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TECHNISCHES GEBIET
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Die
vorliegende Erfindung betrifft einen Transkonduktanzverstärker, der
für eine
LSI mit niedrigem Stromverbrauch, die in einem tragbaren Funkgerät verwendet
wird, geeignet ist, ein in der LSI unter Verwendung des Transkonduktanzverstärkers gebildetes
Filter und Transkonduktanzverstärker-Abstimmschaltkreise
zum Abstimmen einer Verstärkung des
Transkonduktanzverstärkers
in dem Filter.
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ALLGEMEINER STAND DER TECHNIK
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In
Verbindung mit der neueren großen
Verteilung tragbarer Funkgeräte
wurde von diesen Geräten gefordert,
daß sie
kleiner und kostengünstiger
herzustellen sind. Um diesen Anforderungen zu genügen, ist
es wichtig, die Anbringfläche
und auch die Anbringkosten von LSI in dem tragbaren Funkgerät zu reduzieren,
indem statt eines herkömmlichen
Filters mit einem Outboard-Element ein Onchip-Filter verwendet wird.
Ein solches Onchip-Filter könnte
durch Kombinieren von Transkonduktanzverstärkern und Kondensatoren gebildet
werden.
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Ein
für das
Onchip-Filter verwendeter herkömmlicher
Transkonduktanzverstärker
wird durch einen Reihenschaltkreis konfiguriert, der zwischen die
Spannungsquelle und die Masse geschaltet ist, aus einer Differenzeingangsschaltung,
die aus einem Transistorpaar zur Spannungs-Strom-Umsetzung von Eingangsspannung
besteht, einer Drainspannungs-Einstellschaltung zum Fixieren der Drain-Spannung
des Transistorpaars auf eine Steuerspannung (Spannung zur Bestimmung
der Konduktanz Gm), die an seinen Steueranschluß angelegt wird, einer Stromspiegelschaltung
und einer Ausgangsstufe.
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Gemäß dem herkömmlichen
Transkonduktanzverstärker
sind 0,2-0,3 V der Source-Drain-Spannung der Transistoren der Differenzeingangsschaltung
zum Betrieb dieser Transistoren in seiner linearen Ansprechregion
erforderlich. Außerdem
sind 0,2-0,3 V bezüglich
eines Bereichs der Steuerspannung der Konduktanz Gm erforderlich, und
ferner sind 0,5-0,6 V der Source-Drain-Spannung eines Ausgangstransistors in
der Stromspiegelschaltung erforderlich, um den Ausgangstransistor zu
sättigen,
um so die Ausgangsimpedanz ausreichend zu vergrößern. Um einen Ausgangsdynamikumfang
von 0,4-0,5 V oder
mehr sicherzustellen, ist es deshalb notwendig, die Quellenspannung
VDD auf 1,5 V oder mehr zu halten. Ein Beispiel für einen solchen
Verstärker
findet sich in Rezzi et al. "A
3V pseudo-differential transconductor with intrinsic rejection of
the common mode input signal",
Proc. of the Midwest Symposion on circuit and systems, Lafayette,
3.-5.8.1994, New York, IEEE.
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KURZFASSUNG DER ERFINDUNG
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Eine
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist deshalb die Bereitstellung
eines Transkonduktanzverstärkers,
der mit einer niedrigeren Quellenspannung von zum Beispiel 1 V oder
weniger betrieben werden kann, während
eine ausreichend hohe Ausgangsimpedanz und ein ausreichend großer Ausgangsdynamikumfang
erhalten wird, und die Bereitstellung von Transkonduktanzverstärker-Abstimmschaltkreisen
zum Abstimmen einer Verstärkung
des Transkonduktanzverstärkers
in dem Filter.
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Eine
weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist die Bereitstellung
von Kleinleistungs-Transkonduktanzverstärker-Abstimmschaltkreisen,
die den Transkonduktanzverstärker
verwendeten.
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Gemäß der vorliegenden
Erfindung besitzt ein Transkonduktanzverstärker eine Eingangsstufe und
eine Ausgangsstufe. Die Eingangsstufe enthält eine Differenzeingangsschaltung
zum Umsetzen eines daran angelegten Differenzspannungsignals in ein
Differenzstromsignal, ein erstes Paar geregelter Kaskodeschaltungen
zum Justieren von Ausgangsspannungen der Differenzeingangsschaltung
abhängig
von einer daran angelegten Steuerspannung und einen Eingangsteil
eines Paars von Stromspiegelschaltungen zum Spiegeln des Differenzstromsignals aus
der Differenzeingangsschaltung. Die Differenzeingangsschaltung,
das erste Paar geregelte Kaskodeschaltungen und der Eingangsteil
des Paars von Stromspiegelschaltungen sind zwischen einer Spannungsquelle
und einer Masse miteinander in Reihe geschaltet. Die Ausgangsstufe
enthält
einen Ausgangsteil des Paars von Stromspiegelschaltungen, eine Differenzstromquellenschaltung,
ein zweites Paar geregelter Kaskodeschaltungen zum Halten von Ausgangsspannungen
der Stromspiegelschaltung auf einer daran angelegten ersten Vorspannung,
ein drittes Paar geregelter Kaskodeschaltungen zum Halten von Ausgangsspannungen
der Differenzstromquellenschaltung auf einer daran angelegten zweiten
Vorspannung, wobei Ausgangsanschlüsse des dritten Paars geregelter
Kaskodeschaltungen mit Ausgangsanschlüssen des zweiten Paars geregelter
Kaskodeschaltungen verbunden sind, und ein Paar von Verstärkerausgangsanschlüssen, die
mit den Ausgangsanschlüssen
des zweiten und des dritten Paars geregelter Kaskodeschaltungen
verbunden sind. Der Ausgangsteil des Paars geregelter Spiegelschaltungen,
das zweite und das dritte Paar geregelter Kaskodeschaltungen und
die Differenzstromquellenschaltung sind zwischen der Spannungsquelle
und der Masse miteinander in Reihe geschaltet.
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Die
Eingangsstufe zum Einstellen der Verstärkung oder Konduktanz Gm abhängig von
der angelegten Steuerspannung und die Ausgangsstufe zum Sicherstellen
einer ausreichend hohen Ausgangsimpedanz und eines ausreichend großen Ausgangsdynamikumfangs
sind zwischen der Spannungsquelle und der Masse parallel miteinander
geschaltet. Somit kann die Verstärkung über einen
größeren Umfang
eingestellt werden, auch wenn die Quellenspannung kleiner als die
herkömmliche
ist (zum Beispiel 1 V oder weniger). Außerdem kann man bei der niedrigeren
Quellenspannung eine ausreichend hohe Ausgangsimpedanz und einen
ausreichend großen
Ausgangsdynamikumfang erwarten.
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Es
wird bevorzugt, daß der
Transkonduktanzverstärker
ferner eine Rückkopplungsschaltung zur
Gleichtakt-Rauschunterdrückung enthält. Diese Rückkopplungsschaltung
steuert abhängig
von dem an den Transkonduktanzverstärker angelegten Gleichtaktrauschen
Ausgangsspannungen an dem Paar von Verstärkerausgangsanschlüssen auf
eine vorbestimmte Spannung.
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In
diesem Fall wird besonders bevorzugt, daß die Differenzstromquellenschaltung
durch das zweite und das dritte Paar geregelter Kaskodeschaltungen
fließende
Ströme
abhängig
von einem Rückkopplungssignal
aus der Rückkopplungsschaltung steuert.
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Außerdem wird
bevorzugt, daß die
Differenzeingangsschaltung aus zwei MOS-Transistoren des Anreicherungstyps
mit einer niedrigen Schwellenspannung zum Empfangen des jeweils
angelegten Differenzspannungssignals besteht. In diesem Fall beträgt die niedrige
Schwellenspannung der MOS-Transistoren des Anreicherungstyps besonders
bevorzugt weniger als 0,2 V. Als Folge dieser Konfiguration kann
die Quellenspannung mehr herabgesetzt werden.
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Es
wird bevorzugt, daß die
Differenzeingangsschaltung aus zwei MOS-Transistoren des Verarmungstyps
zum Empfangen des jeweils daran angelegten Differenzspannungssignals
besteht. Als Folge dieser Konfiguration kann die Quellenspannung
weiter herabgesetzt werden.
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Außerdem wird
bevorzugt, daß die
Differenzeingangsschaltung aus einem ersten und zweiten Transistor
mit einem ersten bzw. einem zweiten Verstärkereingangsanschluß verbundenen
Gates und mit zusammen mit der Masse oder der Spannungsquelle verbundenen
Source-Anschlüssen besteht.
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Es
wird bevorzugt, daß jedes
Paar des ersten, des zweiten und des dritten Paars geregelter Kaskodeschaltungen
aus einem Operationsverstärker
und einem Transistor mit einem mit einem Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers verbundenen
Gate besteht.
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Außerdem wird
bevorzugt, daß das
erste Paar geregelter Kaskodeschaltungen aus einem dritten und vierten
Transistor mit jeweils mit Ausgangsanschlüssen der Differenzeingangsschaltung
verbundenen Source-Anschlüssen,
einem ersten Operationsverstärker
mit einem nichtinvertierenden Eingangsanschluß, der mit einem Steueranschluß verbunden
ist, der die Steuerspannung zur Steuerung einer Konduktanz Gm empfängt, mit
einem invertierenden Eingangsanschluß, der mit einem Source-Anschluß des dritten
Transistors verbunden ist, und mit einem mit einem Gate des dritten
Transistors verbundenen Ausgangsanschluß und einem zweiten Operationsverstärker mit
einem mit dem Steueranschluß verbundenen
nichtinvertierenden Eingangsanschluß, mit einem mit einem Source-Anschluß des vierten Transistors
verbundenen invertierenden Eingangsanschluß und mit einem mit einem Gate
des vierten Transistors verbundenen Ausgangsanschluß besteht.
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Ferner
wird bevorzugt, daß das
zweite Paar geregelter Kaskodeschaltungen aus einem neunten und
einem zehnten Transistor mit jeweils mit Ausgangsanschlüssen der
Stromspiegelschaltung verbundenen Source-Anschlüssen, einem dritten Operationsverstärker mit
einem mit einem ersten Vorspannungsanschluß verbundenen nichtinver tierenden
Eingangsanschluß und
mit einem Source-Anschluß des neunten
Transistors verbundenen invertierenden Eingangsanschluß und mit
einem mit einem Gate des neunten Transistors verbundenen Ausgangsanschluß und einem
vierten Operationsverstärker
mit einem mit dem ersten Vorspannungsanschluß verbundenen nichtinvertierenden
Eingangsanschluß,
mit einem mit einem Source-Anschluß des zehnten
Transistors verbundenen invertierenden Eingangsanschluß und mit
einem mit einem Gate des zehnten Transistors verbundenen Ausgangsanschluß besteht.
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Außerdem wird
bevorzugt, daß das
dritte Paar geregelter Kaskodeschaltungen aus einem dreizehnten
und vierzehnten Transistor mit jeweils mit Ausgangsanschlüssen der
Differenzstromquellenschaltung verbundenen Source-Anschlüssen, einem
fünften
Operationsverstärker
mit einem mit einem zweiten Vorspannungsanschluß verbundenen nichtinvertierenden
Eingang, mit einem mit einem Source-Anschluß des dreizehnten Transistors
verbundenen invertierenden Eingangsanschluß und mit einem mit einem Gate
des dreizehnten Transistors verbundenen Ausgangsanschluß und einem
sechsten Operationsverstärker
mit einem mit dem zweiten Vorspannungsanschluß verbundenen nichtinvertierenden
Eingangsanschluß,
mit einem mit einem Source-Anschluß des vierzehnten Transistors
verbundenen invertierenden Eingangsanschluß und mit einem mit einem Gate
des vierzehnten Transistors verbundenen Ausgangsanschluß besteht.
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Es
wird bevorzugt, daß die
erste Vorspannung (Vb1) auf eine Spannung von etwa 3/4 einer Quellenspannung
oder mehr und die zweite Vorspannung (Vb2) auf eine Spannung von
etwa 1/4 der Quellenspannung oder weniger gesetzt wird, oder daß die erste
Vorspannung (Vb1')
auf eine Spannung von etwa 1/4 der Quellenspannung oder weniger
und die zweite Vorspannung (Vb2')
auf eine Spannung von etwa 3/4 einer Quellenspannung oder mehr gesetzt
wird.
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Somit
kann ein ausreichender Ausgangsdynamikumfang sichergestellt werden.
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Gemäß der vorliegenden
Erfindung wird außerdem
ein Filter mit mehreren verbundenen Transkonduktanzverstärkern jeweils
mit der oben erwähnten
Konfiguration bereitgestellt.
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Gemäß der vorliegenden
Erfindung enthalten ferner Transkonduktanzverstärker-Abstimmschaltkreise zwei
Referenzsignal-Eingangsanschlüsse,
in die Referenzfrequenzsignale eingegeben werden, einen mit den
beiden Referenzsignal-Eingangsanschlüssen verbundenen RC-Phasenschieber, der mit
zwei Transkonduktanzverstärkern
jeweils mit der oben erwähnten
Konfiguration und zwei Kondensatoren ausgestattet ist, einen Multiplizierer
mit mit zwei Ausgangsanschlüssen
des RC-Phasenschiebers und den beiden Referenzsignal-Eingangsanschlüssen verbundenen
Eingangsanschlüssen
und einen Operationsverstärker
mit zwei mit zwei Ausgangsanschlüssen
des Multiplizierers verbundenen Differenzeingangsanschlüssen und
mit einem mit Steueranschlüssen
der Transkonduktanzverstärker
verbundenen Ausgangsanschluß.
Die Abstimmschaltkreise erreichen eine Rückkopplungsregelung von Verstärkungen
der beiden Transkonduktanzverstärker,
so daß der
RC-Phasenschieber immer eine Phase der Eingangsreferenzfrequenzsignale
um 90° verschiebt.
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Bei
den herkömmlichen
Transkonduktanzverstärker-Abstimmschaltkreisen
werden Eingangsreferenzfrequenzsignale an ein RC-Tiefpaßfilter
und ein CR-Hochpaßfilter
angelegt, die durch vier Transkonduktanzverstärker und Kondensatoren konfiguriert
werden, und die Verstärkungen
dieser Transkonduktanzverstärker
werden rückkopplungsgeregelt,
so daß die
Ausgangssignalamplituden dieser Filter einander gleich werden. Somit
sind vier Transkonduktanzverstärker
erforderlich, was einen großen
Stromverbrauch und vergrößerte Belegungs fläche in einem LSI-Chip
verursacht.
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Da
die Abstimmschaltkreise gemäß der vorliegenden
Erfindung durch den RC-Phasenschieber zum Verschieben der Eingangsreferenzfrequenzsignalphase
um 90°,
den Multiplizierer und den Operationsverstärker konfiguriert werden, sind
nur zwei Transkonduktanzverstärker
und zwei Kondensatoren erforderlich, was zu einem kleineren Stromverbrauch und
einer kleineren Belegungsfläche
in einem LSI-Chip führt.
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Es
wird bevorzugt, daß der
RC-Phasenschieber folgendes enthält:
einen ersten Transkonduktanzverstärker mit einem ersten und einem
zweiten Eingangsanschluß,
die mit den beiden Referenzsignal-Eingangsanschlüssen verbunden sind, einen zwischen
den ersten Eingangsanschluß des
ersten Transkonduktanzverstärker
und einen ersten Ausgangsanschluß des ersten Transkonduktanzverstärkers geschalteten
ersten Kondensator, einen zwischen den zweiten Eingangsanschluß des ersten Transkonduktanzverstärkers und
einen zweiten Ausgangsanschluß des
ersten Transkonduktanzverstärkers
geschalteten zweiten Kondensator und einen zweiten Transkonduktanzverstärker mit
einem mit dem zweiten Ausgangsanschluß des ersten Transkonduktanzverstärkers verbundenen
ersten Ausgangsanschluß und
mit einem mit dem ersten Ausgangsanschluß des ersten Transkonduktanzverstärkers verbundenen
zweiten Ausgangsanschluß.
Ein erster Eingangsanschluß des
zweiten Transkonduktanzverstärkers
ist mit dem ersten Ausgangsanschluß des zweiten Transkonduktanzverstärkers verbunden,
und ein zweiter Eingangsanschluß des
zweiten Transkonduktanzverstärkers
ist mit dem zweiten Ausgansanschluß des zweiten Transkonduktanzverstärkers verbunden.
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Außerdem wird
bevorzugt, daß der
Multiplizierer eine Mischerschaltung ist, bei dem zwei erste Eingangsanschlüsse mit
den zwei Referenzsignal-Eingangsanschlüssen und zwei zweite Eingangsanschlüsse mit
dem ersten und dem zweiten Ausgangsanschluß des ersten Transkonduktanzverstärkers verbunden
sind.
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Es
wird bevorzugt, daß die
Schaltkreise ferner einen mit dem Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers verbundenen
Steuersignalausgang zum Ausgeben des Steuersignals nach außen enthalten.
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Außerdem wird
bevorzugt, daß die
Schaltkreise ferner einen zwischen den Steuersignalausgangsanschluß und die
Masse geschalteten dritten Kondensator zur Glättung enthalten.
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Gemäß der vorliegenden
Erfindung enthält ein
Transkonduktanzverstärker
folgendes: einen ersten und einen zweiten Transistor mit Gates,
die jeweils mit einem ersten und einem zweiten Verstärkereingangsanschluß verbunden
sind, in die eine Differenzspannung eingegeben wird, und mit zusammen mit
einer ersten Spannungsquelle verbundenen Source-Anschlüssen, einen
dritten und einen vierten Transistor mit jeweils mit Drain-Anschlüssen des
ersten und des zweiten Transistors verbundenen Source-Anschlüssen, einen
ersten Operationsverstärker mit
einem nichtinvertierenden Eingangsanschluß, der mit einem Steueranschluß verbunden
ist, der ein Signal zur Steuerung einer Konduktanz Gm empfängt, mit
einem invertierenden Eingangsanschluß, der mit einem Source-Anschluß des dritten
Transistors verbunden ist, und mit einem Ausgangsanschluß, der mit
einem Gate des dritten Transistors verbunden ist, einen zweiten
Operationsverstärker mit
einem mit dem Steueranschluß verbundenen nichtinvertierenden
Eingangsanschluß,
mit einem mit einem Source-Anschluß des vierten Transistors verbundenen
invertierenden Eingangsanschluß und
mit einem mit einem Gate des vierten Transistors verbundenen Ausgangsanschluß, einen
fünften
und einen sechsten Transistor mit zusammen mit einer zweiten Spannungsquelle
verbundenen Source-Anschlüssen
und mit Drain- und Gate-Anschlüssen,
die jeweils mit Drain-Anschlüssen des
dritten und des vierten Transistors verbunden sind, einen siebenten und
achten Transistor mit zusammen mit der zweiten Spannungsquelle verbundenen
Source-Anschlüssen und
mit Gates, die jeweils mit den Drain-Anschlüssen und Gates des fünften und
sechsten Transistors verbunden sind, einen neunten und einen zehnten
Transistor mit Source-Anschlüssen,
die jeweils mit Drain-Anschlüssen
des siebten und achten Transistors verbunden sind, einen dritten
Operationsverstärker
mit einem ersten mit einem Vorspannungsanschluß verbundenen nichtinvertierenden
Eingangsanschluß,
mit einem mit einem Source-Anschluß des neunten Transistors verbundenen
invertierenden Eingangsanschluß und
mit einem mit einem Gate des neunten Transistors verbundenen Ausgangsanschluß, einen
vierten Operationsverstärker
mit einem mit dem ersten Vorspannungsanschluß verbundenen nichtinvertierenden
Eingangsanschluß,
mit einem mit einem Source-Anschluß des zehnten Transistors verbundenen
invertierenden Eingangsanschluß und
mit einem mit einem Gate des zehnten Transistors verbundenen Ausgangsanschluß, einen
elften und einen zwölften
Transistor mit zusammen mit der ersten Spannungsquelle verbundenen
Source-Anschlüssen, einen
dreizehnten und einen vierzehnten Transistor mit Drain-Anschlüssen, die
jeweils mit Drain-Anschlüssen
des neunten und zehnten Transistors verbunden sind, und mit Source-Anschlüssen, die
jeweils mit Drain-Anschlüssen
des elften und des zwölften
Transistors verbunden sind, einen fünften Operationsverstärker mit
einem mit einem zweiten Vorspannungsanschluß verbundenen nichtinvertierenden
Eingangsanschluß,
mit einem mit einem Source-Anschluß des dreizehnten Transistors
verbundenen invertierenden Eingangsanschluß und mit einem mit einem Gate
des dreizehnten Transistors verbundenen Ausgangsanschluß, einen
sechsten Operationsverstärker
mit einem mit dem zweiten Vorspannungsanschluß verbundenen nichtinvertierenden
Eingangsanschluß,
mit einem mit einem Source-Anschluß des vierten Transistors verbundenen
invertierenden Eingangsanschluß und
mit einem mit einem Gate des vierzehnten Transistors verbundenen Ausgangsanschluß und einen
ersten und einen zweiten Verstärkerausgangsanschluß, die mit
den Drain-Anschlüssen des
neunten und dreizehnten Transistors bzw. den Drain-Anschlüssen des
zehnten und vierzehnten Transistors verbunden sind.
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Die
Eingangsstufe zum Einstellen der Verstärkung oder Konduktanz Gm abhängig von
der angelegten Steuerspannung (erster bis sechster Transistor und
erster und zweiter Operationsverstärker) und die Ausgangsstufe
zur Sicherstellung einer ausreichend hohen Ausgangsimpedanz und
eines ausreichend großen
Ausgangsdynamikumfangs (siebter bis vierzehnter Transistor und dritter
und vierter Operationsverstärker)
sind parallel miteinander zwischen die erste und die zweite Spannungsquelle
geschaltet. Somit kann die Verstärkung über einen
größeren Umfang
eingestellt werden, auch wenn die Quellenspannung kleiner als die
herkömmliche
ist, zum Beispiel bei 1 V oder weniger. Außerdem kann man bei der niedrigeren
Quellenspannung eine ausreichend hohe Ausgangsimpedanz und einen
ausreichend großen Ausgangsdynamikumfang
erwarten.
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Es
wird bevorzugt, daß der
Transkonduktanzverstärker
ferner eine Rückkopplungsschaltung zur
Gleichtakt-Rauschunterdrückung enthält. Diese Rückkopplungsschaltung
weist folgendes auf: mit den Drain-Anschlüssen des fünften und sechsten Transistors
und mit dem ersten und dem zweiten Verstärkerausgangsanschluß verbundene
Eingangsanschlüsse
und einen mit Gates des elften und zwölften Transistors verbundenen
Ausgangsanschluß zum Bereitstellen
eines Gleichtakt-Rauschlöschsignals, wenn
sich Signale aufgrund des Auftretens von Gleichtakt-Rauschen an
ihren Eingangsanschlüssen ändern.
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In
diesem Fall wird auch bevorzugt, daß die Frühkopplungsschaltung folgendes
aufweist: einen fünfzehnten
und einen sechzehnten Transistor mit zusammen mit dem Drain-Anschluß und Gate
des sechsten Transistors verbundenen Gates und mit zusammen mit
der zweiten Spannungsquelle verbundenen Source-Anschlüssen, einen
siebzehnten und einen achtzehnten Transistor mit zusammen mit dem Drain-Anschluß und Gate
des fünften
Transistors verbundenen Gates und mit zusammen mit der zweiten Spannungsquelle
verbundenen Source-Anschlüssen,
einen neunzehnten Transistor mit einem mit dem ersten Verstärkerausgangsanschluß verbundenen
Gate und mit einem zusammen mit Drain-Anschlüssen des fünfzehnten und siebzehnten Transistors
verbundenem Source-Anschluß, einen
zwanzigsten Transistor mit einem mit dem zweiten Verstärkerausgangsanschluß verbundenen
Gate und mit einem zusammen mit Drain-Anschlüssen des sechzehnten und achtzehnten
Transistors verbundenen Source-Anschluß, einen einundzwanzigsten Transistor
mit einem mit einem dritten Vorspannungsanschluß verbundenen Gate und mit
einem zusammen mit den Drain-Anschlüssen des
fünfzehnten und
siebzehnten Transistors verbundenen Source-Anschluß, einen
zweiundzwanzigsten Transistor mit einem mit dem dritten Vorspannungsanschluß verbundenen
Gate und mit einem zusammen mit den Drain-Anschlüssen des sechzehnten und achtzehnten
Transistors verbundenen Source-Anschluß, einen dreiundzwanzigsten
Transistor mit einem mit der ersten Spannungsquelle verbundenen
Source-Anschluß und
mit zusammen mit Drain-Anschlüssen des
neunzehnten und zwanzigsten Transistors verbundenen Gate und Drain-Anschluß und einen
vierundzwanzigsten Transistor mit einem mit der ersten Spannungsquelle
verbundenen Source-Anschluß und
mit zusammen mit Drain-Anschlüssen
des einundzwanzigsten und zweiundzwanzigsten Transistors und mit
Gates des elften und zwölften
Transistors verbundenen Gate und Drain-Anschluß.
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Weiterhin
wird bevorzugt, daß die
erste Spannungsquelle eine Masse und die zweite Spannungsquelle
eine positive Spannungsquelle ist, wobei der erste, der zweite,
der dritte, der vierte, der elfte, der zwölfte, der dreizehnte und der
vierzehnte Transistor NMOS-Transistoren
sind und wobei der fünfte,
der sechste, der siebte, der achte, der neunte und der zehnte Transistor
PMOS-Transistoren sind, oder daß die
erste Spannungsquelle eine positive Spannungsquelle und die zweite
Spannungsquelle eine Masse ist, wobei der erste, der zweite, der
dritte, der vierte, der elfte, der zwölfte, der dreizehnte und der
vierzehnte Transistor PMOS-Transistoren sind und wobei der fünfte, der
sechste, der siebte, der achte, der neunte und der zehnte Transistor NMOS-Transistoren
sind.
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Es
wird bevorzugt, daß der
erste und der zweite Transistor MOS-Transistoren des Anreicherungstyps
mit einer absoluten Schwellspannung von weniger als 0,2 V sind oder
daß der
erste und der zweite Transistor MOS-Transistoren des Verarmungstyps sind.
Als Folge dieser Konfiguration kann die Quellenspannung mehr herabgesetzt
werden.
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Gemäß der vorliegenden
Erfindung wird ein Filter mit mehreren Transkonduktanzverstärkern jeweils
mit der oben erwähnten
Konfiguration bereitgestellt.
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Weiterhin
enthalten gemäß der vorliegenden Erfindung
Transkonduktanzverstärker-Abstimmschaltkreise
folgendes: einen ersten und einen zweiten Referenzsignaleingangsanschluß zum Empfangen
von Referenzfrequenzsignalen, einen Steuersignalausgangsanschluß zum Ausgeben
eines Steuersignals, einen ersten und einen zweiten Transkonduktanzverstärker jeweils
mit der oben erwähnten Konfiguration,
einen ersten und einen zweiten Kondensator, einer Mischerschaltung
und einem Operationsverstärker.
Der erste und der zweite Referenzsignaleingangsanschluß sind mit
dem ersten und einen zweiten Eingangsanschluß des ersten Trans konduktanzverstärkers verbunden.
Der erste Eingangsanschluß des
ersten Transkonduktanzverstärkers und
ein erster Ausgangsanschluß des
ersten Transkonduktanzverstärkers
sind über
den ersten Kondensator verbunden, wobei der zweite Eingangsanschluß des ersten
Transkonduktanzverstärkers
und ein zweiter Ausgangsanschluß des
ersten Transkonduktanzverstärkers über den
zweiten Kondensator verbunden sind. Der zweite Ausgangsanschluß des ersten
Transkonduktanzverstärkers
ist mit einem ersten Ausgangsanschluß des zweiten Transkonduktanzverstärkers verbunden
und der ersten Ausgangsanschluß des
ersten Transkonduktanzverstärkers
ist mit einem zweiten Ausgangsanschluß des zweiten Transkonduktanzverstärkers verbunden.
Ein erster Eingangsanschluß des
zweiten Transkonduktanzverstärkers
ist mit dem ersten Ausgangsanschluß des zweiten Transkonduktanzverstärkers verbunden
und ein zweiter Eingangsanschluß des
zweiten Transkonduktanzverstärkers
ist mit dem zweiten Ausgangsanschluß des zweiten Transkonduktanzverstärkers verbunden.
Die ersten zwei Eingangsanschlüsse
der Mischerschaltung sind mit dem ersten und dem zweiten Referenzsignaleingangsanschluß verbunden
und die zwei zweiten Eingangsanschlüsse der Mischerschaltung sind
mit dem ersten und zweiten Ausgangsanschluß des ersten Transkonduktanzverstärkers verbunden.
Zwei Ausgangsanschlüsse
der Mischerschaltung sind jeweils mit zwei Eingangsanschlüssen des
Operationsverstärkers verbunden.
Ein Ausgangsanschluß des
Operationsverstärkers
ist mit Steueranschlüssen
des ersten und des zweiten Transkonduktanzverstärkers und mit dem Steuersignalausgangsanschluß verbunden.
Ein RC-Phasenschieber wird durch den ersten und den zweiten Transkonduktanzverstärker und
den ersten und den zweiten Kondensator, die Mischerschaltung und
den Operationsverstärker
konfiguriert, um eine Rückkopplungsschleife
zur Steuerung von Verstärkungen
des ersten und zweiten Transkonduktanzverstärkers zu bilden, damit der
RC-Phasenschieber eine
Phase der Eingangsreferenzsignale immer um 90 Grad verschiebt.
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Da
die Abstimmschaltkreise gemäß der vorliegenden
Erfindung durch den RC-Phasenschieber zum Verschieben der Eingangsreferenzfrequenzsignalphase
um 90 Grad, die Mischerschaltung und den Operationsverstärker konfiguriert
wird, sind nur zwei Transkonduktanzverstärker und zwei Kondensatoren erforderlich,
was zu einem kleineren Stromverbrauch und kleinerer Belegungsfläche in einem
LSI-Chip führt.
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Es
wird bevorzugt, daß die
Schaltkreise ferner einen zwischen den Steuersignalausgangsanschluß und eine
Masse geschalteten dritten Kondensator zu Glättung enthalten.
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Weiter
Aufgaben und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden aus der
folgenden Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen der Erfindung
mit den beigefügten
Zeichnungen deutlich.
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KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
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1 zeigt
ein Schaltbild eines Transkonduktanzverstärkers in einer ersten Ausführungsform gemäß der vorliegenden
Erfindung;
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2 zeigt
ein Schaltbild, das konkret eine Rückkopplungsschaltung zur Gleichtakt-Rauschunterdrückung in
der ersten Ausführungsform
von 1 zeigt;
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3 zeigt
ein Blockschaltbild, das ein Beispiel für ein Filter und Transkonduktanzverstärker-Abstimmschaltkreise
darstellt, die tatsächlich
die Transkonduktanzverstärker
in der ersten Ausführungsform
von 1 benutzen;
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4 zeigt
ein Blockschaltbild der Konfiguration der Transkonduktanzverstärker-Abstimmschaltkreise;
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5 zeigt
eine Ersatzschaltung eines RC-Phasenschieberteils der Schaltung
in 4;
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6 zeigt
ein Schaltbild eines Transkonduktanzverstärkers in einer zweiten Ausführungsform
gemäß der vorliegenden
Erfindung;
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7 zeigt
ein Schaltbild eines Transkonduktanzverstärkers in einer dritten Ausführungsform gemäß der vorliegenden
Erfindung; und
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8 zeigt
ein Schaltbild eines Transkonduktanzverstärkers in einer vierten Ausführungsform gemäß der vorliegenden
Erfindung.
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BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN
AUSFÜHRUNGSFORMEN
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1 zeigt
einen Transkonduktanzverstärker
in einer ersten Ausführungsform
gemäß der vorliegenden
Erfindung und 2 zeigt konkret eine Rückkopplungsschaltung
zur Gleichtakt-Rauschunterdrückung
in dieser ersten Ausführungsform
von 1.
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In
diesen Figuren bezeichnet die Bezugszahl 10 eine Eingangsstufe, 11 eine
Ausgangsstufe bzw. 12 eine Rückkopplungsschaltung zur Gleichtakt-Rauschunterdrückung. Bei
dieser Ausführungsform
sind die Eingangsstufe 10 und die unabhängig ausgebildete Ausgangsstufe 11 parallel
miteinander zwischen die Spannungsquelle und die Masse geschaltet.
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Weiterhin
bezeichnet in den Figuren MNx (x ist eine natürliche Zahl) einen NMOS-Transistor,
MPx einen PMOS-Transistor,
AMPx einen Operationsverstärker.
Außerdem
bezeichnet die Bezugszahl 13a und 13b ein Paar
von Verstärkereingangsanschlüssen, in
die jeweils die Differenzspannungen VIN– und VIN+ eingegeben werden, 18a und 18b ein
Paar von Verstärkerausgangsanschlüssen, aus
denen Differenzspannungen VOUT– bzw.
VOUT+ ausgegeben werden. Transistoren sind bei dieser Ausführungsform
MOS-Transistoren des Anreicherungstyps, wenn es nicht anders spezifiziert
wird.
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In
der Eingangsstufe 10 sind Gates eines Transistorpaars MN1
und MN2, die eine Differenzeingangsschaltung konfigurieren, jeweils
mit dem Paar von Verstärkereingangsanschlüssen 13a und 13b verbunden
und Source-Anschlüsse
dieser Transistoren MN1 und MN2 sind zusammen mit Masse verbunden.
An die Eingangsanschlüsse 13a und 13b angelegte
Differenzspannungen werden somit durch die Transistoren MN1 bzw.
MN2 verstärkt
und in Differenzströme
umgewandelt.
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Mit
Drain-Anschlüssen
der Transistoren MN1 und MN2 ist jeweils ein Paar von Drain-Spannungseinstellschaltungen 14a und 14b verbunden.
Die Einstellschaltungen 14a und 14b werden durch
einen Operationsverstärker
AMP1 und einen Transistor MN3 bzw. einen Operationsverstärker AMP2
und einen Transistor MN4 konfiguriert.
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In
der Drainspannungseinstellschaltung 14a ist ein Steueranschluß 14c,
der eine Steuerspannung VC zur Steuerung einer Verstärkung oder
Konduktanz Gm empfängt,
mit einem nichtinvertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers AMP1 verbunden,
ein Source-Anschluß des
Transistors MN3 ist mit einem invertierenden Eingangsanschluß des Verstärkers AMP1
verbunden und ein Gate des Transistors MN3 ist mit einem Ausgangsanschluß des Verstärkers AMP1
verbunden. Außerdem
ist in der Drainspannungseinstellschaltung 14b der Steueranschluß 14c mit
einem nichtinvertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers AMP2 verbunden,
ein Source-Anschluß des
Transistors MN4 ist mit einem invertierenden Eingangsanschluß des Verstärkers verbunden
und ein Gate des Transistors MN4 ist mit einem Ausgangsanschluß des Verstärkers AMP2
verbunden.
-
Es
ist ersichtlich, daß die
Drainspannungseinstellschaltungen 14a und 14b durch
geregelte Kaskodeschaltungen konfiguriert werden und diese Schaltungen 14a und 14b Gatespannungen
der Transistoren MN3 und MN4 steuern, um so die Drain-Spannung der
Transistoren MN1 und MN2 auf die Steuerspannung VC zur Bestimmung
der Konduktanz Gm zu fixieren, die an den Steueranschluß 14c angelegt
wird, um also anders ausgedrückt
ihre Verstärkung
zu steuern. Deshalb werden die linearen Spannungs-Strom-Umsetzungen
der Eingangsdifferenzspannungen auf der Basis der gesteuerten Verstärkung in
den Transistoren MN1 und MN2 ausgeführt.
-
Die
umgesetzten Differenzströme
werden durch die Transistoren MP5 und MP7, die eine Stromspiegelschaltung 15a konfigurieren,
und durch die Transistoren MP6 und MP8, die eine Stromspiegelschaltung 15b konfigurieren,
gespiegelt und an die Ausgangsstufe 11 angelegt.
-
In
dem Paar der Stromspiegelschaltungen 15a und 15b sind
Source-Anschlüsse
des Transistors MP5 und MP6, die Eingangsteile konfigurieren, zusammen
mit der Spannungsquelle verbunden, und Drain-Anschlüsse und
Gates dieser Transistoren MP5 und MP6 sind mit den Drain-Anschlüssen der Transistoren
MN3 bzw. MN4 verbunden. Source-Anschlüsse der Transistoren MP7 und
MP8, die Ausgangsteile der Stromspiegelschaltungen 15a und 15b figurieren,
sind zusammen mit der Spannungsquelle verbunden, und Gates dieser
Transistoren MP7 und MP8 sind mit den Drain-Anschlüssen und Gates
der Transistoren MP5 bzw. MP6 verbunden. Drain-Anschlüsse der
Transistoren MP7 und MP8 sind mit einem Paar von Drain-Spannungsfixierschaltungen 16a bzw. 16b verbunden.
Die Drain-Spannungsfixierschaltung 16a wird durch einen
Operationsverstärker
AMP3 und einen Transistor MP9 konfiguriert, und die Drainspannungsfixierungsschaltung 16b wird
durch einen Operationsverstärker
AMP4 und einen Transistor MP10 konfiguriert.
-
In
der Drainspannungsfixierungsschaltung 16a ist ein Vorspannungsanschluß 16c,
der eine konstante Vorspannung Vb1 empfängt, mit einem nichtinvertierenden
Eingangsanschluß des
Operationsverstärkers
AMP3 verbunden, ein Source-Anschluß des Transistors MP9 ist mit
einem invertierenden Eingangsanschluß des Verstärkers AMP3 verbunden und ein
Gate des Transistors MP9 ist mit einem Ausgang des Verstärkers AMP3
verbunden. Außerdem
ist in der Drainspannungsfixierungsschaltung 16b der Vorspannungsanschluß 16c mit
einem nichtinvertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers AMP4
verbunden, ein Source-Anschluß des
Transistors MP10 ist mit einem invertierenden Eingangsanschluß des Verstärkers AMP4 verbunden
und ein Gate des Transistors MP10 ist mit einem Ausgang der Verstärkers AMP4
verbunden.
-
Die
Drainspannungsfixierungsschaltungen 16a und 16b werden
durch geregelte Kaskodeschaltungen konfiguriert und steuern Gatespannungen
der Transistoren MP9 und MP10, um so die Drainspannung der Transistoren
MP7 und MP8 auf die an den Vorspannungsanschluß 16c angelegte konstante Vorspannung
Vb1 zu fixieren. Die Vorspannung Vb1 wird durch einen Wert von etwa
3/4 der Quellenspannung VDD oder mehr bestimmt. Genauer gesagt kann,
falls die Quellenspannung VDD 1 V beträgt, die Vorspannung Vb1 auf
etwa 0,75 V und besonders bevorzugt auch etwa 0,85 V gesetzt werden.
-
Drain-Anschlüsse der
Transistoren MP9 und MP10, die Ausgangsanschlüsse der Drainspannungsfixierungsschaltungen 16a und 16b sind,
sind mit Drain-Anschlüssen
der Transistoren MN13 und MN14 verbunden, die Ausgangsanschlüsse eines Paars
von Drainspannungsfixierungsschaltungen 17a bzw. 17b sind.
Diese Drain-Anschlüsse
der Transistoren MP9 und MP10 und der Transistoren MN13 und MN14
sind mit den Verstärkerausgangsanschlüssen 18a bzw. 18b verbunden.
-
In
der Drainspannungsfixierungsschaltung 17a ist ein Vorspannungsanschluß 17c,
der eine konstante Vorspannung Vb2 empfängt, mit einem nichtinvertierenden
Eingangsanschluß des
Operationsverstärkers
AMP5 verbunden, ein Source-Anschluß des Transistors MN13 ist
mit einem invertierenden Eingangsanschluß des Verstärkers AMP5 verbunden und ein
Gate des Transistors MN13 ist mit einem Ausgang des Verstärkers AMP5
verbunden. Außerdem
ist in der Drainspannungsfixierungsschaltung 17b der Vorspannungsanschluß 17c mit
einem nichtinvertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers AMP6
verbunden, ein Source-Anschluß des Transistors
MN14 ist mit einem invertierenden Eingangsanschluß des Verstärkers AMP6 verbunden
und ein Gate des Transistors MN14 ist mit einem Ausgang des Verstärkers AMP6
verbunden. Drain-Anschlüsse eines
Paars von Transistoren MN11 und MN12, die eine Differenzstromquellenschaltung
zur Steuerung des durch die Drainspannungsfixierungsschaltungen 16a, 16b, 17a, 17b fließenden Stroms
konfigurieren, sind mit Source-Anschlüssen der Transistoren MN13
und MN14 der Fixierungsschaltungen 17a bzw. 17b verbunden.
-
Die
Drainspannungsfixierungsschaltungen 17a und 17b werden
durch geregelte Kaskodeschaltungen konfiguriert und steuern Gatespannungen
der Transistoren MN13 und MN14, um so die Drainspannung der Transistoren
MN11 und MN12 auf die an den Vorspannungsanschluß 17c angelegte konstante
Vorspannung Vb2 zu fixieren. Die Vorspannung Vb2 wird durch einen
Wert von etwa 1/4 der Quellenspannung VDD oder weniger bestimmt.
Genauer gesagt kann, falls die Quellenspannung VDD 1 V beträgt, kann
die Vorspannung Vb2 auf etwa 0,25 V und besonders bevorzugt auf
etwa 0,15 V gesetzt werden.
-
Source-Anschlüsse der
Transistoren MN11 und MN12, die die Differenzstromquellenschaltung konfigurieren,
sind mit Masse verbunden und Gates dieser Transistoren sind zusammen
mit einem Ausgangsanschluß der
Rückkopplungsschaltung 12 verbunden.
-
Wie
aus der obigen Beschreibung hervorgeht, sind gemäß dieser Ausführungsformen
die Eingangs- und die Ausgangsstufe 10 und 11,
die durch die Stromspiegelschaltungen gespiegelt werden, parallel
miteinander zwischen die Spannungsquelle und die Masse geschaltet.
-
In
der Eingangsstufe 10 bestehen die Drainspannungseinstellschaltungen 14a und 14b jeweils aus
einer geregelten Kaskodeschaltung und werden vorgesehen, um so die
Verstärkung
oder Konduktanz Gm abhängig
von der angelegten Steuerspannung einzustellen. Andererseits sind
in der Ausgangsstufe 11 die Drainspannungsfixierungsschaltungen 16a und 16b,
die jeweils aus einer geregelten Kaskodeschaltung bestehen, und
die Drainspannungsfixierungsschaltungen 17a und 17b,
die jeweils aus einer geregelten Kaskodeschaltung bestehen, auf
beiden Seiten in der Nähe
der Spannungsquelle und in der Nähe
der Masse vorgesehen und die Verstärkerausgangsanschlüsse 18a und 18b sind
zwischen den Schaltungen 16a und 17a und den Schaltungen 16b und 17b vorgesehen,
so daß eine
ausreichend Ausgangsimpedanz und ein ausreichend großer Ausgangsdynamikumfang
erreicht werden kann, auch wenn die Quellenspannung niedrig ist.
Da die Drainspannung durch die geregelte Kaskodeschaltung fixiert
wird, ist die Ausgangsimpedanz unempfindlich gegenüber der
Last und deshalb kann eine hohe Ausgangsimpedanz erwartet werden.
Da die Drainspannungen, falls die Quellenspannung 1 V beträgt, durch
die geregelten Kaskodeschaltungen, die zwischen der Spannungsquelle
und der Masse in Reihe geschaltet sind, auf 0,75 V und 0,25 V fixiert
werden, kann außerdem
ein ausreichender Dynamikumfang von etwa 0,4 V an jedem Verstärkerausgangsanschluß erwartet
werden. Wenn die Vorspannungen Vb1 und Vb2 auf etwa 0,85 V und etwa
0,15 V gesetzt werden, wird der Dynamikumfang weiter vergrößert.
-
Wie
bereits erwähnt,
kann gemäß dieser Ausführungsform
die Verstärkung über einen
größeren Umfang
eingestellt werden, auch wenn die Quellenspannung kleiner als die
herkömmliche
ist, z.B. bei 1 V oder weniger. Außerdem kann bei der niedrigeren
Quellenspannung eine ausreichend hohe Ausgangsimpedanz und ein ausreichend
großer
Ausgangsdynamikumfang erwartet werden.
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Bei
dieser Ausführungsform
sind die beiden Transistoren MN1 und MN2, die die Differenzeingangsschaltung
konfigurieren, NMOS-Transistoren des Anreicherungstyps. Ihre Schwellenspannung
Vth wird vorzugsweise auf einen Wert von weniger als 0,2 V gesetzt.
Im allgemeinen wird ein Gleichspannungspegel des Eingangs-/Ausgangssignals
als die Hälfte
der Quellenspannung (VDD/2) bestimmt. Wenn man annimmt, daß ein Dynamikumfang
des Eingangsspannungssignals ± 0,3
V beträgt,
sollte deshalb die Schwellenspannung Vth eines Transistors in der
Eingangsschaltung Vth < VDD/2 – 0,3 V betragen,
um lineare Spannungs-Strom-Umsetzung zu erzielen. Um die Quellenspannung
von VDD = 1 V zu realisieren, ist es somit notwendig, einen Anreicherungstransistor
mit einer Schwellenspannung Vth von weniger als 0,2 V zu verwenden.
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Da
der Transkonduktanzverstärker
bei dieser Ausführungsform
vom Differenztyp ist, wird die Rückkopplungsschaltung 12 zur
Gleichtakt-Rauschunterdrückung
vorgesehen. Im folgenden wird die Konfiguration dieser Rückkopplungsschaltung 12 im einzelnen
mit Bezug auf 2 beschrieben.
-
Die
Rückkopplungsschaltung 12 zur
Gleichtakt-Rauschunterdrückung
empfängt
als Eingangssignale Drain-Spannungen
der Transistoren MP5 und MP6 und Ausgangsspannungen an den Verstärkerausgangsanschlüssen 18a und 18b und
produziert ein Ausgangssignal zur Steuerung der Gatespannung der
Transistoren MN11 und MN12, die die Differenzstromquellenschaltung
konfigurieren. Genauer gesagt besteht diese Rückkopplungsschaltung 12 aus
den PMOS-Transistoren MP15-MP22 und den NMOS-Transistoren MN23 und
MN24 und steuert Drainströme
der Transistoren MN11 und MN12, so daß Gleichspannungspegel an den
Verstärkerausgangsanschlüssen 18a und 18b gleich
der an den Vorspannungsanschluß 12a angelegten
Vorspannung Vb3 werden, auch wenn Gleichtaktrauschen eintritt.
-
Gates
der Transistoren MP15 und MP16 sind zusammen mit dem Drain-Anschluß und Gate
des Transistors MP6 verbunden und Source-Anschlüsse der Transistoren MP15 und
MP16 sind zusammen mit der Spannungsquelle verbunden. Gates der
Transistoren MP17 und MP18 sind zusammen mit dem Drain-Anschluß und Gate
des Transistors MP5 verbunden, und Source-Anschlüsse der Transistoren MP17 und
MP18 sind zusammen mit der Spannungsquelle verbunden. Ein Gate des
Transistors MP19 ist mit dem Verstärkerausgangsanschluß 18b verbunden,
und ein Source-Anschluß dieses
Transistors MP19 ist zusammen mit Drain-Anschlüssen der Transistoren MP15
und MP17 verbunden. Ein Gate des Transistors MP20 ist mit dem Verstärkerausgangsanschluß 18a verbunden
und ein Source-Anschluß dieses
Transistors MP20 ist zusammen mit Drain-Anschlüssen der Transistoren MP16
und MP18 verbunden. Ein Gate des Transistors MP21 ist mit dem Vorspannungsanschluß 12a verbunden,
und ein Source-Anschluß dieses
Transistors MP21 ist zusammen mit den Drain-Anschlüssen der
Transistoren MP15 und MP17 verbunden. Ein Gate des Transistors MP22
ist mit dem Vorspannungsanschluß 12a verbunden,
und ein Source-Anschluß dieses
Transistors MP22 ist zusammen mit Drain-Anschlüssen der Transistoren MP16
und MP18 verbunden. Ein Source-Anschluß des Transistors
MN23 ist mit Masse verbunden, und Gate und Drain-Anschluß dieses
Transistors MN23 sind zusammen mit Drain-Anschlüssen der Transistoren MP19
und MP20 verbunden. Ein Source-Anschluß des Transistors MN24 ist
mit Masse verbunden, und ein Gate und Drain-Anschluß dieses
Transistors MN24 sind zusammen mit Drain-Anschlüssen der Transistoren MP21
und MP22 verbunden.
-
Falls
die Drainspannungen der Transistoren MP5 und MP6 aufgrund des Gleichtaktrauschens
zunehmen, nimmt der Drainstrom der Transistoren MP7 und MP8 ab,
und deshalb nehmen die Ausgangsspannungen sowohl an den Verstärkerausgangsanschlüssen 18a als
auch an 18b ab, wenn keine Rückkopplungsregelung ausgeführt wird.
Da die Drainströme
der Transistoren MP15-MP18 in der Rückkopplungsschaltung 12 abnehmen
und auch die Drainströme
der Transistoren MP19 und MP20 zunehmen, nehmen jedoch die Drainströme der Transistoren
MP21 und MP22 ab. Somit nehmen die Drainströme der Transistoren MN11 und
MN12 ab, um so die Gleichspannungen an den Verstärkerausgangsanschlüssen 18a und 18b zu
vergrößern, so daß sie gleich
der Vorspannung Vb3 sind. Falls die Drainspannungen der Transistoren
MP5 und MP6 aufgrund des Gleichtaktrauschens abnehmen, wird die
Umkehrung der oben erwähnten
Operationen ausgeführt.
-
Bei
dieser Ausführungsform
werden für
die Transistoren MN3, MN4, MN9, MN10, MN13 und MN14 MOS-Transistoren
des Anreicherungstyps verwendet, deren Gates jeweils mit den Ausgangsanschlüssen der
Operationsverstärker
AMP1-AMP6 verbunden
sind. Es können
jedoch MOS-Transistoren des Verarmungstyps für diese Transistoren MN3, MN4,
MN9, MN10, MN13 und MN14 verwendet werden.
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Die
Konfigurationen der Drainspannungseinstellungsschaltungen 14a und 14b,
der Drainspannungsfixierungsschaltungen 16a und 16b und
der Drainspannungsfixierungsschaltungen 17a und 17b sind
nicht auf die oben erwähnten
Konfigurationen beschränkt,
sondern es können
verschiedene Modifikationen möglich
sein. Außerdem
sind die Konfigurationen der Stromspiegelschaltungen 15a und 15b und
der Rückkopplungsschaltung 12 nicht
auf die oben erwähnten
Konfigurationen beschränkt,
sondern es können
verschiedene Modifikationen möglich sein.
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3 zeigt
schematisch ein Beispiel für
ein Filter und Transkonduktanzverstärker-Abstimmschaltkreise, die
tatsächlich
die Transkonduktanzverstärker
in dieser Ausführungsform
verwenden.
-
In
der Figur bezeichnet die Bezugszahl 30 die Transkonduktanzverstärker-Abstimmschaltkreise,
die zwei Transkonduktanzverstärker
jeweils mit der oben erwähnten
Konfiguration verwenden, und 31 das Filter (Gm-C-Filter),
das Transkonduktanzverstärker
jeweils mit der oben erwähnten
Konfiguration und Kondensatoren verwendet.
-
In
diesem Beispiel besteht das Gm-C-Filter 31 aus vier Transkonduktanzverstärkern 31a-31d und
sechs Kondensatoren 31e-31j. Ein Steuersignalausgangsanschluß der Transkonduktanzverstärker-Abstimmschaltkreise 30 ist
mit Steueranschlüssen
der jeweiligen Transkonduktanzverstärker 31a-31d in
dem Gm-C-Filter 31 verbunden.
-
Die
Abstimmschaltkreise 30 und das Gm-C-Filter 31 werden
auf derselben LSI hergestellt und deshalb sind Schwankungen der
Verstärkung oder
Konduktanz Gm jedes Transkonduktanzverstärkers aufgrund von Herstellung
und Schwankungen der Kapazität
C jedes Kondensators aufgrund der Herstellung in den Abstimmschaltkreisen 30 im
wesentlichen denen in dem Gm-C-Filter 31 gleich.
-
Wenn
somit die Verstärkung
jedes Transkonduktanzverstärkers
in dem Gm-C-Filter 31 durch das Steuersignal gesteuert
wird, das zur Rückkopplungsregelung
der Verstärkung
jedes Transkonduktanzverstärkers
in den Abstimmschaltkreisen 30 verwendet wird, können die
Schwankungen der Verstärkungen und
der Kapazitäten
aufgrund von Herstellung kompensiert werden, um so das Verhältnis Gm/C
der Konduktanz Gm und der Kapazität C auf einen konstanten Wert
abzustimmen. Folglich können
gewünschte
Filtereigenschaften ungeachtet der auf die Herstellung zurückzuführenden
Schwankungen erwartet werden.
-
Im
folgenden wird die Konfiguration dieser Abstimmschaltkreise 30 ausführlich beschrieben.
-
4 zeigt
die Konfiguration der Transkonduktanz verstärker-Abstimmschaltkreise und 5 zeigt
eine Ersatzschaltung eines RC-Phasenschieberteils dieser Abstimmschaltkreise.
-
In 4 bezeichnen
die Bezugszahlen 40 und 41 zwei Eingangsanschlüsse, in
die externe Referenzfrequenzsignale eingegeben werden, 42 und 43 zwei
Transkonduktanzverstärker
mit der oben erwähnten
Konfiguration bzw. 44 und 45 zwei Kondensatoren.
Die Schaltkreise 46, die durch die Transkonduktanzverstärker 42 und 43 und
die Kondensatoren 44 und 45 gebildet werden, wirken
als in 5 gezeigter RC-Phasenschieber.
-
Zwei
Ausgangsanschlüsse
des RC-Phasenschiebers 46 sind mit zwei Eingangsanschlüssen einer
Mischerschaltung bzw. eines Multiplizierers 47 verbunden.
Die beiden anderen Eingangsanschlüsse dieser Mischerschaltung 47 sind
mit den Referenzsignaleingangsanschlüssen 40 bzw. 41 verbunden.
-
Mit
Differenzeingangsanschlüssen
eines Operationsverstärkers 48 sind
jeweils zwei Ausgangsanschlüsse
der Mischerschaltung 47 verbunden. Ein Ausgangsanschluß dieses
Operationsverstärkers 48 ist
mit einem Steuersignalausgangsanschluß 49 und mit Steueranschlüssen der
Transkonduktanzverstärker 42 und 43 verbunden.
-
Zwischen
den Steuersignalausgangsanschluß und
die Masse ist ein Glättungskondensator 50 geschaltet.
-
In
dem RC-Phasenschieber 46 sind zwei Eingangsanschlüsse des
Transkonduktanzverstärkers 42 mit
den Referenzeingangsanschlüssen 40 bzw. 41 verbunden.
Der eine Eingangsanschluß (+) des
Verstärkers 42 ist über den
Kondensator 44 mit einem Ausgangsanschluß (–) dieses
Verstärkers 42 gekoppelt,
und der andere Eingangsanschluß (–) des Verstärkers 42 ist über den
Kondensator 45 mit dem anderen Ausgangsanschluß (+) dieses
Verstärkers 42 gekoppelt.
Der andere Ausgangs anschluß (+)
des Verstärkers 42 ist
direkt mit einem Ausgangsanschluß (–) des Transkonduktanzverstärkers 43 verbunden
und der eine Ausgangsanschluß (–) des Verstärkers 42 ist
direkt mit dem anderen Ausgangsanschluß (+) des Verstärkers 43 verbunden.
Der eine Eingangsanschluß (+)
des Verstärkers 43 ist
direkt mit dem einen Ausgangsanschluß (–) dieses Verstärkers 43 verbunden
und der andere Eingangsanschluß (–) des Verstärkers 43 ist
direkt mit dem anderen Ausgangsanschluß (+) dieses Verstärkers 43 verbunden.
Die beiden Ausgangsanschlüsse
dieser Verstärker 42 und 43 sind
mit den jeweiligen beiden Eingangsanschlüssen der Mischerschaltung 47 sowie den
Ausgangsanschlüssen
des RC-Phasenschiebers 46 verbunden.
-
Eingangsreferenzfrequenzsignale
werden direkt an die Mischerschaltung 47 und auch an den RC-Phasenschieber 46 angelegt.
Dieser RC-Phasenschieber 46 ist naturgemäß so konfiguriert,
daß er die
Phase des angelegten Signals um 90 Grad verschiebt, wenn seine RC-Zeitkonstante
mit der Frequenz des angelegten Signals zusammenfällt. Somit wird
normalerweise die Phase der Referenzfrequenzsignale in dem Phasenschieber 46 um
90 Grad verschoben, und die phasenverschobenen Signale werden an
die Mischer 47 angelegt.
-
In
der Mischerschaltung 47 werden die angelegten Signale multipliziert
sowie die Ergebnisse an die Differenzeingangsanschlüsse des
Operationsverstärkers 48 angelegt.
Wenn die Phasendifferenz zwischen den phasenverschobenen Signalen
und den Referenzfrequenzsignalen, die an die Mischerschaltung 47 angelegt
werden gerade 90 Grad beträgt, gibt
der Operationsverstärker 48 kein
Gleichstrompegelsignal aus. Wenn jedoch eine Schwankung mit der Verstärkung bzw.
Konduktanz Gm der Transkonduktanzverstärker 42 und/oder 43 und
der Kapazität
C der Kondensatoren 44 und/oder 45 aufgrund von Herstellungsproblemen
auftritt, unter scheidet sich der Phasenverschiebungsbetrag des
RC- Phasenschiebers 46 von
90 Grad, so daß die
Phasendifferenz zwischen beiden an die Mischerschaltung 47 angelegten
Signalen von 90 Grad abweicht. Somit gibt der Operationsverstärker 48 ein
Gleichstrompegelsignal aus. Dieses Gleichstrompegelsignal wird als
Steuersignal an die Steueranschlüsse
der Transkonduktanzverstärker 42 und 43 angelegt,
um ihre Verstärkung
per Rückkopplung
zu steuern, um so den Phasenverschiebungsbetrag des RC-Phasenschiebers 46 auf
90 Grad einzustellen. Dieses Steuersignal wird von dem Steuersignalausgangsanschluß 49 an
das Gm-C-Filter 31 ausgegeben, um die Verstärkung der
Transkonduktanzverstärker 31a-31d sowie
der Transkonduktanzverstärker 42 und 43 ähnlich zu
steuern. Somit können
die Schwankungen der Verstärkungen
und der Kapazitäten
in dem Gm-C-Filter 31 aufgrund der Herstellung genau kompensiert
werden.
-
Da
die Abstimmschaltkreise 30 durch den RC-Phasenschieber 46 zum
Verschieben der Eingangssignalphase um 90 Grad, die Mischerschaltung 47 und
den Operationsverstärker 48 konfiguriert
werden, sind in diesem Beispiel konkret nur zwei Transkonduktanzverstärker und
zwei Kondensatoren erforderlich, was zu einem kleineren Stromverbrauch
und zu einer kleineren Belegungsfläche in einem LSI-Chip führt.
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Es
ist ersichtlich, daß die
Konfiguration und die Anzahl des durch die Abstimmschaltkreise 30 abgestimmten
Gm-C-Filters nicht auf die oben erwähnten Konfigurationen beschränkt sind,
sondern daß verschiedene
Modifikationen möglich
sind.
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6 zeigt
einen Transkonduktanzverstärker
in einer zweiten Ausführungsform
gemäß der vorliegenden
Erfindung.
-
Diese
Ausführungsform
weist dieselbe Konfiguration wie die erste Ausführungsform von 1 und 2 auf,
mit der Ausnahme, daß ein
Paar von Transistoren MN1' und
MN2', die die Differenzeingangsschaltung
konfigurieren, NMOS-Transistoren des
Verarmungstyps sind. Somit werden dieselben Elemente die in der
ersten Ausführungsform
durch dieselben Bezugszahlen bezeichnet.
-
Wie
bereits erwähnt,
wird im allgemeinen ein Gleichspannungspegel des Eingangs-/Ausgangssignals
als eine Hälfte
der Quellenspannung (VDD/2) bestimmt. Man nehme also an, daß ein Dynamikumfang
des Eingangsspannungssignals ± 0,3
V beträgt. Die
Schwellenspannung Vth eines Transistors in der Eingangsschaltung
sollte Vth < VDD/2 – 0,3 V
betragen, um lineare Spannungs-Strom-Umsetzung
zu erzielen. Durch Verwendung von Verarmungstransistoren mit einer
Schwellenspannung Vth von weniger als null Volt als diese Ausführungsform
entstehen jedoch auch dann keine Probleme, wenn die Quellenspannung
von VDD = 1 V zu realisieren ist. Die Quellenspannung kann theoretisch
durch Verwendung der NMOS-Transistoren MN1' und MN2' des Verarmungstyps als diese Ausführungsform
und wenn der Dynamikumfang des Eingangsspannungssignals ± 0,3 V
beträgt,
auf 0,6 V herabgesetzt werden.
-
Die
anderen Konfigurationen, Operationen, Vorteile und Modifikationen
dieser Ausführungsform sind
dieselben wie bei der ersten Ausführungsform.
-
7 zeigt
einen Transkonduktanzverstärker
in einer dritten Ausführungsform
gemäß der vorliegenden
Erfindung.
-
Diese
Ausführungsform
besitzt die ähnliche Konfiguration
wie die erste Ausführungsform
von 1 und 2, mit der Ausnahme, daß die NMOS-Transistoren
MN1, MN2, MN3, MN4, MN11, MN12, MN13 und MN14 in der ersten Ausführungsform
durch PMOS-Transistoren MP1, MP2, MP3, MP4, MP11, MP12, MP13 bzw.
MP14 ersetzt werden, daß die
PMOS-Transistoren MP5, MP6, MP7, MP8, MP9 und MP10 in der ersten
Ausführungsform durch
NMOS-Transistoren MN5, MN6, MN7, MN8, MN9 bzw. MN10 ersetzt werden
und daß die
Spannungsquelle und die Masse miteinander ausgetauscht werden. Somit
werden die ähnlichen
Elemente wie bei der ersten Ausführungsform
durch Anfügen eines
Apostrophs an dieselben Bezugszahlen bezeichnet. Eine Vorspannung
Vb1', die einem
Vorspannungsanschluß 16c' zugeführt wird,
wird als ein Wert von etwa 1/4 der Quellenspannung VDD oder weniger
bestimmt. Falls die Quellenspannung VDD 1 V beträgt, kann genauer gesagt die
Vorspannung Vb1' auf
etwa 0,25 V und besonders bevorzugt auf etwa 0,15 V gesetzt werden.
Außerdem
wird eine Vorspannung Vb2',
die einem Vorspannungsanschluß 17c' zugeführt wird,
als ein Wert von etwa 3/4 der Quellenspannung VDD oder mehr bestimmt. Falls
die Quellenspannung VDD 1 V beträgt,
kann genauer gesagt die Vorspannung Vb2' auf etwa 0,75 V und besonders bevorzugt
auf etwa 0,85 V gesetzt werden.
-
Die
anderen Konfigurationen, Operationen, Vorteile und Modifikationen
dieser Ausführungsform sind
dieselben wie bei der ersten Ausführungsform.
-
8 zeigt
einen Transkonduktanzverstärker
in einer vierten Ausführungsform
gemäß der vorliegenden
Erfindung.
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Diese
Ausführungsform
besitzt dieselbe Konfiguration wie die der in 7 gezeigten
dritten Ausführungsform,
mit der Ausnahme, daß ein
Paar von Transistoren MP1' und
MP2', die die Differenzeingangsschaltung
konfigurieren, PMOS-Transistoren des Verarmungstyps sind. Somit
werden dieselben Elemente wie bei der dritten Ausführungsform mit
denselben Bezugszeichen bezeichnet.
-
Wie
bereits erwähnt,
wird im allgemeinen ein Gleichspannungspegel des Eingangs-/Ausgangssignals
als eine Hälfte
der Quellenspannung (VDD/2) bestimmt. Unter der Annahme eines Dynamikumfangs
des Eingangs spannungssignals von ± 0,3 V sollte deshalb die
Schwellenspannung Vth eines Transistors in der Eingangsschaltung
Vth < VDD/2 – 0,3 V
betragen, um lineare Spannungs-Strom-Umsetzung zu erzielen. Durch
Verwendung von Verarmungstransistoren mit einer Schwellenspannung
Vth von weniger als null Volt als diese Ausführungsform entstehen jedoch
auch dann keine Probleme, wenn die Quellenspannung von VDD = 1 V
zu realisieren ist. Die Quellenspannung kann theoretisch durch Verwendung
der PMOS-Transistoren MP1' und
MP2' des Verarmungstyps
als diese Ausführungsform
und wenn der Dynamikumfang des Eingangsspannungssignals ± 0,3 V
beträgt,
auf etwa 0,6 V herabgesetzt werden.
-
Die
anderen Konfigurationen, Operationen, Vorteile und Modifikationen
dieser Ausführungsform sind
dieselben wie bei der dritten Ausführungsform.
-
Es
ist ersichtlich, daß ein
beliebiger der in der zweiten bis vierten Ausführungsform offengelegten Transkonduktanzverstärker in
den oben erwähnten Transkonduktanzverstärker-Abstimmschaltkreisen verwendet
werden kann.
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Es
versteht sich, daß die
vorliegende Erfindung nicht auf die in der Beschreibung beschriebenen
spezifischen Ausführungsformen
beschränkt
ist, außer
soweit es in den angefügten
Ansprüchen
definiert wird.