DE102008010963B4

DE102008010963B4 - Pufferschaltkreis

Info

Publication number: DE102008010963B4
Application number: DE102008010963A
Authority: DE
Inventors: Jun Wan; Peter R. Holloway
Original assignee: National Semiconductor Corp
Current assignee: National Semiconductor Corp
Priority date: 2007-02-26
Filing date: 2008-02-25
Publication date: 2011-09-22
Anticipated expiration: 2028-02-26
Also published as: TWI344271B; KR20080079225A; TW200847628A; DE102008010963A1; US7385426B1; KR100976187B1

Abstract

Pufferschaltkreis (318) mit folgenden Merkmalen: ein erster Halbschaltkreis und ein zweiter Halbschaltkreis, wobei jeder der Halbschaltkreise umfasst: ein erster MOS-Transistor (M4, M9) eines ersten Typs mit einem Gateanschluss, der zum Empfangen einer Eingangsspannung angeschlossen ist, einem ersten Anschluss, der zum Empfangen eines ersten Stroms (I21, I22) angeschlossen ist, einem zweiten Anschluss, der zum Empfangen eines zweiten Stroms (I11, I12) angeschlossen ist, wobei der Stromwert des zweiten Stroms geringer ist als der des ersten Stroms, und einem Body-Anschluss, der mit dem zweiten Anschluss verbunden ist; ein zweiter MOS-Transistor (M23, M22) eines zweiten Typs, der zu dem ersten Typ entgegengesetzt ist, mit einem Gateanschluss, der mit dem zweiten Anschluss des ersten MOS-Transistors verbunden ist, einem ersten Anschluss, der zum Empfangen eines dritten Stroms (I31) angeschlossen ist, einem zweiten Anschluss, der mit dem ersten Anschluss des ersten MOS-Transistors verbunden ist; und ein dritter MOS-Transistor (M5, M8) des ersten Typs...

Description

Gebiet der Erfindung
Die Erfindung bezieht sich auf einen Pufferschaltkreis und insbesondere auf einen Pufferschaltkreis, der zusammen mit einem Integrator zum Ladungsausgleich eines ADC mit Stromeingang eingesetzt werden kann.
Beschreibung des Standes der Technik
Analog-Digital-Wandler werden zum Umwandeln oder Digitalisieren eines analogen Eingangssignals zum Erzeugen eines digitalen Ausgangssignals, welches den Wert des analogen Eingangssignals innerhalb einer gegebenen Umwandlungszeit angibt, verwendet. Ein Analog-Digital-Wandler (ADC) mit Stromeingang bezeichnet einen ADC, der als zu digitalisierendes analoges Eingangssignal einen Eingangsstrom mit niedrigem Pegel empfangt. ADCs mit Stromeingang werden manchmal als Coulomb-Meter bezeichnet, weil die ADCs das Integral des Eingangsstroms über die Umwandlungszeit messen, was äquivalent ist zu der Ladung, welche in der Einheit Coulomb gemessen wird.
Ein ADC mit Stromeingang wird im Allgemeinen durch einen Ladungsausgleichs-Modulator, der mit einem digitalen Verarbeitungsschaltkreis verbunden ist, gebildet. Der Ladungsausgleichs-Modulator wird seinerseits gebildet durch einen Integrator, der das analoge Eingangssignal empfängt, einen Ladungspaket- oder Strommodus-Rückkoppelungs-DAC (Digital-Analog-Wandler), der von dem digitalen Verarbeitungsschaltkreis angesteuert wird, und einen Puffer, der mit dem Ausgangsknoten des Integrators verbunden ist. Der Integrator umfasst üblicherweise mit aktiven Bauteilen realisierte Schalter, wie NMOS- oder PMOS-Transistorschalter, um den Modulator auf verschiedene Taktphasen umzukonfigurieren, um verschiedene Operationen durchzuführen, wie die Integration und Rücksetzung oder Auto-Zero(Nullpunktabgleich)-Funktionen.
Ein Faktor, der die Genauigkeit eines ADC mit Stromeingang beeinflusst, ist der Eingangsstrom-Offsetfehler. Der Eingangsstrom-Offsetfehler ist der von Null verschiedene Wert des digitalen Ausgangssignals des ADC, wenn der tatsächliche Eingangsstrom Null ist. Üblicherweise gibt es verschiedene Fehlerquellen, die zu dem Eingangsstrom-Offsetfehler des ADC beitragen. Beispielsweise ein Schaltkreis außerhalb des ADC-Kreises, wie der ESD-Schaltkreis zur elektrostatischen Entladung (electrostatic discharge), kann einen Eingangsstrom-Offsetfehler einführen. Die Hauptfehlerquelle ist jedoch üblicherweise die Einführung von von Null verschiedenen Ladungspaketen durch mit aktiven Bauteilen realisierten Schalter in den Intergratorschaltkreis, welche zum Umkonfigurieren des Modulators über den verschiedenen Taktphasen verwendet werden, um die verschiedenen Operationen auszuführen. Um die Genauigkeit und Auflösung eines ADC mit Stromeingang zu verbessern, ist es notwendig, den Eingangsstrom-Offsetfehler zu reduzieren.
RUSSEL, R. W.; SOLOMON, J. E.; A high-voltage monolithic operational amplifier. in: IEEE Journal of Solid-State Circuits, Volume 6, Issue 6, Dec 1971, S. 352–357 offenbart einen monolithischen Operationsverstärker mit einem erweiterten Ausgangsspannungsbereich von ±32 V der einen Gleichtaktbereich von ±34 V, eine Eingangs-Offset-Strom von 1 nA und eine Flankensteilheit von 2 V/μs bei einer Versorgungsspannung von ±36 V erreicht. Dabei zielt die Entwicklung auf einen hohen erreichbaren Verstärkungsfaktor und das störungsfreie Schalten hoher Spannungen.
SANG-SOOLEE; LAGER, C. A.: A BiCMOS continuous-time filter for video signal processing applications in IEEE Journal of Solid State Circuits, Volume 33, Issue 9, Sept. 1998 S 1373–1382 offenbart einen integrierten monolithischen zeitkontinuierlichen Filter für die Verarbeitung von Videosignalen.
US 6 750 796 B1 und US 7 075 475 B1 offenbaren eine Schaltung zur Digitalisierung des Ausgangs eines Sensors mit variabler Impedanz, der synchron zur Messung mit einer Versorgungsspannung beaufschlagt werden kann.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
1 zeigt ein schematisches Schaltbild eines herkömmlichen Ladungsausgleichs-Modulators, der dazu verwendet werden kann, das Front-Ende eines ADC mit Stromeingang zu bilden.
2(a)–2(d) zeigen die Konfiguration des Integrators der 1 und die resultierenden Änderungen in der kapazitiven Recktanz oder Impedanz, wenn der Integrator über die Schalter S2 und S3 gemäß den Integrations- und Auto-Zero-Phasen neu konfiguriert wird.
3 zeigt ein schematisches Blockschaltbild eines Ladungsausgleichs-Modulators mit einem Puffer-Schaltkreis gemäß einer Ausführung der Erfindung.
4 zeigt ein schematisches Schaltbild des Pufferschaltkreises gemäß einer Ausführung der Erfindung.
5(a) zeigt eine Eingangs(„Gate”)-Kapazität eines herkömmlichen Puffer-Schaltkreises über einen Bereich von Eingangsspannungen und bei verschiedenen Betriebstemperaturen.
5(b) zeigt die Eingangs(„Gate”)-Kapazität des Puffer-Schaltkreises gemäß der Erfindung über einen Bereich von Eingangsspannungen und bei verschiedenen Betriebstemperaturen.
6 zeigt eine Umsetzung des Puffer-Schaltkreises der 4 auf Transistorebene gemäß einer Ausführung der Erfindung.
7 zeigt ein schematisches Schaltbild des Puffer-Schaltkreises gemäß einer alternativen Ausführung der Erfindung.
8 zeigt ein schematisches Schaltbild zur Illustrierung einer Ausführung eines Differential-Einpol-Wandler-Schaltkreises, der mit den Differenzausgangs-Anschlüssen des Puffer-Schaltkreises der 4 verbunden werden kann.
9 zeigt ein schematisches Schaltbild einer Ausführung eines Differenz-Einpol-Wandler-Schaltkreises, der mit den Differenzausgangsanschlüssen des Puffer-Schaltkreises der 4 verbunden werden kann.
Detaillierte Beschreibung der bevorzugten Ausführung
Gemäß den Grundsätzen der Erfindung verwendet ein Puffer-Schaltkreis mit signalunabhängiger niedriger Eingangskapazität „Boot-Strapping”-Techniken an dem Eingangsbauteil, so dass der Kanalbereich des Eingangsbauteils unempfindlich ist gegen die absolute Eingangsspannung an dem „Gate” des Eingangsbauteils. Ferner werden „Boot-Strapping”-Techniken dazu verwendet, lokale Rückkoppelungswege einzurichten, um die Eingangskapazität an dem Eingangsbauteil erheblich zu vermindern. Die Vorteile des Puffer-Schaltkreises sind, dass sowohl der Betrag als auch die Varianz der Eingangskapazität des Puffer-Schaltkreises im Vergleich zu herkömmlichen Einrichtungen um mehrere Größenordnungen gesenkt werden.
Der Puffer-Schaltkreis mit geringer Eingangskapazität gemäß der Erfindung ist insbesondere anwendbar in Analog-Digital-Wandlern (ADCs), insbesondere in ADCs mit Stromeingang, die einen zu digitalisierenden Eingangsstrom mit niedrigem Pegel empfangen. Der Puffer-Schaltkreis gemäß der Erfindung kann mit einem Integrator gekoppelt werden, um einen Ladungsausgleichs-Modulator zu bilden, um das Front-Ende eines ADCs mit Stromeingang zu bilden. Der resultierende ADC mit Stromeingang zeigt einen sehr niedrigen Eingangsstrom-Offsetfehler. Der Puffer-Schaltkreis gemäß der Erfindung eliminiert die dominanten Fehlerquellen in herkömmlichen Puffer-Schaltkreisen, welche sich aus Variationen in der Eingangskapazität des Puffers abhängig von der Eingangssignalspannung ergeben, die sich dann an dem Eingang als ein Offset-Stromfehler widerspiegeln. Stark verringerte Änderungen in der Eingangskapazität des Puffer-Schaltkreises bei Veränderung der Eingangsspannung bewirken zwangsläufig, dass wesentlich weniger Ladung aus dem Rückkoppelungskondensator des Integrators gezogen wird. Die Genauigkeit des ADC wird dadurch erheblich verbessert.
Es wird ein Verfahren zum Ladungsausgleich eines ladungsbasierten ADC realisiert, um Spannungsfehler zu reduzieren, die sich aus Eingangsstrom-Offsetfehlern des ADC ergeben. Das Ladungsausgleichsverfahren realisiert eine nahezu perfekte Auslöschung von entgegengesetzten Spannungssockeln, die in den aktiven Schaltbauteilen des Integrators erzeugt werden, so dass der Spannungsfehler am Ausgang der Integratorstufe erheblich reduziert wird. Das Reduzieren des Spannungsfehlers am Ausgang der Integratorstufe ist äquivalent zu einer Reduzierung des Eingangsstrom-Offsetfehlers des ADC mit Stromeingang.
1 ist ein schematisches Schaltbild eines herkömmlichen Ladungsausgleichs-Modulators, der dazu verwendet werden kann, das Front-Ende eines ADC mit Stromeingang zu bilden. Mit Bezug auf 1 umfasst ein Ladungsausgleichs-Modulator 100 einen Integrator 101, einen Puffer 118, der mit dem Ausgangsknoten integ_out (Knoten 114) des Integrators verbunden ist, und einen ladungserzeugenden Rückkoppelungs-DAC (Digital-Analog-Wandler) 103. Der ladungserzeugende Rückkoppelungs-DAC 103 ist mit dem Integrator 101 über einen Kondensator Cdac verbunden. In dem Ausführungsbeispiel, das in 1 gezeigt ist, wird der Integrator 101 durch einen Eingangs-Kondensator Cin, einen Operationsverstärker 112 und einen Akkumulations-Kondensator Caccum gebildet. Der Integrator 101 empfängt ein analoges Eingangssignal von einem Eingangs-Sensor 102, wobei das Eingangssignal ein Wechselstrom (AC) ist, der über den Eingangs-Kondensator Cin an den invertierenden Eingangsanschluss des Verstärkers 112 gekoppelt wird. Der Akkumulations-Kondensator Caccum ist über den Verstärker 112 schaltbar angeschlossen. In 1 bezeichnet der Kondensator Co die Ausgangskapazität des Verstärkers 112, während der Kondensator C2 die Eingangskapazität des Puffers 118 bezeichnet. Man wird verstehen, dass die Kondensatoren Co und C2 nicht diskrete Kondensatorelemente sind, sondern vielmehr die Ersatzkapazität darstellen, die sich an den jeweiligen Anschlüssen ergibt.
Wenn der Ladungsausgleichs-Modulator 100 als das Front-Ende eines Stromeingangs-ADC verwendet wird, arbeitet der ADC ausschließlich in den Integrations- und Auto-Zero-Phasen. Mit aktiven Bauteilen realisierte Schalter S2 und S3 werden dazu verwendet, den Integrator 101 über die Taktphasen zu konfigurieren, um die Integrations- und Auto-Zero-Funktionen auszuführen. Wenn insbesondere der Schalter S2 geschlossen und der Schalter S3 offen ist, ist der Verstärker 112 kurz geschlossen, und der Integrator 101 führt die Auto-Zero-Funktion aus. Während der Auto-Zero-Funktion tastet der Integrator 101 den Eingangsspannungs-Offset ab und speichert die Offset-Spannung in dem Kondensator Cin. Wenn dann der Schalter S2 geöffnet und der Schalter S3 geschlossen ist, wird die Integration des Eingangsstroms Iin, der durch Cin fließt, aktiviert.
Die Quelle des interessierenden Eingangsstrom-Offsetfehlers stammt hier aus der Kanalladung der mit aktiven Bauteilen realisierten Schalter S2 und S3. 2(a) bis 2(d) zeigen die Konfiguration des Integrators 101 der 1 und die resultierende Impedanz, wenn der Integrator für die Integrations- und Auto-Zero-Phasen mittels der Schalter S2 und S3 umkonfiguriert wird. Die Schalter S2 und S3 werden durch nicht überlappende Taktsignale gesteuert. Zu einer Zeit t1 (2(a)) ist der Schalter S3 bereits während der vorhergehenden Taktphase offen und der Schalter S2 öffnet. Zu einer Zeit t2 (2(b)) wird dann der Schalter S3 geschlossen, um den Integrator in der Integrationsphase zu konfigurieren. Der Verstärker ist in einer negativen Rückführungsschleife mit dem Akkumulations-Kondensator Caccum verbunden um den Eingangsstrom zu integrieren. Zu einer Zeit t3 (2(c)) öffnet der Schalter S3. Schließlich wird zu einer Zeit t4 (2(d)) der Schalter geschlossen, um die Auto-Zero-Funktion des Integrators auszuführen. Der Betrieb des Modulators setzt sich fort, indem zu der Konfiguration der Zeit t1 zurückgekehrt wird, um den Integrator für die Integrationsfunktion vorzubereiten.
Wenn der Schalter S2 zu der Zeit t1 öffnet, muss die zuvor in dem Kanal des aktiven Bauteils gehaltene Ladung zum Vorsehen eines leitenden Wegs durch den mit dem aktiven Bauteil realisierten Schalter den Kanalbereich vollständig verlassen, um jede Konduktanz durch den Schalter in seinem beabsichtigten ausgeschalteten Zustand zu eliminieren. Wenn die Ladung den Kanal des Schalter S2 verlässt, geht ein Teil der Kanalladung in den Knoten 110 am Eingang des Integrators, während der Rest der Kanalladung in den Knoten 116 am Ausgang des Verstärkers 112 geht.
In der vorliegenden Darstellung wird angenommen, dass der Schalter S2 als ein aktives NMOS-Bauteil mit Elektronen als Kanalladung realisiert ist. Die in den Knoten 110 eintretende Ladung ist daher negativ, und dieser Strom wird von dem Kondensator Caccum absorbiert. Die durch den Akkumulations-Kondensator Caccum fließende Ladung erzeugt einen positiv werdenden Spannungssockel an dem Knoten 114, der der zeitkontinuierliche Integrator-Ausgangsknoten ist. Diese Zunahme der Spannung lässt sich von Änderungen der Spannung aufgrund des von dem Eingangs-Sensor bei Cin empfangenen Eingangsstroms, der von dem Integrator integriert wurde, nicht unterscheiden. Als Folge wird ein Eingangsstrom-Offsetfehler an dem Ausgangsknoten 114 des Integrators eingeführt.
Dieser Eingangsstrom-Offsetfehler kann mithilfe des mit aktiven Bauteilen realisierten Schalters S3 klein gehalten werden. Wenn der Schalter S3 öffnet, erzeugt er einen negativ werdenden Spannungssockel an dem Knoten 114 unter der Annahme, dass der Schalter S3 ein NMOS-Bauteil ist, dessen Kanal im Einschaltzustand Elektronen akkumuliert. Diese zwei Effekte haben entgegengesetzte Vorzeichen. Wenn die von den Schaltern S2 und S3 erzeugten Spannungssockel in ihrem Betrag gleich gemacht werden können, kann der resultierende Netto-Spannungsfehler an dem integrierten Ausgangsknoten 114 klein gehalten werden. Da dies der Ausgang der Integratorstufe ist, entspricht eine Reduzierung des Spannungsfehlers an dem Integratorausgang einer Verringerung des Eingangsstrom-Offsetfehlers, weil der Ausgangs-Integrator im Idealfall nur eine Funktion des Eingangsstroms ist.
Gemäß den Grundsätzen der Erfindung wird ein Puffer-Schaltkreis dazu konfiguriert, eine nahezu perfekte Auslöschung der einander entgegengesetzten Spannungssockel, welche von den mit aktiven Bauteilen realisierten Schalter in dem Integrator eines Ladungsausgleichs-Modulators erzeugt werden, zu erreichen, indem die Eingangskapazität des Puffer-Schaltkreises sowohl konstant als auch sehr klein gemacht wird. Als eine Folge wird der Eingangsstrom-Offsetfehler des Ladungsausgleichs-Modulators auf niedrigere Pegel reduziert, als zuvor erreichbar waren. Wenn der Ladungsausgleichs-Modulator mit dem Puffer-Schaltkreis gemäß der Erfindung dazu verwendet wird, das Front-Ende eines Stromeingangs-ADC zu bilden, kann der ADC merkliche Verbesserungen hinsichtlich der Genauigkeit und Auflösung der Analog-Digital-Wandlung erreichen, weil der Eingangsstrom-Offsetfehler klein ist.
3 ist ein schematisches Schaltbild eines Ladungsausgleichs-Modulators mit einem Puffer-Schaltkreis gemäß einer Ausführung der Erfindung. Der Ladungsausgleichs-Modulator der 3 kann dazu verwendet werden, das Front-Ende eines Stromeingangs-ADC zu bilden, um ein ADC mit hoher Wandlungsgenauigkeit und hoher Auflösung zu realisieren. Ähnliche Elemente in den 1 und 3 sind mit denselben Bezugszeichen bezeichnet, um die Erörterung zu vereinfachen. Mit Bezug auf 3 umfasst ein Ladungsausgleichs-Modulator 200 einen Integrator 101 und einen Puffer 218, der mit dem Ausgangsknoten integ_out (Knoten 114) des Integrators verbunden ist. Der Integrator 101 wird durch einen Eingangs-Kondensator Cin, einen Operations-Verstärker 112 und einen Akkumulations-Kondensator Caccum gebildet. Der Integrator 101 empfängt ein analoges Eingangssignal von einem Eingangs-Sensor 102, wobei das Eingangssignal über den Eingangs-Kondensator Cin mit dem invertierenden Eingangsanschluss des Verstärkers 112 Wechselstrom-gekoppelt ist. Der Modulator 200 kann dazu verwendet werden, eine Vielzahl analoger Signalquellen abzutasten und zu digitalisieren. Der Eingangs-Sensor 102 stellt somit ein Erfassungselement dar, das sich für den zu messenden Parameter eignet. Der Akkumulations-Kondensator Caccum ist über dem Verstärker 112 schaltbar angeschlossen. In 3 bezeichnet der Kondensator Co die Ausgangskapazität des Verstärkers 112, während der Kondensator C2 die Eingangskapazität des Puffers 218 bezeichnet. Man wird verstehen, dass die Kondensatoren Co und C2 nicht diskrete Kondensatorelemente sind, sondern vielmehr die Ersatzkapazität an den jeweiligen Anschlüssen darstellen.
Der Integrator 101 umfasst ferner mit aktiven Bauteilen realisierte Schalter S2 und S3 zum Konfigurieren des Integrators, um während verschiedener Taktphasen entweder in dem Integrations-Modus oder in dem Auto-Zero-Modus zu arbeiten. Wenn insbesondere der Schalter S2 geschlossen und der Schalter S3 offen ist, wird der Verstärker 112 kurz geschlossen, und der Integrator 101 führt die Auto-Zero-Funktion aus. Während der Auto-Zero-Funktion tastet der Integrator 101 den Eingangsspannungs-Offset ab und speichert die Offset-Spannung in dem Kondensator Cin. Wenn der Schalter S2 geöffnet und der Schalter S3 geschlossen ist, wird die Integration des Eingangsstroms Iin, der durch Cin fließt, aktiviert.
Der Puffer-Schaltkreis 218 ist ein Puffer-Schaltkreis mit niedriger Eingangskapazität, wobei sich die Eingangskapazität nicht mit den Betriebsbedingungen ändert. Spezieller ändert sich die Eingangskapazität des Puffer-Schaltkreises 218 nicht mit der Eingangsspannung am Eingangsanschluss des Puffers. Bei seiner Verwendung zum Bilden eines Ladungsausgleichs-Modulators 200 ist der Puffer-Schaltkreis 218 entscheidend für die Reduzierung des Eingangsstrom-Offsetfehlers des Modulators. Wie oben beschrieben, bezeichnet der Eingangsstrom-Offsetfehler den Wert des digitalen Ausgangssignals des Modulators oder des ADC, wenn der tatsächliche Eingangsstrom Null ist. Der Puffer-Schaltkreis 218 mit niedriger Eingangskapazität dient dazu, das Einbringen von von Null verschiedenen Ladungspaketen von den mit aktiven Bauteilen realisierten Schaltern in dem Integrator 101 eng zu steuern, um eine nahezu perfekte Auslöschung der von den Schaltern in dem Integrator 101 erzeugten entgegengesetzten Spannungssockels zu erreichen.
Es gibt vier Faktoren, welche die Fehler aufgrund eingebrachter Ladung und den resultierenden Grad an Auslöschung der Fehler durch entgegengesetzte Spannungssockel in dem Integrator 101 bestimmen. Der erste Faktor ist der Betrag der Ladung in dem Kanalbereich jedes mit aktiven Bauteilen realisierten Schalters, einschließlich der Fähigkeit, den Betrag der Kanalladung über der Zeit, Temperatur und Prozess vorherzusagen und zu steuern. Der zweite Faktor ist die Aufteilung der Kanalladung in jedem mit aktiven Bauteilen realisierten Schalter zwischen seinen Anschlüssen einschließlich der Steuerbarkeit und Wiederholbarkeit dieser Ladungsaufteilung. Der dritte Faktor ist der Abgleich der auf entgegengesetzter Ladungsinjektion basierenden Spannungssockelfehler, was wenigstens eine Funktion der physischen Abmessung und Betriebspunkte der mit aktiven Bauteilen realisierten Schalter S2 und S3 ist. Schließlich betrifft der vierte Faktor die Änderung jeder der oben genannten drei Faktoren mit Änderungen in den Signalspannungen, die am Ausgangsanschluss (Knoten 114) des Integrators auftreten.
Von den vier Faktoren ist der letzte Faktor die dominierende Fehlerquelle. Insbesondere die Aufteilung der Kanalladung in jedem der mit aktiven Bauteilen realisierten Schalter S2, S3, wenn der Schalter geöffnet wird, hängt fast vollständig von den Werten und dem Werteverhältnis der Kapazitäten, die an den beiden Anschlüssen der mit aktiven Bauteilen realisierten Schalter auftreten, für schnelle Schaltbedingungen ab. Die hier interessierenden Kapazitäten umfassen die Eingangskapazität C2 des Puffer-Schaltkreises mit hoher Impedanz. Im Allgemeinen umfasst ein Puffer-Schaltkreis ein aktives Eingangsbauteil, wie einen PMOS- oder NMOS-Transistor, wobei der Gate-Anschluss des aktiven Eingangsbauteils so angeschlossen ist, dass er die Eingangsspannung für den Puffer-Schaltkreis empfängt. Die Eingangskapazität eines Puffer-Schaltkreises ist daher die Gate-Kapazität des aktiven Eingangsbauteils.
Es ist für den Fachmann bekannt, dass die Gate-Kapazität eines aktiven MOS-Bauteils mit den Vorspannbedingungen des MOS-Bauteils stark variiert. 5a zeigt die Eingangs(Gate)-Kapazität eines herkömmlichen Puffer-Schaltkreises über einem Bereich von Eingangsspannungen und über verschiedenen Betriebstemperaturen. Wie in 5(a) gezeigt, wird eine Änderung der Eingangskapazität des Puffer-Schaltkreises von mehr als 90% wahrgenommen, wenn sich die Differenz-Eingangsspannung von 10 μVolt auf 1 Volt ändert. In der Darstellung des Standes der Technik gemäß 5(a) variiert die Eingangskapazität des herkömmlichen Puffer-Schaltkreises um bis zu 3,25 pF.
Mit Bezug auf 1: Da die Puffer-Eingangskapazität, die als C2 bezeichnet ist, die Gesamtkapazität, welche an den floatenden Ausgangsknoten 114 wahrgenommen wird, um einen sehr großen Betrag verändert, wird die Aufteilung der Kanalladung in dem mit aktiven Bauteilen realisierten Schalter S3 zwischen den zwei Anschlüssen des Schalters dann, wenn der Schalter vom eingeschalteten Zustand (geschlossen) in den ausgeschalteten Zustand (offen) geht, stark beeinflusst werden, wodurch der Grad der mangelnden Übereinstimmung der Sockelspannungen und somit die Auslöschung der Fehler durch die einander entgegengesetzten Polaritätssockel stark verändert wird.
Wenn die Spannung zwischen den Spannungssockeln unterschiedlich ist, verbleibt ein Rest dieser nicht ausgeglichenen Spannungssockel an dem Ausgangsanschluss 114. Der Ausgangsspannungsfehler ist äquivalent einem Eingangsstrom-Offsetfehler, weil der zur Ladung, Q, äquivalente Wert sowohl definiert ist als C·V als auch als ∫I∂t. Für einen gegebenen Ausgangsspannungsfehler ΔV, multipliziert mit der Kapazität C_accum, ist das Ergebnis gleich dem Produkt des Offset-Stroms I_offset mit Δt (wobei Δt die Wandlungszeit bezeichnet). Der Offsetstrom ergibt sich somit zu I_offset = C_accum·ΔV/Δt.
Da sowohl die Kapazität C_accum als auch Δt Parameter auf Systemebene und keine Designvariablen sind, kann der Eingangsstrom-Offsetfehler I_offset nur dadurch reduziert werden, dass der Eingangsspannungsfehler ΔV soweit wie möglich minimiert wird. Erfindungsgemäß wird ein Puffer-Schaltkreis so aufgebaut, dass sowohl der absolute Betrag der Puffer-Eingangskapazität C2 als auch die Variation der Puffer-Eingangskapazität mit der Signalspannung an deren Eingangsanschluss (d. h. ∂C2/∂V) im Verhältnis zu den Werten, die in herkömmlichen Puffer-Schaltkreisen erreicht werden, um mehrere Größenordnungen reduziert werden. In anderen Worten ist die Eingangskapazität des Puffer-Schaltkreises niedrig und wird auch konstant gehalten, unabhängig von dem Wert der Puffer-Eingangsspannung, dem Herstellungsprozess und den Betriebsbedingungen, wie Temperatur und Versorgungsspannungsänderungen.
Der detaillierte Aufbau des Puffer-Schaltkreises gemäß einer Ausführung der Erfindung ist im Folgenden beschrieben. Wie in 3 gezeigt, umfasst der Puffer-Schaltkreis 218 in einer Ausführung einen ersten Eingangsanschluss 222, der eine Eingangsspannung empfängt, einen zweiten Eingangsanschluss 224; der eine Gleichtakt-Spannung Vcm (common mode) empfängt, und einen Ausgangsanschluss 226, der die gepufferte Ausgangsspannung liefert. Der Puffer-Schaltkreis 218 empfangt auch Vorspannungsströme zur Unterstützung seines Betriebs. Die Gleichtakt-Spannung Vcm ist eine Bezugs-Gleichspannung. In der vorliegenden Ausführung ist der Puffer 218 ein invertierender Puffer mit einem Verstärkungsfaktor von –K, wobei K eine ganze Zahl oder eine Bruchzahl ist. In anderen Ausführungen kann der Puffer 218 als nicht invertierender Puffer ausgebildet sein. In der in 3 gezeigten Ausführung hat der Puffer-Schaltkreis 218 ferner einen einpoligen Ausgang 226. In anderen Ausführungen kann der Puffer-Schaltkreis gemäß der Erfindung Differenz-Ausgangssignale liefern.
4 zeigt ein schematisches Schaltbild des Puffer-Schaltkreises gemäß einer Ausführung der Erfindung. Mit Bezug auf 4 umfasst ein Puffer-Schaltkreis 318 einen ersten Eingangsanschluss 322, der die Eingangsspannung Vin empfängt und einen zweiten Eingangsanschluss 324, der die Gleichtakt-Eingangsspannung Vcm empfängt. In der vorliegenden Ausführung liefert der Puffer-Schaltkreis 318 Differenz-Ausgangssignale Outn und Outp an den Ausgangsanschlüssen 326a und 326b. In der vorliegenden Ausführung umfasst der Puffer-Schaltkreis 318 zwei identische Halb-Schaltkreise, wobei jeder Halb-Schaltkreis einen PMOS-Source-Folger (Transistor M4 oder M9), einen NMOS-Transkonduktanz-Verstärker (Gm), (Transistor M23 oder M24), der ebenfalls als ein Source-Folger arbeitet, um die Drain-Source-Spannung Vds an den PMOS-Eingangstransistoren M4, M9 konstant zu halten, und ein PMOS-Folded-Cascode-Bauteil (Transistor M5 und M8). Jeder Halb-Schaltkreis wird von Vorspannungs-Stromquellen vorgespannt und liefert eines der Differenz-Ausgangssignale. Die NMOS-Transistoren M26 und M27 dienen als Ausgangslastbauteile für die Differenzausgangssignale Outn und Outp.
Der Puffer-Schaltkreis 218 umfasst einen PMOS-Transistor M4 als das aktive Eingangsbauteil. Die Kernidee des Puffer-Schaltkreises ist das Urladen (Boot-Strap) des PMOS-Eingangsbauteils, so dass die Body-Source-Spannung Vbs, die Drain-Source-Spannung Vds, der Drain-Source-Strom Ids (und daher die Gate-Source-Spannung Vgs) unabhängig von dem Eingangssignal am Gate des PMOS-Eingangsbauteils sind. Dadurch erfährt das PMOS-Eingangsbauteil keine Betriebsänderung seiner Vorspannung durch Spannung und Strom. Der Kanalbereich des PMOS-Eingangsbauteils wird auf konstanten Betriebsbedingungen gehalten, wobei sowohl die Kanalladung als auch die Verarmungsladung unempfindlich gegen die absolute Eingangsspannung an dem Gate des PMOS-Eingangsbauteils sind.
Die Eingangskapazität des Puffer-Schaltkreises 318 ist die an dem Gate-Anschluss des PMOS-Transistors M4, der das aktive Eingangsbauteil des Puffer-Schaltkreises 318 ist, wahrgenommene Kapazität. Die tatsächliche effektive Eingangskapazität ist nicht gleich der Gate-Kapazität des Eingangstransistors, Cgs, sondern sie ist gleich Cgs multipliziert mit einem Faktor, der gleich (1 – 1/Av) ist, wobei Av die Spannungsverstärkung von Gate zu Source des Transistors M4 ist. Da dieser Verstärkungsfaktor annähernd 1 ist, ist die effektive Eingangskapazität zwei bis drei Größenordnungen geringer als Cgs. Jede Änderung im Betriebspunkt des Puffer-Schaltkreises kann die Gate-Eingangskapazität des Eingangstransistors M4 verändern und dadurch die effektive Eingangskapazität ändern. Drei Dinge, welche den Betriebspunkt ändern, sind: (1) Änderungen des Stroms Ids (Drain-Source-Strom) des Eingangstransistors; (2) Änderungen der Spannung Vds (Drain-Source-Spannung) des Eingangstransistors; und (3) Änderung der Spannung Vsb (Source-Body-Spannung) des Eingangstransistors.
In dem Puffer-Schaltkreis 318 wird der Drain-Source-Strom Ids des PMOS-Eingangstransistors M4 mittels einer Stromquelle I11, die einen Strom I11 liefert, und einer Stromquelle I21, die einen Strom I21 liefert, auf einen konstanten Wert eingestellt. Die Stromquelle I21 ist mit dem Drain-Anschluss des Eingangstransistors M4 verbunden. Die Source des Eingangstransistors M4 wird von der Stromquelle I11 gespeist. Der Strom I11 ist geringer als der Strom I21, der in den Drain von M4 gespeist wird. Aller überschüssiger Strom von der Stromquelle I21, der nicht durch den Transistor M4 fließt, wird somit von dem NMOS-Transistor M23, der eine Hälfte eines Transkonduktanz-Verstärkers bildet, abgeleitet. Der Gate-Anschluss des NMOS-Transistors M23 ist mit dem Source-Anschluss des Transistors M4 verbunden, sein Source-Anschluss ist mit dem Drain-Anschluss des Transistors M4 verbunden, und sein Drain-Anschluss empfängt einen Vorspannungsstrom I31 von einer Stromquelle I31.
Der tatsächliche Wert des Stromes Ids für den Transistor M4 wird durch den von der Stromquelle I11 gelieferten Strom eingestellt, also dem Strom, der in den Source-Anschluss des Transistors M4 geht. In der vorliegenden Ausführung hat der Strom I11 einen Stromwert Ibias, wobei Ibias einen gegebenen Vorspannungsstromwert bezeichnet, während der Strom I21 einen Wert von 2·Ibias hat. Durch Versorgen des Eingangsbauteils M4 mit dem Strom I11 und durch Verwenden des Transistors M23 zum Ableiten allen überschüssigen Stroms von der Stromquelle I21, der nicht durch das Eingangsbauteil M4 fließt, wird der Drain-Source-Strom Ids des Eingangsbauteils M4 konstant gehalten, und der Transistor M4 erfährt keine Änderungen des Stromes Ids, selbst wenn sich die Gate-Spannung an dem Transistor M4 ändert. Dadurch wird die obige Bedingung (1), welche Änderungen in der Eingangskapazität des Transistors M4 bewirkt, eliminiert.
Um an dem Transistor M4 eine konstante Drain-Source-Spannung Vds aufrechtzuerhalten, wird die Spannung Vds des Transistors M4 auf exakt den gleichen Wert wie die Gate-Source-Spannung Vgs des Transistors M23 gezwungen. Da der Transistor M23 selbst durch einen Strom gespeist wird, welcher der Differenz von zwei Konstantstromquellen entspricht, ist auch der Drain-Source-Strom Ids des Transistors M23 konstant, was dazu beiträgt, seine Spannung Vgs unabhängig von der Eingangssignalspannung zu halten. Um die Spannung Vgs des Transistors M23 von Änderungen der Eingangsspannung zu isolieren, wird die Spannung Vds des Transistors M23 konstant gemacht. Dies wird dadurch erreicht, dass die Spannung Vds des Transistors M23 gleich der Gate-Source-Spannung Vgs eines PMOS-Transistors M5 gemacht wird, dessen Strom Ids durch eine feste Stromquelle I31, die einen Strom I31 liefert, bestimmt wird. Die Stromquelle I31 teilt ihren Strom zwischen dem NMOS-Transistor M23 und dem PMOS-Transistor M5. Da der Strom Ids des Transistors M23 jedoch bereits konstant eingestellt ist, ist auch der verbleibende Teil des für den Transistor M5 zur Verfügung stehenden Stromes konstant. In der vorliegenden Ausführung hat der Strom I31 einen Stromwert von 2·Ibias.
Durch Einstellen der Gate-Source-Spannung des Transistors M23 auf einen konstanten Wert wird auch die Drain-Source-Spannung Vds des Transistors M4 auf einen konstanten Wert eingestellt. Die obige Bedingung (2), welche Ändeurungen in der Eingangskapazität des Transistors M4 bewirkt, wird eliminiert.
In dem Pufferschaltkreis 318 wird der Bulk oder Body des Eingangstransistors M4 mit seinem Sourceanschluss kurzgeschlossen. Dadurch wird die Body-Source-Spannung des Transistors M4 auf 0 Volt konstant gehalten. Diese Technik wird allgemein als „Bootstrapping” bezeichnet, weil die Bulk-Verbindung (Bootstrap) von der Spannung am Source-Anschluss des Transistors M4 mitgeführt wird. Die Bulk-Spannung folgt somit immer der Source-Spannung des Transistors M4. Die obige Bedingung (3), welche Änderungen der Eingangskapazität des Transistors M4 bewirkt, wird eliminiert.
Das Bootstrapping wird ferner in anderen Schaltungsverbindungen in dem Pufferschaltkreis 318 zum Verbessern des Betriebs des Pufferschaltkreises eingesetzt. Zunächst wird der Drain-anschluss des Transistors M4 an den Sourceanschluss des Transistors M23 angebunden (Bootstrap). Der Drainanschluss des Transistors M4 folgt somit dem Gateanschluss des Transistors M23, der mit dem Sourceanschluss des Transistors M4 verbunden ist. Der Sourceanschluss des Transistors M4 folgt der Gatespannung des Transistors M4, der das Eingangssignal empfängt. Als ein Ergebnis folgen alle vier Anschlüsse (Source, Drain, Gate und Body) des Transistors M4 dem Eingangssignal Vin an dem Knoten 322. Da der Transistor M4 keine Änderung des Stroms Ids und keine Änderung der Spannung Vds oder der Spannung Vbs erfährt, wenn sich das Eingangssignal ändert, ergibt sich keine Änderung der Eingangskapazitäten des Transistors M4. Die Gate-Source-Kapazität Cgs des Transistors M4, auch wenn sie erheblich ist, wird von dem Eingang nicht als Kapazität wahrgenommen, weil die Gate-Source-Spannung der parasitären Kapazität Cgs konstant ist.
Zweitens ist der Drainanschluss des Transistors M23 mit dem Sourceanschluss des PMOS-Transistors M5 verbunden. Der Drainanschluss des Transistors M23 wird somit an die Eingangsspannung über die Gate- und Source-Verbindungen des PMOS-Transistors M5 angebunden (Bootstrap). Der Gateanschluss des Transistors M5 ist mit dem Sourceanschluss des Transistors M23 verbunden (Knoten 350). Da die Spannung an dem Sourceanschluss des Transistors M23 der Eingangsspannung folgt, folgt dann auch der Drainanschluss des Transistors M23 der Eingangsspannung.
Drittens wird der Bulk oder Body des Transistors M5 mit seinem Sourceanschluss verbunden, so dass die Body-Source-Spannung Vbs des Transistors M5 konstant auf 0 Volt eingestellt wird. Dadurch folgen die Gate-, Source- und Bulkanschlüsse des Transistors M5 alle gemeinsam dem Eingangssignal, das keine Änderung der Spannung Vgs oder der Spannung Vsb erfährt.
Der Transistor M5 dient in dem Pufferschaltkreis 318 drei unterscheidbaren Funktionen. Zunächst dient der Transistor M5 als Bootstrap für den Drainanschluss des Transistors M23. Zweitens dient der Transistor M5 als Folded-Cascode für den Drainanschluss des Transistors M23, wobei sich Änderungen in dem momentanen Drainstrom des Transistors M23 bis zu dem Ausgangsanschluss Outn (Knoten 326a) widerspiegeln. Schließlich dient der Transistor M5 als Bootstrap für seinen eigenen Bulk-Anschluss.
Der Transistor M23 dient in dem Pufferschaltkreis 318 zwei Funktionen. Zunächst dient der Transistor M23 als Bootstrap für die Drain-Source-Spannung des Transistors M24. Zweitens dient der Transistor M23 als ein Transkonduktanzverstärker (Gm), der in Verbindung mit seinem Gegenstück, Transistor M22, ein Differenzpaar von Transistoren in Source-Schaltung bildet.
Der Transistor M4 dient in dem Pufferschaltkreis 318 ebenfalls zwei Funktionen. Zunächst dient der Transistor M4 zum Puffer und Weitergeben des Eingangssignals Vin an den Gateanschluss des Transistors M23. Zweitens dient der Transistor M4 als Bootstrap, der seinen eigenen Bulkanschluss mit seiner eigenen Sourcespannung ansteuert.
Wie oben beschrieben wird der Pufferschaltkreis 318 durch eine symmetrische Kopie zweier identischer Halbschaltkreise gebildet, wobei jeder Halbschaltkreis einen Source-Folger, eine Gm-Einrichtung und eine Folded-Cascode-Einrichtung umfasst. Die obige Beschreibung erörtert den ersten Halbschaltkreis mit dem Transistor M4 als Source-Folger, dem Transistor M23 als Transkonduktanz-Verstärkereinrichtung und dem Transistor M5 als Folded-Cascode-Einrichtung. Der zweite Halbschaltkreis in dem Pufferschaltkreis 318 umfasst den Transistor M9 als Sourcefolger, dem Transistor M22 als Transkonduktanz-Verstärkereinrichtung und dem Transistor M8 als Folded-Cascode-Einrichtung. Der zweite Halbschaltkreis ist auf dieselbe Weise aufgebaut und wird auf dieselbe Weise betrieben wie der erste Halbschaltkreis und arbeitet auf die selbe Weise, wobei der Transistor M9 die Gleichtaktspannung Vcm empfängt.
In dem Pufferschaltkreis 318 sind die NMOS-Gm-Bauteile M23 und M22 mit ihren Sources mit dem gemeinsamen Sourceknoten 350 verbunden. Der gemeinsame Sourceknoten dient als eine Gleichtakt-Spannungsquelle, die zum Anbinden (Bootstrap) sowohl der Drainanschlüsse der PMOS-Source-Folger M4 und M9 als auch der Gateanschlüsse der PMOS-Folded-Cascode-Einrichtungen M5 und M8 verwendet wird. Die so gebildeten zwei lokalen Rückführungswege verbessern das Energieversorgungs-Unterdrückungsverhältnis (PSRR; power supply rejection ratio) und das Gleichtakt-Unterdrückungsverhältnis (CMRR; common mode rejection ratio) erheblich, wobei sie zusätzlich eine große Verringerung der erzielten Eingangskapazität sicherstellen. Durch die in dem Schaltkreis angewandten Bootstrapping-Techniken werden sowohl der Betrag als auch die Varianz der Eingangskapazität des Pufferschaltkreises um mehrere Größenordnungen gesenkt. Der Betrag und die Varianz der Eingangskapazität des Pufferschaltkreises werden, und dies ist wichtig, unter dem Herstellungsprozess und allen Betriebsbedingungen gesenkt, einschließlich Variationen der Puffereingangsspannung, der Temperatur und der Versorgungsspannung.
Zusammengefasst ist das Ergebnis aller der Kontantstrom-Vorspannungs- und Bootstrapping-Techniken, die in dem Volldifferenz-Pufferschaltkreis 318 umgesetzt werden, dass die effektive Eingangskapazität des Puffers auf beinahe Null reduziert wird. 5(b) zeigt die Eingangs(Gate)kapazität des Pufferschaltkreises gemäß der Erfindung über einem Bereich von Eingangsspannungen und bei verschiedenen Betriebstemperaturen. Wie in 5(b) gezeigt, ist sowohl der Betrag als auch die Varianz der Eingangskapazität des Pufferschaltkreises gemäß der Erfindung um mehrere Größenordnungen verringert. Tatsächlich beträgt die volle vertikale Skala der 5(b) nur 4% der vertikalen Skala der 5(a). Im Vergleich zu dem herkömmlichen Pufferschaltkreis ist somit die Eingangskapazität des Pufferschaltkreises gemäß der Erfindung vernachlässigbar.
6 zeigt eine Realisierung des Pufferschaltkreises der 4 gemäß einer Ausführung der Erfindung auf Transistorebene. Entsprechende Elemente in den 4 und 6 sind der Einfachheit halber mit denselben Bezugszeichen bezeichnet. Mit Bezug auf 6 wird ein Eingangsstrom Iin an Stromspiegel in dem Pufferschaltkreis 418 angelegt, um die verschiedenen Konstantströme zu erzeugen, die zum Vorspannen der Transistoren des Pufferschaltkreises verwendet werden. Die Stromquelle I21 wird durch einen NMOS-Transistor M25 gebildet. Die Stromquelle I22 wird durch einen NMOS-Transistor M24 gebildet. Die Stromquelle I11 wird durch die in Reihe geschalteten PMOS-Transistoren M2 und M1 gebildet. Die Stromquelle I31 wird durch die in Reihe geschalteten PMOS-Transistoren M3 und M7 gebildet. Die Stromquelle I12 wird durch die in Reihe geschalteten PMOS-Transistoren M15 und M0 gebildet. Die Stromquelle I32 wird durch die in Reihe geschalteten PMOS-Transistoren M10 und M12 gebildet.
In dem Pufferschaltkreis der 4 sind die Eingangsbauteile PMOS-Transistoren mit einem entsprechenden NMOS-Transkonduktanzverstärker und PMOS-Folded-Cascode-Einrichtungen. Der Pufferschaltkreis gemäß der Erfindung kann auch unter Verwendung von Transistoren der entgegengesetzten Polarität aufgebaut werden, wobei die angelegten Spannungs-/Strom-Polaritäten entsprechend geändert werden müssen. 7 zeigt ein schematisches Schaltbild des Pufferschaltkreises gemäß einer alternativen Ausführung der Erfindung. Mit Bezug auf 7 ist der Pufferschaltkreis 518 identisch mit dem Pufferschaltkreis 318 der 4, abgesehen davon, dass der Pufferschaltkreis 518 eine komplementäre Version des Pufferschaltkreises 318 ist. Das heißt, PMOS-Transistoren sind durch NMOS-Transistoren ersetzt und umgekehrt. Der Pufferschaltkreis 518 illustriert auch die Änderungen der Spannungspolaritäten entsprechend den Änderungen des Transistortyps. In dem ersten Halbschaltkreis des Pufferschaltkreises 518 hat die Stromquelle I111 einen Stromwert Ibias, wobei Ibias einen gegebenen Vorspannungs-Stromwert bezeichnet. Die Stromquellen I121 und I131 haben jeweils einen Stromwert von 2·Ibias. Ähnlich hat in dem zweiten Halbschaltkreis die Stromquelle I112 einen Stromwert Ibias, während die Stromquellen I122 und I132 jeweils einen Stromwert 2·Ibias haben.
In 7 ist der Drainanschluss des Transistors M105 mit dem Drainanschluss des Transistors M126 über eine gestrichelte Linie verbunden dargestellt. Die gestrichelte Verbindung bedeutet, dass in der tatsächlichen Umsetzung des Schaltkreises einer oder mehrerer Cascoden-Transistoren an der Stelle der gestrichelten Linie hinzugefügt werden können. Diese Cascoden-Transistoren sind in dem vereinfachten Schaltbild der 7 nicht dargestellt.
In dem Pufferschaltkreis der 4 sieht der Pufferschaltkreis ein Differenzausgangssignal Outn und Outp an den Ausgangsanschlüssen 326a und 326b vor. In einigen anderen Anwendungen werden die Differenzausgangssignale direkt als die Pufferausgangssignale verwendet. In anderen Anwendungen ist ein einpoliger Ausgang erwünscht. Gemäß einer alternativen Ausführung der Erfindung umfasst der Pufferschaltkreis gemäß der Erfindung einen Differenz-Einpol-Umwandlungsschaltkreis, um entweder ein invertierendes oder ein nicht-invertierendes Pufferausgangssignal zu liefern. 8 zeigt ein schematisches Schaltbild einer Ausführung eines Differenz-Einpol-Umwandlungsschaltkreises, der mit den Differenzausgangsanschlüssen des Pufferschaltkreises der 4 verbunden werden kann, um ein invertierendes Pufferausgangssignal VBoutI zu liefern. 9 zeigt ein schematisches Schaltbild einer Ausführung eines Differenz-Einpol-Umwandlungsschaltkreises, der mit den Differenzausgangsanschlüssen des Pufferschaltkreises der 4 verbunden werden kann, um ein nicht-invertierendes Pufferausgangssignal VBout zu liefern.
In den 8 und 9 bedeuten die gestrichelten Linien, dass in der tatsächlichen Realisierung des Schaltkreises einer oder mehrere Cascoden-Transistoren an der Position der gestrichelten Linie hinzugefügt werden können. Der Einfachheit halber sind die Cascoden-Transistoren in dem Schaltbild der 8 und 9 nicht gezeigt.
Ladungsausgleichsverfahren in einem ADC
Wie oben beschrieben ist der Pufferschaltkreis mit niedriger Kapazität gemäß der Erfindung besonders vorteilhaft, wenn er in einem Modulator zum Aufbauen eines ladungsbasierten oder Stromeingangs-ADC verwendet wird. Mit Bezug auf 3 wird der Pufferschaltkreis gemäß der Erfindung mit dem Ausgangsanschluss eines Integrators verbunden, um einen Ladungsausgleichs-Modulator als das Front-Ende eines Stromeingangs-ADC zu bilden. Wenn der Pufferschaltkreis gemäß der Erfindung so eingesetzt wird, erleichtert der Pufferschaltkreis 218 einen einmaligen Ladungsausgleichsbetrieb in dem Modulator, um eine erhebliche Reduktion der Spannungsfehler zu realisieren, die sich aus Eingangsstrom-Offsetfehlern des ADC ergeben.
Ein Verfahren für den Ladungsausgleich in einem ladungsbasierten ADC verwendet einen Pufferschaltkreis mit niedriger Eingangskapazität, der so angeschlossen ist, dass er die Ausgangsspannung des Integrators empfängt. Die Eingangskapazität des Pufferschaltkreises ist ferner unabhängig von der Ausgangsspannung des Integrators, d. h. die Eingangskapazität C2 (welche die Eingangskapazität des Pufferschaltkreises 218 bezeichnet) ändert sich nicht mit der Ausgangsspannung des Integrators am Knoten 114. Während der Betrag der Kanalladung, die von den Schaltern S2 und S3 erzeugt wird, gleich gemacht werden kann, indem die Schalter S2 und S3 geeignet gemessen werden, hängt die Aufteilung der Kanalladung der Schalter S2 und S3, wenn diese geschlossen und geöffnet werden, stark von der Kapazität ab, welche an den Anschlüssen der beiden Schalter wahrgenommen wird. Durch Eliminieren der Kapazitätschwankungen der Eingangskapazität C2 abhängig von der Signalspannung an dem Ausgangsknoten des Integrators kann die Aufteilung der Kanalladung der mit aktiven Bauteilen realisierten Schalter S2 und S3 exakt abgeglichen werden, wodurch eine präzise Auslöschung der zwei entgegengesetzten Spannungssockel, welche von den mit aktiven Bauteilen realisierten Schalter S2 und S3 erzeugt werden, sichergestellt werden kann.
Das Ladungsausgleichsverfahren stellt sicher, dass Spannungsfehler aufgrund der Aktivierung und Deaktivierung der aktiven Schalter sich nicht an dem Ausgangsknoten des Integrators aufbauen. Durch Eliminieren dieser Spannungsfehler, die in Eingangsstrom-Offsetfehler des ADC resultieren, wird der resultierende ADC einen sehr niedrigen Eingangsstrom-Offsetfehler bei Änderungen der Temperatur, der Versorgungsspannung und der Bauteilparameter haben und die resultierende Genauigkeit und Leistungsfähigkeit des ADS wird erheblich verbessert.
In einer Ausführung wird das Ladungsausgleichsverfahren in einem ladungsbasierten ADC mit Hilfe eines Ladungsausgleichs-Modulators realisiert, der durch einen Integrator und einen mit dem zeitkontinuierlichen Ausgang des Integrators gekoppelten Puffer gebildet wird. Der Modulator arbeitet mit wechselnden Integrations- und Auto-Zero-Phasen. Der Puffer wird unter Verwendung eines Pufferschaltkreises mit niedriger Eingangskapazität realisiert, wobei die Eingangskapazität sich nicht mit der Eingangsspannung des Pufferschaltkreises ändert. Das Ladungsausgleichsverfahren gemäß der Erfindung bewirkt, dass ein negativ werdender Spannungssockel von einem ersten mit aktiven Bauteilen aufgebauten Schalter an dem zeitkontinuierlichen Ausgang des Integrators während der Auto-Zero-Phase erzeugt wird. Das Verfahren bewirkt ferner, dass ein positiv werdender Spannungssockel durch einen zweiten mit aktiven Bauteilen gebildeten Schalter an dem zeitkontinuierlichen Ausgang des Integrators während der Integrationsphase erzeugt wird. Die beiden Spannungssockel sind einander im Vorzeichen entgegengesetzt und im Betrag gleich, und zwar bei allen Betriebsbedingungen. Die Betriebsbedingungen umfassen verschiedene Ausgangsspannungen des Integrators, der Temperatur und der Versorgungsspannung.
Der resultierende Netto-Spannungsfehler wird dadurch sehr klein gehalten. Das Ladungsausgleichsverfahren gemäß der Erfindung realisiert eine nahezu perfekte Auslöschung dieser entgegengesetzten Spannungssockel, so dass der Spannungsfehler an dem Ausgang der Integratorstufe erheblich reduziert wird. Das Reduzieren des Spannungsfehlers an dem Ausgang der Integratorstufe entspricht einer Reduzierung des Eingangsstrom-Offsetfehlers des Stromeingangs-ADC.

Claims

Pufferschaltkreis (318) mit folgenden Merkmalen: ein erster Halbschaltkreis und ein zweiter Halbschaltkreis, wobei jeder der Halbschaltkreise umfasst: ein erster MOS-Transistor (M4, M9) eines ersten Typs mit einem Gateanschluss, der zum Empfangen einer Eingangsspannung angeschlossen ist, einem ersten Anschluss, der zum Empfangen eines ersten Stroms (I21, I22) angeschlossen ist, einem zweiten Anschluss, der zum Empfangen eines zweiten Stroms (I11, I12) angeschlossen ist, wobei der Stromwert des zweiten Stroms geringer ist als der des ersten Stroms, und einem Body-Anschluss, der mit dem zweiten Anschluss verbunden ist; ein zweiter MOS-Transistor (M23, M22) eines zweiten Typs, der zu dem ersten Typ entgegengesetzt ist, mit einem Gateanschluss, der mit dem zweiten Anschluss des ersten MOS-Transistors verbunden ist, einem ersten Anschluss, der zum Empfangen eines dritten Stroms (I31) angeschlossen ist, einem zweiten Anschluss, der mit dem ersten Anschluss des ersten MOS-Transistors verbunden ist; und ein dritter MOS-Transistor (M5, M8) des ersten Typs mit einem Gateanschluss, der mit dem ersten Anschluss des ersten MOS-Transistors verbunden ist, einem ersten Anschluss, der mit einer Ausgangslast (M26, M27) verbunden ist und eine Differenz-Ausgangsspannung vorsieht, einem zweiten Anschluss, der zum Empfangen des dritten Stroms (I31) angeschlossen ist, und einem Body-Anschluss, der mit dem zweiten Anschluss verbunden ist; wobei der erste Halbschaltkreis eine Puffereingangsspannung als die Eingangsspannung empfängt und der zweite Halbschaltkreis eine Referenzspannung als die Eingangsspannung empfangt, wobei der erste und der zweite Halbschaltkreis ein Paar Differenz-Ausgangssignale, welche der Puffer-Eingangsspannung entsprechen, vorsehen.
Pufferschaltkreis nach Anspruch 1, wobei der Drain-Source-Strom, die Drain-Source-Spannung und die Drain-Body-Spannung des ersten MOS-Transistors des ersten Halbschaltkreises unabhängig von Änderungen der Puffereingangsspannung sind.
Pufferschaltkreis nach Anspruch 1 oder 2, wobei die effektive Gatekapazität des ersten MOS-Transistors des ersten Halbschaltkreises unabhängig von Änderungen der Puffereingangsspannung ist.
Pufferschaltkreis nach Anspruch 3, wobei die effektive Gatekapazität des ersten MOS-Transistors des ersten Halbschaltkreises unabhängig von Änderungen der Betriebsbedingungen und vom Herstellungsprozess ist.
Pufferschaltkreis nach Anspruch 4, wobei die Betriebsbedingungen Änderungen der Temperatur und/oder der Versorgungsspannung umfassen.
Pufferschaltkreis nach einem der vorangehenden Ansprüche, wobei ein MOS-Transistor des ersten Typs einen PMOS-Transistor umfasst und ein MOS-Transistor des zweiten Typs ein NMOS-Transistor umfasst.
Pufferschaltkreis nach einem der Ansprüche 1 bis 5, wobei ein MOS-Transistor des ersten Typs einen NMOS-Transistor umfasst und ein MOS-Transistor des zweiten Typs einen PMOS-Transistor umfasst.
Pufferschaltkreis nach einem der vorangehenden Ansprüche, wobei der erste MOS-Transistor des ersten und zweiten Halbschaltkreises als Source-Folger konfiguriert sind.
Pufferschaltkreis nach einem der vorangehenden Ansprüche, wobei der zweite MOS-Transistor des ersten und des zweiten Halbschaltkreises als Transkonduktanzverstärker konfiguriert sind.
Pufferschaltkreis nach einen der vorangehenden Ansprüche, wobei der dritte MOS-Transistor des ersten und des zweiten Halbschaltkreises als Folded-Cascode-Einrichtung konfiguriert sind.
Pufferschaltkreis nach einem der vorangehenden Ansprüche, wobei der ersten Strom doppelt so groß ist wie der zweiter Strom und der dritte Strom doppelt so groß ist wie der erste Strom.
Pufferschaltkreis nach einem der vorangehenden Ansprüche, mit ferner einem Differenz-Einpol-Umwandlungsschaltkreis (850, 950), der zum Empfangen des Differenzausgangssignals angeschlossen ist und ein einpoliges Pufferausgangssignal liefert.
Pufferschaltkreis nach Anspruch 12, wobei der Differenz-Einpol-Umwandlungsschaltkreis (850) ein invertierendes einpoliges Pufferausgangssignal liefert.
Pufferschaltkreis nach Anspruch 12, wobei der Differenz-Einpol-Umwandlungsschaltkreis (950) ein nicht-invertierendes einpoliges Pufferausgangssignal liefert.
Pufferschaltkreis nach Anspruch 6, wobei der erste und der zweite Halbschaltkreis jeweils umfassen: eine erste Stromquelle, die den ersten Strom liefert, wobei die erste Stromquelle einen NMOS-Transistor umfasst; eine zweite Stromquelle, die den zweiten Strom liefert, wobei die zweite Stromquelle einen oder mehrere PMOS-Transistoren umfasst; und eine dritte Stromquelle, die den dritten Strom liefert, wobei die dritte Stromquelle einen oder mehrere PMOS-Transistoren umfasst.