 bilden. Ein Hilfsverstärker AUX1 ist eingangsseitig zwischen dem ersten und zweiten Transistorpfad gekoppelt. Ausgangsseitig ist der Hilfsverstärker AUX1 mit einem Kontrollpfad verbunden, der Kontrollanschlüsse mit den Transistoren MP4 und MP5 verbindet. Zum Auskoppeln eines Stroms Igm mit konstanter Transkonduktanz dient ein weiterer Transistor MP6, der mittels seines Kontrollanschlusses mit dem Kontrollpfad gekoppelt ist.
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Der Transistor MN5 ist mittels eines Widerstandes R mit dem Massenpotential verbunden. Alternativ kann an einem Verbindungsknoten zwischen Transistor MN5 und Widerstand R die Schaltung aus dem Ersatzschaltbild E verwendet werden. Dies bietet sich gerade dann an, wenn die Stromquelle Gm zusammen mit einem Verstärker AMP in Switched Capacitor Schaltungverwendet werden soll.
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Die vorgestellte Konstant-Transkonduktanz-Stromquelle Gm stellt den Strom Igm mit konstanter Transkonduktanz bereit. Unter der Voraussetzung, dass sich alle verwendeten Transistoren der Stromquelle im Zustand starker Inversion befinden, ergibt sich aus für den Strom Igm
wobei μn der effektiven Mobilität der Ladungsträger, Cox der Kapazität der Oxidschicht, W der Gate-Breite und L der Gate-Länge der Transistoren entsprechen. In der Ausführung mit dem Ersatzschaltbild E ergibt sich in Abhängigkeit einer Taktfrequenz fclk bzw. eines Referenztaktes clk und der Ersatzkapazität C
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Die Annahme des Zustands starker Inversion kann im Betrieb der Stromquelle durchaus gelockert sein und eher durch eine moderate Inversion zu beschreiben sein. Der angegebene Wert für den Strom Igm ist daher als ein Grenzwert anzusehen.
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Für den Fall, dass die verwendeten Transistoren NMOS und PMOS Transistoren umfassen, ergibt sich beispielsweise für NMOS Transistoren die Transkonduktanz gm, n
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Wird ferner die Konstant-Transkonduktanz-Stromquelle Gm beziehungsweise der Konstant-Transkonduktanz-Strom Igm zum Betreiben der Biasschaltung BIAS verwendet, so ergibt sich für die Transkonduktanz des Verstärkers AMP gm = 1 / R beziehungsweise in der Ausführung mit dem Ersatzschaltbild E gm ∝ const·fclk·C.
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In den vorgestellten Ausführungsbeispielen hängt also die Transkonduktanz lediglich von dem konstanten Widerstandswert R ab oder ist proportional zur Taktfrequenz fclk und der Ersatzkapazität C. Auf diese Weise ist die Bandbreite des Verstärkers AMP konstant, obwohl sich Taktfrequenz fclk und kapazitive Ladung des Verstärkers ändern können.
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Die vorgestellten Stromquellen mit konstanter Transkonduktanz haben beispielhaften Charakter. Andere Ausführungsformen sind ebenfalls denkbar.
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Ein weiteres Beispiel ist in 2 im mit b) gekennzeichneten Teil gezeigt. Für den Einsatz mit Kaskodeninverterstufen kann die Konstant-Transkonduktanz-Stromquelle Gm erweitert werden, um der Kaskodeninverterstufe weitere Versorgungssignale VSPL an weiteren ersten und zweiten Versorgungsanschlüssen Vbcn, Vbcp zur Verfügung zu stellen.
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Dazu ist der Kontrollpfad aus a) zusätzlich mit einem Kontrollanschluss eines Transistors MP7 verbunden. Ein dritter Transistorpfad umfasst den Transistor MP7 und dioden-verbundene Transistoren MN7a, MN7b, MN7c. Der erste Versorgungsanschluss Vbcn ist mit den dioden-verbundenen Transistoren MN7a, MN7b, MN7c über jeweilige Kontrollseiten verbunden und mit dem Transistor MP7 gekoppelt.
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Darüber hinaus ist der Kontrollpfad aus a) mit einem vierten Transistorpfad MP8, MN8, der in Art eines Stromspiegels mit einem fünften Transistorpfad MN9, MP9a, MP9b, MP9c verbunden ist. Der fünfte Transistorpfad MN9, MP9a, MP9b, MP9c umfasst wiederum dioden-verbundene Transistoren MP9a, MP9b, MP9c. Der zweite Versorgungsanschluss Vbcp ist mit der Totem-Pfahl-Schaltung MP9a, MP9b, MP9c über jeweilige Kontrollseiten verbunden und mit dem Transistor MN9 gekoppelt.
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Durch die im Teil b) gezeigte Erweiterung kann auch eine Kaskodeninverterstufe mit Versorgungssignalen VSPL über die jeweiligen Versorgungsanschlüsse SPL, Vbcp, Vbcn mit konstanter Transkonduktanz versorgt werden und entsprechend der Arbeitspunkt über Prozess- und Temperaturvariationen konstant gehalten werden. Die in b) gezeigte Ausführungsform hat beispielhaften Charakter. Andere Ausführungsformen sind ebenfalls denkbar.
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3 zeigt einen Signalregler zur Verwendung mit einer Verstärkeranordnung nach dem vorgeschlagenen Prinzip. Der Signalregler VREG umfasst einen zweiten Hilfsverstärker AUX2, der eingangsseitig mit dem Korrektursignal Vfeed und dem Referenzsignal Vref gekoppelt ist, wie es die Konstant-Transkonduktanz-Stromquelle Gm bereitstellt. Ausgangsseitig ist der zweite Hilfsverstärker AUX2 mit einem Hilfstransistor MAUX verbunden, der zu einem Pfad MAUX, R1, R2 mit der Rückführungsstufe DIV verschaltet ist. Zwischen der Verbindung des Hilfstransistor MAUX und der Rückführungsstufe DIV wird das Versorgungssignal VSPL abgeführt.
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Die Rückführungsstufe DIV umfasst zwei Widerstände R1, R2, die als Transistoren MN2, MP2 ausgeführt sind. Auf diese Weise wird das Korrektursignal Vfeed erzeugt und in Abhängigkeit des Arbeitspunktes OP des Verstärkers AMP generiert.
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4 zeigt eine digitale Lösung einer Verstärkeranordnung nach dem vorgeschlagenen Prinzip. Die Verstärkeranordnung umfasst den Verstärker AMP und eine Verzögerungskette G1, G2, G3. Die Verzögerungskette G1, G2, G3 umfasst Kopien G1, G2, G3 des Verstärkers, die in Reihe geschaltet sind. Die Kopien G1, G2 G3 des Verstärkers AMP weisen jeweils Anschlüsse SPL für das Versorgungssignal VSPL auf. Die Verzögerungskette G1, G2, G3 ist zudem mit Kapazitäten C1, C2, C3 gekoppelt, die eine kapazitive Last nachbilden.
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Des Weiteren umfasst die Korrektureinrichtung COR einen Phasendetektor PD, der mit einem Ausgang und Eingang der Verzögerungskette GIN, GOUT gekoppelt ist. Ein Zähler CNT ist mit dem Phasendetektor verbunden und mit einem Eingang eines Digital-Analog-Konverters DAC verbunden. Auf diese Weise lässt sich eine Phasenregelungsschleife implementieren. Der Digital-Analog-Konverter DAC verfügt des Weiteren über einen Ausgang, der mit den Anschlüssen SPL für das Versorgungssignal VSPL verbunden ist.
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Der Arbeitspunkt OP eines Verstärkers bestimmt im Prinzip seine Transkonduktanz, welches neben der Ausgangskapazität eine bestimmende Größe für die Bandbreite des Verstärkers ist. Zwischen der Bandbreite des Verstärkers AMP und der zeitlichen Verzögerung, wenn dieser Verstärker in der Verzögerungskette G1, G2, G3 benutzt wird, besteht wiederum ein enger Zusammenhang. Der Arbeitspunkt OP kann deshalb auch mit dem Versorgungssignal VSPL geregelt werden, indem Kopien G1, G2, G3 des Verstärkers AMP, welche beispielsweise in Strom und Fläche skaliert sein können, in der Verzögerungskette G1, G2, G3 aufgebaut werden.
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Dazu ist die Korrektureinrichtung COR eingerichtet, das Korrektursignal Vfeed mittels Vergleichs mit dem Referenzsignal VCLK zu erzeugen. In diesem Ausführungsbeispiel entspricht dem Referenzsignal VREF ein Referenztakt VCLK eines Taktgebers CLK. Durch Vergleich mit dem Referenztakt CLK und Hilfe eines Phasenregelkreises, der nach dem Prinzip eines DLL (Delay Locked Loop) ausgeführt ist. Entsprechend ist der Zähler CNT dazu eingerichtet, ein digitales korrigiertes Referenzsignal Vcnt in Abhängigkeit des Korrektursignals up, down zu generieren. Dabei wird das digitale korrigierte Referenzsignal Vcnt digital hochgesetzt, wenn die Verzögerung der Verzögerungskette G1, G2, G3 höher als der Referenztakt CLK ist. Entsprechend wird das digitale korrigierte Referenzsignal Vcnt digital heruntergesetzt, wenn die Verzögerung der Verzögerungskette G1, G2, G3 kleiner als der Referenztakt CLK ist. Das Hoch- beziehungsweise Heruntersetzen erfolgt mittels des Korrektursignals up, down.
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Das digitale korrigierte Referenzsignal Vcnt liegt am Digital-Analog-Konverter DAC beziehungsweise dessen Eingang an. Der Digital-Analog-Konverter DAC konvertiert in der Folge das digitale korrigierte Referenzsignal Vcnt zum korrigierten Referenzsignal Vcor und stellt dieses an seinem Ausgang bereit. Dieses nunmehr analoge korrigierte Referenzsignal Vcor wird zum Regeln des Arbeitspunktes OP des Verstärkers den Anschlüssen SPL für das Versorgungssignal VSPL zugeführt.
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In diesem Ausführungsbeispiel wird gewisser Maßen ein digitaler Ansatz verfolgt, welcher vor allem dort interessant wird, wo Fläche und Strom digitaler Blöcke immer kleiner werden (zum Beispiel in kleinst CMOS Integration wie Deep Submicron CMOS). Zudem kann das Referenzsignal in definierten Grenzen gehalten werden, im Gegensatz zu einer analogen Lösung, bei der das Referenzsignal typischerweise einer Gaußverteilung folgt.
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Anwendung findet diese Lösung, wenn aufgrund der endlichen Auflösung des digitalen Referenzsignals im Vergleich zu analogen Lösung größere Fehler nicht ins Gewicht fallen. Um eine hohe Genauigkeit zu erreichen, können eine große Anzahl von Bits im digitalen Zähler CNT und Digital-Analog-Konverter DAC gewählt werden.
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In einem weiteren nicht gezeigten Ausführungsbeispiel ist die Verzögerungskette G1, G2 G3 zu einem Ringoszillator verbunden, indem der Ausgang und Eingang der Verzögerungskette GIN, GOUT miteinander gekoppelt sind. Der Phasendetektor PD ist als Phasen-Frequenz-Detektor ausgebildet und der Zähler CNT durch ein digitales Filter ersetzt. Auf diese Weise ist eine PLL Phasenregelungsschleife (Phase-locked loop) implementiert.
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Bezugszeichenliste
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- A+
- Eingang Addierer
- A–
- Eingang Addierer
- ADD
- Addierer
- AMP
- Verstärker
- AUX1
- Hilfsverstärker
- AUX2
- Hilfsverstärker
- C
- Kapazität
- C1
- Kapazität
- C2
- Kapazität
- C3
- Kapazität
- Cc
- Kapazität Switched Capacitor
- clk
- Referenzsignal (Referenztakt)
- CNT
- Zähler
- C
- OR Korrektureinrichtung
- DAC
- Digital-Analog-Konverter
- DIV
- Rückführungsstufe
- down
- Korrektursignal
- E
- Ersatzschaltbild
- G1
- Verzögerungsglied
- G2
- Verzögerungsglied
- G3
- Verzögerungsglied
- GIN
- Eingang Verzögerungsglied
- GND
- Massenpotential
- Gm
- Konstant-Transkonduktanz Stromquelle
- G
- OUT Ausgang Verzögerungsglied
- IN
- Verstärkereingang
- N1
- Verbindungsknoten
- N2
- Verbindungsknoten
- MAUX
- Hilfstransistor
- MN1
- Transistor
- MN1A
- Transistor
- MN1B
- Transistor
- MN2
- Transistor
- MN3
- Transistor
- MN4
- Transistor
- MN5
- Transistor
- MN7a
- Transistor
- MN7b
- Transistor
- MN7c
- Transistor
- MN8
- Transistor
- MN9
- Transistor
- MP1
- Transistor
- MP1A
- Transistor
- MP1B
- Transistor
- MP2
- Transistor
- MP4
- Transistor
- MP5
- Transistor
- MP6
- Transistor
- MP7
- Transistor
- MP8
- Transistor
- MP9a
- Transistor
- MP9b
- Transistor
- MP9c
- Transistor
- OUT
- Verstärkerausgang
- R
- Widerstand
- R1
- Widerstand
- R2
- Widerstand
- REF
- Referenzschaltung
- REG_IN
- Reglereingang
- REG_OUT
- Reglerausgang
- SPL
- Anschluss für Versorgungssignal
- SW1
- Schalter
- SW2
- Schalter
- SW3
- Schalter
- up
- Korrektursignal
- Vbcn
- Versorgungsanschluss
- Vbcp
- Versorgungsanschluss
- Vcnt
- digitales korrigiertes Referenzsignal
- sVcor
- korrigiertes Referenzsignal
- Vfeed
- Korrektursignal
- Vref
- Referenzsignal
- Vout
- verstärktes Ausgangssignal
- VREG
- Signalregler
- VSPL
- Versorgungssignal
