DE102022104457A1

DE102022104457A1 - Verfahren zum Empfang von zwei digitalen Signalen in einem digitalen Doppelpolarisationsübertragungssystem

Info

Publication number: DE102022104457A1
Application number: DE102022104457.2A
Authority: DE
Inventors: Svilen Dimitrov
Original assignee: Deutsches Zentrum fuer Luft und Raumfahrt eV
Current assignee: Deutsches Zentrum fuer Luft und Raumfahrt eV
Priority date: 2022-02-24
Filing date: 2022-02-24
Publication date: 2023-08-24
Anticipated expiration: 2042-02-25
Also published as: DE102022104457B4; WO2023161084A1

Abstract

Das Verfahren zum Empfang von zwei digitalen Signalen in einem digitalen Doppelpolarisations-Kommunikationssystem umfasst- Empfangen der beiden digitalen Signale, die über die beiden Hochfrequenz (HF)-Polarisationskanäle übertragen werden, wobei jedes der beiden empfangenen digitalen Signale einen Strom überabgetasteter und impulsförmiger digitaler komplexwertiger Basisband-Abtastwerte umfasst, und wobei jedes der beiden empfangenen digitalen Signale auch eine Kreuzpolarisations-Interferenz (XPI)-Komponente umfasst,- Gemeinsame Verarbeitung der beiden empfangenen digitalen Signale, um die Komponenten der Kreuzpolarisationsstörung (XPI) zu schätzen und zu löschen,- wobei die Verarbeitung die Schätzung des Kreuzfaktors umfasst, und- wobei die Verarbeitung ferner die Schätzung jeder Störkomponente mit Hilfe des geschätzten Kreuzfaktors und die Subtraktion jeder geschätzten Störkomponente von dem entsprechenden empfangenen Signal umfasst.

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Empfangen erster und zweiter digitaler Signale, die erste und zweite unabhängige Ströme überabgetasteter und impulsförmiger digitaler komplexwertiger Basisband-Abtastwerte umfassen, in einem digitalen Dualpolarisations-Kommunikationssystem, das erste und zweite Hochfrequenz-(HF)-Polarisationskanäle aufweist.
Das Blockdiagramm eines digitalen Dualpolarisations-Kommunikationssystems mit Kreuzpolarisations-Interferenz (XPI) ist in 1 dargestellt. Dieses Blockdiagramm kann als repräsentativ für alle Arten kommerzieller digitaler HF-Kommunikationssysteme angesehen werden, bei denen Daten über zwei Kanäle im Polarisationsmultiplexverfahren (PDM) übertragen werden, z. B. ein Kanal mit vertikaler Polarisation (VP), alternativ mit rechtsseitiger zirkularer Polarisation (RHCP), und ein anderer Kanal mit horizontaler Polarisation (HP), alternativ mit linksseitiger zirkularer Polarisation (LHCP). Nennenswerte Beispiele für solche Kommunikationssysteme sind die Satellitenkommunikation und die terrestrische drahtlose Kommunikation. Darüber hinaus beschreibt 1 sowohl die Vorwärts- als auch die Rückwärtsverbindung, wobei die Hauptunterschiede im Datenrahmen und Symbolmultiplexing sowie in der Kanalfunktion liegen. In diesem Patent wird eine verallgemeinerte Darstellung der Beeinträchtigungen von Kreuzpolarisationskanälen betrachtet.
Am Sender werden die Datenbits durch einen Vorwärtsfehlerkorrekturcode (FEC) kodiert, um einen Schutz vor den Kanalbeeinträchtigungen im System zu bieten. Die kodierten Bits werden auf Symbole aus einer bestimmten Konstellation gemäß einem Modulationsformat wie z. B. Amplituden- und Phasenumtastung (APSK), Quadraturamplitudenmodulation (QAM) usw. abgebildet. Die Symbole werden entsprechend dem zugrunde liegenden Übertragungsschema multiplexiert und gerahmt. Für die Vorwärtsverbindung können die folgenden Beispiele für in kommerziellen Kommunikationsstandards verwendete Übertragungsschemata angeführt werden: Zeitmultiplex (TDM) und Frequenzmultiplex (FDM), wie orthogonales FDM (OFDM). In der Rückleitung werden im Allgemeinen Zeitmultiplex (TDMA), orthogonaler Frequenzmultiplex (OFDMA) oder Einträger-Frequenzmultiplex (SC-FDMA) verwendet. Das zu übertragende Signal wird dann mit einem gewählten Überabtastungsfaktor überabgetastet und z. B. mit einem Quadratwurzel-Cosinusfilter (SRRCF) pulsgeformt, um die Signal- und Spektrumsintegrität für die HF-Übertragung zu gewährleisten. Anschließend wird das Signal durch einen Digital-Analog-Wandler (DAC) geleitet, auf die Trägerfrequenz hochkonvertiert und für die Übertragung über eine der orthogonalen Polarisationen einer HF-Antenne verstärkt.
Jedes gesendete Signal durchläuft einen HF-Kanal mit XPI, einschließlich Effekten wie: Depolarisation aufgrund atmosphärischer Bedingungen und Kreuzpolarisationsunterscheidung (XPD) der Antennen am Sender und am Empfänger sowie Gedächtniseffekte aufgrund der Frequenzselektivität der XPD [1][2]. Die XPD hängt von folgenden Beiträgen ab [1]: der XPD der Sendeantenne, der durch Hydrometeoren verursachten Kreuzpolarisation im atmosphärischen Ausbreitungskanal [3] und der XPD der Empfängerantenne. Der XPI in Satellitenverbindungen für die Erdbeobachtung [1][2] ist abhängig von der Elevation des Satelliten, und für Ka-Band-Verbindungen wird ein kumulativer XPD von bis zu 17 dB berücksichtigt [1].
Im Empfänger werden die Signale der beiden Polarisationen von einer HF-Antenne erfasst und durch additives weißes Gaußsches Rauschen (AWGN) verzerrt. In den folgenden Empfängerblöcken wird jedes Signal mit Hilfe eines rauscharmen Verstärkers (LNA) verstärkt, in das Basisband heruntergewandelt und durch einen Analog-Digital-Wandler (ADC) geleitet. Nach der Synchronisierung wird eine angepasste SRRCF angewendet. Nach der Abwärtsabtastung werden die empfangenen Symbole erzeugt, die dann demultiplexiert, demappiert und decodiert werden, um die empfangenen Bits zu erhalten.
Das Blockdiagramm eines verallgemeinerten XPI-Modells ist in 2 dargestellt. Da es sich bei den XPI-Effekten um lineare Verzerrungen handelt, können sie ohne Verlust der Allgemeingültigkeit kumulativ durch die überabgetasteten komplexwertigen Basisband-Impulsantworten des beabsichtigten und des störenden Pfads beschrieben werden. Der überabgetastete und impulsförmige Basisbandsignalvektor x₁ des beabsichtigten Pfads der ersten Polarisation wird mit dem überabgetasteten Basisband-Impulsantwortvektor h₁ mit Kanalabgriffen des beabsichtigten Pfads der ersten Polarisation gefaltet. Der überabgetastete und impulsförmige Basisbandsignalvektor x₂ des Störpfades der zweiten Polarisation ergibt den XPI. Dieses Signal wird zunächst mit einem komplexwertigen Kreuzfaktor y₂₁ multipliziert, der Effekte in der Phase, die sich aus der Depolarisation ergeben, und in der Amplitude enthält, die umgekehrt proportional zum XPD sind. Das Signal wird dann mit dem überabgetasteten Basisband-Impulsantwortvektor h₂₁ mit Kanalabgriffen der Störstrecke der zweiten Polarisation gefaltet. Schließlich wird das Ergebnis zum Signal des vorgesehenen Pfads der ersten Polarisation addiert, um das Ausgangssignal der ersten Polarisation zu erzeugen. Entsprechende Operationen werden mit dem Signal des vorgesehenen Pfades der zweiten Polarisation durchgeführt. Die überabgetasteten Basisband-Empfangssignale am Eingang des Blocks für Synchronisation und angepasste Filterung können wie folgt ausgedrückt werden: $y_{1} = h_{1} * x_{1} + γ_{21} \cdot h_{21} * x_{2} + n_{1},$
$y_{2} = h_{2} * x_{2} + γ_{12} \cdot h_{12} * x_{1} + n_{2},$
wobei * der lineare Faltungsoperator ist, und n₁ und n₂ unabhängige AWGN-Komponenten sind. Bei der Verwendung von zwei unabhängigen spannungsgesteuerten Oszillatoren (VCOs) für die Abwärtskonvertierung der beiden Kanäle kann es aufgrund von VCO-Instabilitäten zu einem differentiellen Frequenzversatz (DFO) zwischen den beiden empfangenen Signalen kommen. Bei einem Standardsystem ohne XPI-Kompensationsblock wird der DFO im Synchronisationsblock kompensiert. Da der DFO jedoch die in jedem Kanal enthaltenen XPI-Informationen verändert, muss er bei der Entwicklung von XPI-Kompensationstechniken berücksichtigt werden.
Die XPI ist eine Verzerrung, die das Signal-Rausch-Verhältnis (SNR) am Empfänger verschlechtert und die erreichbaren Datenraten verringert. Die störende Komponente ist mit dem Signal der anderen Polarisation korreliert, so dass die Verteilung der Störung von der Verteilung des anderen Signals abhängig ist. Im Gegensatz zu den Signalen in der terrestrischen drahtlosen Kommunikation mit OFDM-Übertragung, die bekanntermaßen einer Gauß'schen Verteilung folgen, verwenden Satellitenkommunikationssignale häufig eine TDM-Übertragung mit einem Träger, bei der die Signalverteilung vom verwendeten Modulationsformat abhängig ist. In Satellitenkommunikationssystemen, die die erweiterte zweite Generation des digitalen Videorundfunks über Satellit (DVB-S2X) [1] oder das Beratungskomitee für Weltraumdatensysteme (CCSDS) [2] verwenden, wird der XPI als eine Überlagerung des störenden Modulationsformats mit den Konstellationspunkten des vorgesehenen Modulationsformats betrachtet. Daher stellt die XPI eine weitere Herausforderung für den Empfängerdecoder des beabsichtigten Pfades in Kommunikationssystemen dar, bei denen die übertragenen Signale keine Gauß-Verteilung haben und die XPI nicht nur eine weitere AWGN-Komponente einführt, sondern auch die empfangene Konstellation verändert, was zu einer zusätzlichen Leistungsverschlechterung führt. In modernen Satellitensystemen wird die adaptive Codierung und Modulation (ACM) [1][2] eingesetzt, um das Modulationsformat an die SNR-Bedingungen anzupassen, und zur Vereinfachung wird der XPI als eine weitere AWGN-Komponente als Teil des resultierenden Signal-Rausch- und Störungsverhältnisses (SNIR) behandelt, das als Schwellenwert verwendet wird. Ein hoher XPI-Wert ist daher ein begrenzender Faktor für die Anwendung von Modulationsformaten höherer Ordnung und den erreichbaren Verbindungsdurchsatz.
Der Stand der Technik bei digitalen PDM-Kommunikationssystemen mit XPI wurde bereits in Abschnitt 1 beschrieben. Die folgenden Punkte fassen deren Funktionalität zusammen.

- Das System enthält einen oder mehrere Doppelpolarisationssender, alternativ ein oder mehrere Paare von zwei Einzelpolarisationssendern.
- Das System besteht aus einem oder mehreren Dual-Polarisations-Empfängern.
- Das System ist eine Hin- oder Rückverbindung.
- Der Sender überträgt gleichzeitig Daten auf zwei orthogonalen Polarisationen, z. B. VP und HP oder RHCP und LHCP. Alternativ sendet ein Senderpaar gleichzeitig Daten mit zwei orthogonalen Polarisationen, z.B. einer mit VP oder RHCP und der andere mit HP bzw. LHCP. Der DualPolarisations-Sender oder das Paar von zwei Single-Polarisations-Sendern verwendet unabhängige Verarbeitungsketten für die beiden Polarisationen.
- Der Empfänger empfängt gleichzeitig Daten in zwei orthogonalen Polarisationen, zum Beispiel VP und HP oder RHCP und LHCP. Der Dualpolarisationsempfänger verwendet unabhängige Verarbeitungsketten für die beiden Polarisationen.
- Die XPI im System wird durch folgende Faktoren verursacht: die XPD der Sendeantenne, die durch Hydrometeoren verursachte Kreuzpolarisation im atmosphärischen Ausbreitungskanal und die XPD der Empfängerantenne.
- Der Empfänger im System führt AWGN ein.
- Der Empfänger führt ACM durch, um die Übertragungsraten an den XPI und die Kanalbedingungen anzupassen.
- Der XPI und das AWGN verringern die Wahrscheinlichkeit einer erfolgreichen Erkennung des empfangenen Signals, so dass Bitfehler auftreten.

Es wurden proprietäre Lösungen entwickelt, um die XPI am Empfänger zu kompensieren. Sie basieren auf einer adaptiven Filterarchitektur mit Zugang zu den Signalen in beiden Polarisationen vor den Symbol-Demapping- und Decodierungsstufen. Unter Verwendung dieser Struktur wurde in [4] eine Methode zur XPI-Kompensation (XPIC) beschrieben. Sie kann auf die Signale beider Polarisationen entweder in einem Symbolabstand oder in einem Bruchteil eines Abstandes angewendet werden. Die adaptiven Filter für den beabsichtigten und den interferierenden Pfad werden trainiert, um Signale zu erzeugen, die für die Interferenzunterdrückung verwendet werden. In der Grundform erfolgt das Training der Filter entscheidungsorientiert, blind und ohne vorherige Kenntnis der übertragenen Symbole, jedoch muss das verwendete Modulationsformat dem Empfänger bekannt sein. Es kann datengestützt mit Hilfe bekannter Pilotsignale weiter verbessert werden. Ein eng verwandtes Verfahren zur digitalen Kreuzpolarisationsentzerrung und automatischen Filterung (XDEAF) wurde in [5] vorgestellt.
In [4] heißt es, dass dieser Ansatz eine synchrone Frequenzabwärtskonvertierung der beiden Kanäle erfordert. Daher ist unklar, ob dieser Ansatz, ebenso wie die XDEAF-Methode, bei Vorhandensein einer DFO angewendet werden kann. Eine Erweiterung der XPIC-Methode für den Betrieb in Szenarien, in denen eine DFO zwischen den beiden Kanälen besteht, wird in [4][6] vorgestellt, die zusätzliche Komponenten auf Kosten einer höheren Komplexität enthält.
Die gleichzeitige PDM-Übertragung auf zwei orthogonalen Polarisationen hat das Potenzial, den Datendurchsatz in einem modernen Kommunikationssystem zu verdoppeln. Die erhöhte XPI zwischen den beiden Kanälen verringert jedoch das SNIR am Empfänger und verschlechtert die Leistung des Decoders. In modernen Satellitensystemen für die Erdbeobachtung [1][2] wird ACM eingesetzt, um das Modulationsformat an die SNIR-Bedingungen während des Sichtfensters des Satelliten anzupassen. Ein niedriger XPD-Wert ist jedoch ein limitierender Faktor für die Anwendung von Modulationsformaten höherer Ordnung und damit für den Datendurchsatz. Es wurden proprietäre Lösungen entwickelt, um den XPI am Empfänger zu kompensieren, wie XPIC [4], XDEAF [5] und ein modifizierter Empfänger mit XPIC [4][6]. Sie basieren auf einer adaptiven Filterarchitektur mit Zugang zu den Signalen beider Polarisationen vor der Symbol-Demapping- und Dekodierungsstufe, entweder in einem Symbolabstand oder in einem Bruchteil eines Abstandes. Diese Ansätze reduzieren zwar den XPI, erhöhen aber auch die Rechenkomplexität des Empfängers aufgrund des erforderlichen Trainings und der XPI-Unterdrückung mit mehreren Koeffizienten, was eine Einschränkung für die Implementierung in Hochgeschwindigkeits-Hardwaregeräten und -anwendungen darstellen kann. Darüber hinaus erfordert die XPIC-Methode eine synchrone Frequenzabwärtskonvertierung der beiden Kanäle, was eine weitere Komplikation für den Empfängerentwurf darstellt.
Erfindungsgemäß wird ein neues digitales XPI-Kompensationsverfahren mit der Bezeichnung XPI Correlation Learning Estimation and Adaptive Reduction (XPI-CLEAR) beschrieben, einschließlich eines praktischen Verfahrens zur Hochgeschwindigkeitsimplementierung in einem FPGA-Bauelement als Teil eines verbesserten digitalen Zweikanal-Empfangsgeräts. Mit Zugang zu den Signalen auf beiden Kanälen schätzt dieses nicht datengestützte und nicht entscheidungsgesteuerte Verfahren gemäß der Erfindung adaptiv den XPI und führt eine XPI-Löschung auf transparente Weise durch. Das erfindungsgemäße XPI-CLEAR-Verfahren kann in Empfängern mit unabhängigen Frequenzabwärtsumsetzungsblöcken für die beiden Kanäle angewandt werden, und es kann bei Vorhandensein von DFO zwischen den empfangenen Signalen funktionieren. Es hat eine geringere Komplexität im Vergleich zu filterbasierten Ansätzen und ist daher für Anwendungen mit höheren Raten geeignet. Infolgedessen wird das SNIR am Empfängerdecoder erhöht und die erreichbaren Datenraten verbessert.
Das digitale XPI-CLEAR-Verfahren der Erfindung wird auf die überabgetasteten Abtastwerte der Signale beider Polarisationen direkt nach den ADC-Stufen angewendet. Es nutzt die Korrelation zwischen den beiden empfangenen Signalen für die adaptive Schätzung und Löschung des XPI und unterscheidet sich daher strukturell von den auf adaptiver Filterung basierenden Ansätzen. Darüber hinaus kann die XPI-CLEAR-Methode bei Vorhandensein von DFO zwischen den beiden Kanälen eingesetzt werden. Außerdem ist die XPI-CLEAR-Methode völlig blind, transparent und signalunabhängig. Sie ist nicht entscheidungsorientiert und auch nicht datengestützt. Es hat eine geringere Komplexität als die filterbasierten Ansätze und ist daher für Anwendungen mit höheren Raten geeignet.
Erfindungsgemäß umfasst das Verfahren zum Empfangen erster und zweiter digitaler Signale, die erste und zweite unabhängige Ströme überabgetasteter und impulsförmiger digitaler komplexwertiger Basisband-Abtastwerte umfassen, in einem digitalen Dualpolarisations-Kommunikationssystem, das erste und zweite HF-Polarisationskanäle verwendet, Folgendes

- Empfangen der beiden über die beiden HF-Polarisationskanäle übertragenen digitalen Signale, wobei jedes der beiden empfangenen digitalen Signale einen Strom überabgetasteter und impulsförmiger digitaler komplexwertiger Basisband-Abtastwerte umfasst, und wobei jedes der beiden empfangenen digitalen Signale auch eine XPI-Komponente enthält,
- gemeinsame Verarbeitung der beiden empfangenen digitalen Signale zur Schätzung und Löschung der XPI-Komponenten,
- wobei die Verarbeitung die Schätzung des Kreuzfaktors umfasst, und
- wobei die Verarbeitung ferner die Schätzung jeder Störkomponente mit Hilfe des geschätzten Kreuzfaktors und die Subtraktion jeder geschätzten Störkomponente von dem entsprechenden empfangenen Signal umfasst.

Die Methode kann in einem Zweikanal-Empfangsgerät für jedes digitale Kommunikationssystem sowohl für Vorwärts- als auch für Rückwärtsverbindungen angewendet werden.
In einer ersten Variante der Erfindung umfasst der Verarbeitungsschritt ferner das Puffern der empfangenen Abtastwerte des ersten und des zweiten Kanals, um einen ersten und einen zweiten Vektor von aufeinanderfolgenden Abtastwerten des ersten bzw. des zweiten digitalen Signals zu konstruieren, wobei die beiden Vektoren die gleiche geradzahlige Länge haben, wobei die Länge die Anzahl der aufeinanderfolgenden Abtastwerte ist.
In einer zweiten Variante der Erfindung umfasst der Verarbeitungsschritt außerdem die folgenden Taktsignale:

- ein Haupttaktsignal, das die Grundfrequenz der Verarbeitung bestimmt,
- ein ungerades Taktsignal, das die halbe Frequenz des Haupttaktsignals hat und dessen ansteigende Flanke mit der ansteigenden Flanke des Haupttaktsignals synchron ist, und
- ein gerades Taktsignal, das eine verschobene Version des ungeraden Taktsignals ist und dessen ansteigende Flanke mit der abfallenden Flanke des Haupttaktsignals synchron ist.

Gemäß der zweiten Variante der Erfindung kann der Verarbeitungsschritt ferner das sequentielle Einspeisen der empfangenen Abtastwerte des ersten und des zweiten Kanals in ein erstes und ein zweites Schieberegister mit gleicher geradzahliger Länge umfassen, wobei jedes Schieberegister Verzögerungselemente umfasst, wobei die Länge die Anzahl der Verzögerungselemente ist, und wobei die Schieberegister durch das Haupttaktsignal angesteuert werden.
In einer weiteren Ausführungsform der ersten und zweiten Variante der Erfindung umfasst der Schritt der Schätzung des Kreuzfaktors ferner die Eingabe des Überabtastungsfaktors, der bei der Abtastung der beiden empfangenen Signale verwendet wird, und dessen Verwendung zur Berechnung des Abtastkorrekturfaktors durch Interpolation oder Extrapolation mit der Look-up-Tabelle (LUT) in Tabelle 1.
In einer Ausführungsform der ersten Variante der Erfindung umfasst der Schritt der Schätzung des Kreuzfaktors ferner die folgenden Schritte:

- Berechnung des Skalarprodukts zwischen den Elementen des ersten Vektors und dem komplex Konjugierten der Elemente des zweiten Vektors und Normierung des Ergebnisses durch die geradzahlige Länge des ersten Vektors,
- Verwendung des ersten Vektors zur Berechnung des Skalarprodukts zwischen den Elementen mit ungeradem Index und dem komplex Konjugierten der Elemente mit geradem Index und Normierung des Ergebnisses mit dem halben Wert der geradzahligen Länge des ersten Vektors,
- Verwendung des zweiten Vektors zur Berechnung des Skalarprodukts zwischen den Elementen mit ungeradem Index und dem komplex Konjugierten der Elemente mit geradem Index und Normierung des Ergebnisses mit dem halben Wert der geradzahligen Länge des ersten Vektors,
- man nimmt den reellen Wert der Ergebnisse der beiden letztgenannten Skalarprodukt-Operationen, die die ungeraden und geraden Elemente jedes Vektors einbeziehen, multipliziert jedes dieser reellen Werte mit dem Abtastkorrekturfaktor und addiert die Ergebnisse,
- Berechnung des reziproken Wertes des Ergebnisses der letztgenannten Addition mit Hilfe der LUT der reziproken Funktion, wobei die reziproke Funktion als 1 geteilt durch das Argument der Funktion definiert ist, und Multiplikation mit dem Ergebnis der ersten Skalarprodukt-Operation, die die Elemente des ersten und zweiten Vektors einbezieht,
- man nimmt den reellen und den imaginären Wert des Ergebnisses der letztgenannten Multiplikation, wendet die LUT für die Funktion in Gleichung (3) auf jeden von ihnen an und kombiniert jeweils die beiden Ergebnisse, um eine komplexwertige Zahl zu bilden, die die Schätzung des Kreuzfaktors ist.

In einer Ausführungsform der zweiten Variante der Erfindung umfasst der Schritt der Schätzung des Kreuzfaktors ferner die folgenden Schritte:

- Multiplizieren des Ausgangs des ersten Verzögerungselements des ersten Schieberegisters mit dem komplex Konjugierten des Ausgangs des ersten Verzögerungselements des zweiten Schieberegisters, Multiplizieren des Ausgangs des letzten Verzögerungselements des ersten Schieberegisters mit dem komplex Konjugierten des Ausgangs des letzten Verzögerungselements des zweiten Schieberegisters, Subtrahieren des Ergebnisses der letztgenannten Multiplikation vom Ergebnis der erstgenannten Multiplikation, Addieren des Ergebnisses zum Ausgang eines ersten Einzelelement-Schieberegisters, das als Akkumulator dient, vom Haupttaktsignal angesteuert wird und dessen Ergebnis in das erste Einzelelement-Schieberegister eingegeben wird,
- sequentielles Einspeisen der empfangenen Abtastwerte des ersten Kanals in ein erstes Schieberegister halber Länge mit einer Länge von der Hälfte des Wertes der geradzahligen Länge des ersten Schieberegisters, wobei das erste Schieberegister halber Länge durch das ungerade Taktsignal angesteuert wird, und sequentielles Einspeisen der empfangenen Abtastwerte des ersten Kanals in ein zweites Schieberegister halber Länge mit einer Länge von der Hälfte des Wertes der geradzahligen Länge des ersten Schieberegisters, wobei das zweite Schieberegister halber Länge durch das gerade Taktsignal angesteuert wird, Multiplizieren des Ausgangs des ersten Verzögerungselements des ersten Halblängen-Schieberegisters mit dem komplex Konjugierten des Ausgangs des ersten Verzögerungselements des zweiten Halblängen-Schieberegisters, Multiplizieren des Ausgangs des letzten Verzögerungselements des ersten Halblängen-Schieberegisters mit dem komplex Konjugierten des Ausgangs des letzten Verzögerungselements des zweiten Halblängen-Schieberegisters, Subtrahieren des Ergebnisses der letztgenannten Multiplikation vom Ergebnis der erstgenannten Multiplikation, Addieren des Ergebnisses zum Ausgang eines zweiten Einzelelement-Schieberegisters, das als Akkumulator dient, von dem geraden Taktsignal angesteuert wird und dessen Ergebnis in das zweite Einzelelement-Schieberegister eingegeben wird,
- sequentielles Einspeisen der empfangenen Abtastwerte des zweiten Kanals in ein drittes Schieberegister halber Länge mit einer Länge von der Hälfte des Wertes der geradzahligen Länge des ersten Schieberegisters, wobei das dritte Schieberegister halber Länge durch das ungerade Taktsignal angesteuert wird, und sequentielles Einspeisen der empfangenen Abtastwerte des zweiten Kanals in ein viertes Schieberegister halber Länge mit einer Länge von der Hälfte des Wertes der geradzahligen Länge des ersten Schieberegisters, wobei das vierte Schieberegister halber Länge durch das gerade Taktsignal angesteuert wird, Multiplizieren des Ausgangs des ersten Verzögerungselements des dritten Halblängen-Schieberegisters mit dem komplex Konjugierten des Ausgangs des ersten Verzögerungselements des vierten Halblängen-Schieberegisters, Multiplizieren des Ausgangs des letzten Verzögerungselements des dritten Halblängen-Schieberegisters mit dem komplex Konjugierten des Ausgangs des letzten Verzögerungselements des vierten Halblängen-Schieberegisters, Subtrahieren des Ergebnisses der letztgenannten Multiplikation vom Ergebnis der erstgenannten Multiplikation, Addieren des Ergebnisses zum Ausgang eines dritten Einzelelement-Schieberegisters, das als Akkumulator dient, von dem geraden Taktsignal angesteuert wird und dessen Ergebnis in das dritte Einzelelement-Schieberegister eingegeben wird,
- man nimmt die reellen Werte der Ausgänge des zweiten und dritten Einzelelement-Schieberegisters, multipliziert sie jeweils mit dem Abtastkorrekturfaktor und mit der Konstante aus Gleichung (4) und addiert die beiden Ergebnisse,
- Berechnung des reziproken Wertes des Ergebnisses der letztgenannten Addition mit Hilfe des LUT der reziproken Funktion, wobei die reziproke Funktion als 1 geteilt durch das Argument der Funktion definiert ist, und Multiplikation mit dem Ausgang des ersten Einzelelement-Schieberegisters und mit der Konstante aus Gleichung (5),
- man nimmt den reellen und den imaginären Wert des Ergebnisses der letztgenannten Multiplikation, wendet die LUT für die Funktion in Gleichung (3) auf jeden von ihnen an und kombiniert jeweils die beiden Ergebnisse, um eine komplexwertige Zahl zu bilden, die die Schätzung des Kreuzfaktors ist.

In einer weiteren Ausführungsform der zweiten Variante der Erfindung umfasst der Verarbeitungsschritt ferner das Initialisieren aller Schieberegister mit Nullen zu Beginn der Ausführung.
In einer weiteren Ausführungsform der ersten Variante der Erfindung umfasst der Schritt der Schätzung jeder Kreuzpolarisations-Interferenzkomponente und ihrer Subtraktion von dem empfangenen Signal die folgenden Schritte:

- Multiplizieren der Schätzung des Kreuzfaktors mit den Abtastwerten des zweiten Vektors und elementweises Subtrahieren des Ergebnisses von den Abtastwerten des ersten Vektors, wodurch verbesserte empfangene Abtastwerte des ersten Kanals entstehen,
- Multiplizieren der konjugierten Schätzung des Kreuzfaktors mit den Abtastwerten des ersten Vektors und elementweises Subtrahieren des Ergebnisses von den Abtastwerten des zweiten Vektors, wodurch verbesserte empfangene Abtastwerte des zweiten Kanals entstehen.

In einer weiteren Ausführungsform der zweiten Variante der Erfindung umfasst der Schritt der Schätzung jeder Kreuzpolarisations-Interferenzkomponente und ihrer Subtraktion von dem empfangenen Signal ferner die folgenden Schritte:

- Multiplizieren der Schätzung des Kreuzfaktors mit der Ausgabe des letzten Verzögerungselements des zweiten Schieberegisters und Subtrahieren des Ergebnisses von der Ausgabe des letzten Verzögerungselements des ersten Schieberegisters, wodurch ein verbessertes empfangenes Sample des ersten Kanals erzeugt wird,
- Multiplizieren der konjugierten Schätzung des Kreuzfaktors mit der Ausgabe des letzten Verzögerungselements des ersten Schieberegisters und Subtrahieren des Ergebnisses von der Ausgabe des letzten Verzögerungselements des zweiten Schieberegisters, wodurch ein verbessertes empfangenes Sample des zweiten Kanals erzeugt wird.

In noch einer weiteren Ausführungsform der zweiten Variante der Erfindung umfasst der Verarbeitungsschritt ferner die sequentielle Ausgabe der verbesserten empfangenen Abtastwerte für den ersten und zweiten Kanal, wobei die Gültigkeit der verbesserten empfangenen Abtastwerte durch ein binäres Ausgangs-Valid-Signal bestimmt wird, wobei das Ausgangs-Valid-Signal als Null initialisiert wird und auf Eins gesetzt wird, sobald ein Zählersignal, das durch das Haupttaktsignal angetrieben und als Null initialisiert wird, einen Wert erreicht, der gleich der geradzahligen Länge des ersten Schieberegisters ist.
Die vorliegende Erfindung wird nachfolgend unter Bezugnahme auf die Zeichnung näher beschrieben, in der

1 ist ein Blockdiagramm eines digitalen Dualpolarisations-Kommunikationssystems mit Kreuzpolarisationsinterferenz,
2 ist ein Blockdiagramm des Kreuzpolarisations-Interferenzmodells,
3 ist ein Blockdiagramm des Zweikanal-Empfängers, der das erfindungsgemäße XPI-CLEAR-Verfahren implementiert,
4 ist ein Blockdiagramm des erfindungsgemäßen XPI-CLEAR-Verfahrens,
5 ist ein Diagramm des Abtastkorrekturfaktors als Funktion des Überabtastungsfaktors,
6 ist ein Blockdiagramm des FPGA-Bausteins, der das erfindungsgemäße XPI-CLEAR-Verfahren implementiert,
7a) und 7b) zeigen einen Vergleich von Standard- und verbesserten Empfängern für reellwertige Kreuzfaktoren und Einheitsimpulsantworten im XPI-Modell für XPD-Werte von 10, 15 und 20 dB,
8a) und 8b) zeigen einen Vergleich von Standard- und verbesserten Empfängern für komplexwertige Kreuzfaktoren und Einheitsimpulsantworten im XPI-Modell bei einem XPD von 15 dB und Phasenwinkeln von 15, 30 und 45 Grad,
9a) und 9b) zeigen einen Vergleich von Standard- und verbesserten Empfängern für einen reellwertigen Kreuzfaktor und Einheitsimpulsantworten im XPI-Modell für einen XPD von 15 dB und einen DFO mit Phasenschritten von 0,06, 0,12 und 0,18 Grad,
10a) und 10b) zeigen die komplexwertige FIR-Impulsantwort (Realteil in 10a) und Imaginärteil in 10b)) im XPI-Modell,
11a) und 11b) zeigen einen Vergleich von Standard- und verbesserten Empfängern für reellwertige Kreuzfaktoren und für ein gegebenes Beispiel von Impulsantworten im XPI-Modell für XPD-Werte von 10, 15 und 20 dB.

Im Folgenden wird ein neuer digitaler Dualpolarisationsempfänger beschrieben, der die neue XPI-Kompensationsmethode, XPI-CLEAR genannt, erfindungsgemäß implementiert. Das Blockschaltbild dieses Empfängers ist in 3 dargestellt. Die Signale der beiden Polarisationen werden von der Antenne empfangen und nehmen AWGN auf. Jedes Signal wird mit Hilfe eines LNA verstärkt, in das Basisband heruntergewandelt und durch einen ADC geleitet. Da der Block der XPI-CLEAR-Methode lokalen Zugriff auf die Signale beider Kanäle hat, werden die überabgetasteten Signale der beiden Polarisationen nach den ADC-Stufen eingegeben. Gleiche Weglängen, z. B. in Form von Kabeln oder Kupferleitungen zwischen der Empfangsantenne und der digitalen Elektronik in den beiden Kanälen, sind erforderlich, um einen differentiellen Zeitversatz zwischen den beiden Signalen auf diesem Teil der Übertragungskette zu vermeiden. Außerdem wird davon ausgegangen, dass zwei gleiche synchrone Abtast-Haupttakte die beiden ADCs ansteuern, was aufgrund der gemeinsamen Unterbringung der digitalen Verarbeitungselektronik leicht zu erreichen ist, und dass Abtastraten erforderlich sind, die größer oder gleich der Nyquist-Rate sind, was in HF-Kommunikationssystemen eine gängige Prämisse ist. Bei Vorhandensein von DFO zwischen den beiden Kanälen, wenn zwei unabhängige Frequenzabwärtswandlungsblöcke verwendet werden, muss die Abtastrate ausreichend größer als die Nyquist-Rate sein, um die DFO zu berücksichtigen. Der XPI-CLEAR-Block führt die Schätzung und Löschung des XPI auf transparente Weise durch, wobei er die Signalabtastwerte auf beiden Kanälen gleichzeitig verwendet. Die verarbeiteten Signalabtastungen der beiden Kanäle werden ausgegeben und jeweils den nachfolgenden Empfängerstufen zugeführt, wobei alle strukturellen Signaleigenschaften erhalten bleiben. In den folgenden Blöcken werden die Signale der beiden Kanäle synchronisiert, gefiltert, abgetastet, demultiplexiert, demappiert und dekodiert, um die empfangenen Datenbits zu erzeugen.

Das Blockdiagramm des XPI-CLEAR-Verfahrens ist in 4 dargestellt. Als Eingang nimmt der XPI-CLEAR-Block die Abtastwerte der überabgetasteten Signale der beiden Polarisationen. Ohne Verlust der Allgemeingültigkeit wird in der gesamten Beschreibung von komplexwertigen Signalen ausgegangen, sofern nicht anders angegeben, und die Trennung in In-Phase (I)- und Quadratur (Q)-Komponenten wird als einfach betrachtet. Für die Signale der beiden Polarisationen sind keine Vorkenntnisse über den Leistungspegel oder die Pegelskalierung erforderlich. Darüber hinaus wird der Überabtastungsfaktor, der in beiden ADCs der beiden Kanäle verwendet wird, als Eingabe bereitgestellt. Er ist eine reelle Zahl größer oder gleich 2 und wird zur Berechnung eines Abtastkorrekturfaktors verwendet. Für eine TDM-Übertragung mit SRRCF-Impulsformung mit Roll-Off-Faktoren zwischen 5 % und 35 %, was bei den meisten Satellitenkommunikationsstandards der Fall ist, ist der Abtastkorrekturfaktor als Funktion des Überabtastungsfaktors in 5 dargestellt, und die Werte für die entsprechende Abtast-LUT sind in Tabelle 1 aufgeführt. Der Abtastkorrekturfaktor ist eine reelle Zahl größer oder gleich 1 und konvergiert bei sehr großen Überabtastungsfaktoren gegen 1. Im Allgemeinen kann eine LUT in der digitalen Elektronik verwendet werden, um eine Hochgeschwindigkeitsimplementierung einer Funktion zu erreichen. Die Wertepaare in der LUT können verwendet werden, um die Ausgabe für eine gegebene Eingabe entsprechend dem nächstgelegenen Eingabe-Ausgabe-Paar oder durch Interpolation und Extrapolation, z. B. linear, quadratisch usw., zu berechnen. Die Größe der LUT und die Granularität der Quantisierung sowie die Verwendung von Interpolation/Extrapolation bestimmen den Kompromiss zwischen numerischer Genauigkeit und Verarbeitungsgeschwindigkeit. Tabelle 1 - LUT für die Werte des Abtastkorrekturfaktors in Abhängigkeit vom Überabtastungsfaktor

Überabtastungsfaktor	Korrekturfaktor für die Probenahme	Überabtastungsfaktor	Korrekturfaktor für die Probenahme	Überabtastungsfaktor	Korrekturfaktor für die Probenahme
2	1.5885	4	1.1138	6	1.0488
2.1	1.5153	4.1	1.1079	6.1	1.0469
2.2	1.4562	4.2	1.1025	6.2	1.0453
2.3	1.4068	4.3	1.0975	6.3	1.0438
2.4	1.3667	4.4	1.0928	6.4	1.0425
2.5	1.3309	4.5	1.0885	6.5	1.0411
2.6	1.3009	4.6	1.0845	6.6	1.0399
2.7	1.2750	4.7	1.0807	6.7	1.0386
2.8	1.2525	4.8	1.0774	6.8	1.0375
2.9	1.2328	4.9	1.0739	6.9	1.0364
3	1.2153	5	1.0709	7	1.0353
3.1	1.1997	5.1	1.0680	7.1	1.0343
3.2	1.1858	5.2	1.0653	7.2	1.0334
3.3	1.1734	5.3	1.0627	7.3	1.0324
3.4	1.1624	5.4	1.0603	7.4	1.0315
3.5	1.1522	5.5	1.0581	7.5	1.0307
3.6	1.1434	5.6	1.0559	7.6	1.0298
3.7	1.1349	5.7	1.0539	7.7	1.0291
3.8	1.1272	5.8	1.0520	7.8	1.0283
3.9	1.1202	5.9	1.0502	7.9	1.0276
				8	1.0269

Jedes Signal der beiden Polarisationen VP/RHCP_in und HP/LHCP_in wird jeweils gepuffert, um zwei Vektoren aufeinanderfolgender Abtastwerte y₁ und y₂ mit der Länge N, einer geraden Zahl, zu bilden, die von 1 bis N indiziert sind. Die Elemente der beiden Vektoren werden verwendet, um das Skalarprodukt zwischen den Elementen des ersten Vektors y₁ und der komplexen Konjugierten der Elemente des zweiten Vektors conj(y₂) zu berechnen. Das Ergebnis wird durch N geteilt. Außerdem werden die Elemente des ersten Vektors, y₁, verwendet, um das Skalarprodukt zwischen den Elementen mit einem ungeraden Index, y_1,odd, und der komplexen Konjugierten der Elemente mit einem geraden Index, conj(y1_,even), zu berechnen. Das Ergebnis wird durch N/2 geteilt. Die Elemente des zweiten Vektors, y₂, werden ebenfalls verwendet, um das Skalarprodukt zwischen den Elementen mit ungeradem Index, y_2,odd, und der komplexen Konjugierten der Elemente mit geradem Index, conj(y2_,even), zu berechnen. Das Ergebnis wird ebenfalls durch N/2 geteilt. Die Realteile der Ergebnisse der Skalarprodukt-Operationen mit den ungeraden und geraden Elementen jedes Vektors werden genommen, dann mit dem Abtastkorrekturfaktor multipliziert und addiert. Das Ergebnis der Addition wird durch eine LUT für die reziproke Funktion f(x) = 1/x geleitet und dann mit dem Ergebnis der Skalarprodukt-Operationen mit den Elementen der beiden Vektoren multipliziert. Der Real- und der Imaginärteil des Ergebnisses werden getrennt durch eine LUT für die Funktion geleitet: $ƒ (x) = Real {\frac{1 - \sqrt{1 - 4 x^{2}}}{2 x}} .$
Die beiden Ergebnisse werden dann jeweils kombiniert, um einen komplexwertigen Faktor zu bilden. Dieser Faktor wird dann mit den Abtastwerten des zweiten Vektors, y₂, multipliziert und das Ergebnis elementweise von den Abtastwerten des ersten Vektors, y₁, subtrahiert, um die XPI-Löschung durchzuführen. Der Faktor wird ebenfalls konjugiert, dann mit den Abtastwerten des ersten Vektors y₁ multipliziert, und das Ergebnis wird elementweise von den Abtastwerten des zweiten Vektors y₂ subtrahiert. Als Ergebnis werden die Signalabtastwerte der beiden Kanäle mit reduziertem XPI, VP/RHCP_out und HP/LHCP_out, erzeugt und als Ausgang des XPI-CLEAR-Blocks bereitgestellt.
Die Größe der Vektoren y₁ und y₂, N, kann ausreichend groß gewählt werden, um eine AWGN-Mittelung zu ermöglichen, z. B. größer als 200 Abtastwerte. Die Obergrenze der Vektorgröße kann in Übereinstimmung mit der DFO bestimmt werden. Die DFO, f_DFO, kann als das Produkt aus der HF-Trägerfrequenz, f_c, und der differentiellen Empfindlichkeit der beiden VCOs in den beiden Kanälen, Svco , berechnet werden, die üblicherweise in Teilen pro Million (ppm) angegeben wird, f_DFO = f_c·S_VCO. Beispielsweise kann in einem Ka-Band-Satellitensystem für die Erdbeobachtung bei einer Trägerfrequenz von 25 GHz und einer typischen differentiellen Empfindlichkeit der VCOs von 20 ppm ein DFO von bis zu 500 KHz erwartet werden. Bei der Verwendung von Abtastraten f_s, die größer oder gleich dem Doppelten der Summe aus der Symbolrate B_s und der DFO sind, die mit Hilfe des Überabtastungsfaktors η eingestellt werden kann, lässt sich die Wirkung der DFO als eine elementweise Multiplikation der Abtastwerte eines der empfangenen Signale mit einem rotierenden komplexen Exponential mit einer Schrittweite von 360·f_DFO/f_s in Grad modellieren. Folglich können der Überabtastungsfaktor und die Abtastrate, f_s = η·B_s, gemäß der folgenden Ungleichung gewählt werden: η·B_s ≥ 2·(B_s + f_DFO). Die Obergrenze der Vektorgröße kann als 0,25- f_s·f_DFO bestimmt werden, und die folgende Ungleichung kann als Richtwert verwendet werden: 200 ≤ N ≤ 0,25· f_s/_DFO.
Ein Verfahren für eine praktische Hochgeschwindigkeitsimplementierung des XPI-CLEAR-Verfahrens in einem FPGA-Baustein als Teil eines verbesserten Zweikanal-Digitalempfängers wird ebenfalls in diesem Patent beschrieben. Das Blockdiagramm des FPGA-Bausteins, der die XPI-CLEAR-Methode implementiert, ist in 6 dargestellt. Um eine schnelle Implementierung zu ermöglichen, werden alle Signale in Form von Festkommazahlen dargestellt. Ohne Verlust der Allgemeingültigkeit werden in der gesamten Beschreibung, sofern nicht anders angegeben, komplexwertige Signale vorausgesetzt, und die Trennung in I- und Q-Komponenten wird als einfach betrachtet.
Als Steuereingang nimmt der XPI-CLEAR-Block drei Binärsignale entgegen, die zur Steuerung der Operationen verwendet werden. Das Haupttaktsignal bestimmt die Grundfrequenz der Verarbeitung. Das clock_odd-Signal hat die halbe Frequenz (oder die doppelte Periode) des Haupttaktsignals, und seine ansteigende Flanke ist synchron mit der ansteigenden Flanke des Haupttaktsignals. Das clock_even-Signal ist eine verschobene Version des clock_odd-Signals, und zwar so, dass seine ansteigende Flanke mit der abfallenden Flanke des Haupttaktsignals synchron ist. Zu Beginn der Ausführung werden alle Register und Zähler mit Nullen initialisiert.
Als Dateneingang nimmt der XPI-CLEAR-Block die Abtastwerte der überabgetasteten Signale der beiden Polarisationen. Jedes Signal VP/RHCP_in und HP/LHCP_in wird jeweils in ein Schieberegister, reg_1 und reg_2, eingespeist, ein Abtastwert nach dem anderen in Übereinstimmung mit dem Haupttaktsignal. Für die Signale der beiden Polarisationen sind keine Vorkenntnisse über den Leistungspegel oder die Pegelskalierung erforderlich, abgesehen von der Anpassung des Festkomma-Präzisionsformats in Bezug auf die Wort- und Bruchlänge, die bei FPGA-Implementierungen erforderlich ist. Die Länge der Schieberegister reg_1 und reg_2 ist durch die Konstante const_length_of_reg_1 gegeben, die eine gerade Zahl ist, und die Indizes der Verzögerungselemente werden als 1 bis const_length_of_reg_1 von links nach rechts angegeben. Der Ausgang des ersten Verzögerungselements von reg_1 wird mit der konjugierten komplexen Funktion des Ausgangs des ersten Verzögerungselements von reg_2 multipliziert. Die Ausgabe des letzten Verzögerungselements von reg_1 wird mit der komplex Konjugierten der Ausgabe des letzten Verzögerungselements von reg_2 multipliziert. Das Ergebnis der letztgenannten Multiplikation wird vom Ergebnis der erstgenannten Multiplikation subtrahiert, und das Ergebnis wird zum Ausgang eines Einzelelement-Schieberegisters reg_acc_cross addiert, das vom Haupttaktsignal gesteuert wird. Das Ergebnis wird dann in das Register reg_acc_cross eingegeben, das als Akkumulator dient.
Die Abtastwerte der ersten Polarisation VP/RHCP werden auch in ein Schieberegister reg_odd_1 eingespeist, das vom clock_odd-Signal gesteuert wird, und in ein Schieberegister reg_even_1, das vom clock_even-Signal gesteuert wird. Die Länge der Schieberegister reg_odd_1 und reg_even_1 ist durch die Hälfte des Wertes der Konstante const_length_of_reg_1 gegeben. Der Ausgang des ersten Verzögerungselements von reg_odd_1 wird mit dem komplex Konjugierten des Ausgangs des ersten Verzögerungselements von reg_even_1 multipliziert. Der Ausgang des letzten Verzögerungselements von reg_odd_1 wird mit der konjugierten Komplexität des Ausgangs des letzten Verzögerungselements von reg_even_1 multipliziert. Das Ergebnis der letztgenannten Multiplikation wird vom Ergebnis der erstgenannten Multiplikation subtrahiert, und das Ergebnis wird zum Ausgang eines Einzelelement-Schieberegisters reg_acc_auto_1 addiert, das durch das clock_even-Signal angesteuert wird. Das Ergebnis wird dann in das Register reg_acc_auto_1 eingegeben, das als Akkumulator dient.
In ähnlicher Weise werden die Abtastwerte der zweiten Polarisation HP/LHCP auch in ein Schieberegister reg_odd_2, das vom clock_odd-Signal angesteuert wird, und in ein Schieberegister reg_even_2, das vom clock_even-Signal angesteuert wird, eingespeist. Die Länge der Schieberegister reg_odd_2 und reg_even_2 ist durch die Hälfte des Wertes der Konstante const_length_of_reg_1 gegeben. Der Ausgang des ersten Verzögerungselements von reg_odd_2 wird mit dem komplex Konjugierten des Ausgangs des ersten Verzögerungselements von reg_even_2 multipliziert. Der Ausgang des letzten Verzögerungselements von reg_odd_2 wird mit der komplex Konjugierten des Ausgangs des letzten Verzögerungselements von reg_even_2 multipliziert. Das Ergebnis der letztgenannten Multiplikation wird vom Ergebnis der erstgenannten Multiplikation subtrahiert, und das Ergebnis wird zum Ausgang eines Ein-Element-Schieberegisters reg_acc_auto_2 addiert, das vom clock_even-Signal angesteuert wird. Das Ergebnis wird dann in das Register reg_acc_auto_2 eingegeben, das als Akkumulator dient.
Darüber hinaus wird der Überabtastungsfaktor, der bei beiden ADCs der beiden Kanäle verwendet wird, als Eingabe für den XPI-CLEAR-Block bereitgestellt. Er ist eine reelle Zahl größer oder gleich 2 und wird in die Sampling-LUT aus Tabelle 1 eingegeben. Als Ausgang der Abtast-LUT wird der reellwertige Abtastkorrekturfaktor in eine dreifache Multiplikation mit dem Realteil des Ausgangs von reg_acc_auto_1 und mit der Konstante eingegeben: $c o n s t_a c c_a u t o = 2 / (c o n s t_l e n g t h_o f_r e g_1 - 2) .$
Der Abtastkorrekturfaktor wird ebenfalls in einer Dreifachmultiplikation mit dem Realteil des Ausgangs von reg_acc_auto_2 und mit der Konstante const_acc_auto eingegeben. Die Ergebnisse dieser beiden Multiplikationen werden addiert, und das Ergebnis wird durch eine LUT für die reziproke Funktion f(x) = 1/x geleitet. Der Ausgang der reziproken LUT wird in eine Dreifachmultiplikation mit dem Ausgang von reg_acc_cross und mit der Konstante eingegeben: $c o n s t_a c c_c r o s s = 1 / (c o n s t_l e n g t h_o f_r e g_1 - 1) .$
Der Real- und der Imaginärteil des Ergebnisses werden getrennt durch eine LUT für die Funktion aus Gleichung (3) geleitet. Die beiden Ergebnisse werden dann jeweils kombiniert, um einen komplexwertigen Faktor zu bilden. Dieser Faktor wird dann mit dem Ausgang des letzten Verzögerungselements von reg_2 multipliziert, und das Ergebnis wird vom Ausgang des letzten Verzögerungselements von reg_1 subtrahiert, um die XPI-Kompensation durchzuführen. Der Faktor wird ebenfalls konjugiert, dann mit dem Ausgang des letzten Verzögerungselements von reg_1 multipliziert, und das Ergebnis wird vom Ausgang des letzten Verzögerungselements von reg_2 subtrahiert. Als Ergebnis werden die Signalabtastwerte der beiden Kanäle mit reduziertem XPI, VP/RHCP_out und HP/LHCP_out, erzeugt und als Ausgang des XPI-CLEAR-Blocks bereitgestellt. Diese Abtastwerte werden sequentiell gestreamt und sind nach einer Verarbeitungsverzögerung gültig. Diese Gültigkeit wird durch das binäre output_valid-Signal bestimmt, das am Ausgang des XPI-CLEAR-Blocks bereitgestellt wird. Das output_valid-Signal wird mit Null (false) initialisiert und auf Eins (true) gesetzt, sobald das vom Haupttaktsignal getriebene Zählersignal einen Wert erreicht, der const_length_of_reg_1 entspricht.
Die Leistungsvorteile des erfindungsgemäßen XPI-CLEAR-Verfahrens und des verbesserten Empfängers in dieser Erfindung wurden anhand einer Monte-Carlo-Simulation einer Satelliten-Downlink-Übertragung unter Verwendung von PDM auf zwei orthogonalen Polarisationen, LHCP und RHCP, bei einer Trägerfrequenz von 25 GHz im Ka-Band bewertet. Für die Datenübertragung in jedem der beiden Kanäle wird ein Einträger-TDM-Schema nach dem DVB-S2X-Standard [1] verwendet. Dabei wird eine Trägersymbolrate von 250 MBaud mit einem Träger-Rolloff von 20 % in Verbindung mit einem Überabtastungsfaktor von 4 verwendet, was zu einer Abtastrate von 1 Gsps führt. In jedem Kanal wird eine Signalform verwendet, die aus 100 Rahmen der physikalischen Schicht (PL) besteht, wobei jeder PL-Rahmen aus 10800 Datensymbolen eines 16-APSK-Modulationsformats gemäß einem LDPC-Code mit 4/5-Rate besteht. Für den Betrieb des XPI-CLEAR-Verfahrens wird die Vektorlänge auf N = 500 eingestellt. Während im Ka-Band [1] ein XPD von 17 dB erwartet werden kann, wird die Leistung des neuen Verfahrens und des verbesserten Empfängers für XPD-Werte bis hinunter zu 10 dB bewertet.
Zunächst wird die Leistung des verbesserten Empfängers mit der XPI-CLEAR-Methode mit einem Standardempfänger ohne XPI-CLEAR für reellwertige Kreuzfaktoren und Einheitsimpulsantworten im XPI-Modell für XPD-Werte von 10, 15 und 20 dB verglichen. Das Träger-Störungs-Verhältnis C/I und das Träger-Rausch-Störungs-Verhältnis C/(N+I) in der empfangenen Konstellation sind in 7 als Funktion des Verhältnisses zwischen der Energie pro Symbol und der spektralen Rauschleistungsdichte E_s /N₀ dargestellt. Es ist anzumerken, dass sehr ähnliche Leistungskurven aus Tests mit Modulationen noch höherer Ordnung bis hin zu 32-APSK resultieren, da die XPI-CLEAR-Methode unabhängig vom verwendeten Modulationsformat ist. In dem vorgestellten Szenario wird auf beiden Kanälen eine ähnliche Leistung beobachtet. Die Verschlechterung des C/I für E_s /N₀ Werte kleiner als ca. 6 dB führt nur zu einer geringen Verschlechterung des C/(N+I), während die Verbesserung des C/I für E_s /N₀ Werte größer als ca. 6 dB zu einer signifikanten Verbesserung des C/(N+I) führt. Da C/(N+I) in der empfangenen Konstellation die Metrik ist, die die Paketfehlerrate (PER) des Empfängers bestimmt, ist die resultierende Verschlechterung für C/(N+I)-Werte unter 5 dB weniger als 1 dB für einen sehr niedrigen XPD von 10 dB und vernachlässigbar für praktische XPD-Werte über 15 dB, während die Verbesserungen für C/(N+I)-Werte über 5 dB beträchtlich sind und bis zu 12,7 dB im vorgestellten Szenario betragen. Die Leistung von Modulationen niedrigerer Ordnung wie QPSK wird durch die E_s /N₀ begrenzt, und praktische C/I-Werte von mehr als 10 dB, die einem XPD von mehr als 10 dB entsprechen, sind nur ein geringes Problem. Da QPSK beispielsweise C/(N+I)-Werte von 1 bis 6,4 dB für verschiedene Coderaten erfordert, um das PER-Ziel zu erreichen, wird nur eine geringfügige Verschlechterung von weniger als 1 dB für einen sehr niedrigen XPD von 10 dB festgestellt, während die Verschlechterung für praktische XPD-Werte über 15 dB vernachlässigbar ist. Bei Modulationen höherer Ordnung wie 8-PSK, 16-APSK und 32-APSK sind C/(N+I)-Werte von mehr als 5,5, 9 bzw. 12,7 dB erforderlich, um das PER-Ziel zu erreichen, wobei erhebliche Leistungsverbesserungen zu verzeichnen sind. Die Ergebnisse rechtfertigen die Eignung des XPI-CLEAR-Verfahrens für die Anwendung mit ACM. Die Gewinne des C/I bei einem mittleren E_s /N₀ von 14 dB betragen 7,8, 7,1 und 4,5 dB für XPD-Werte von 10, 15 bzw. 20 dB. Diese steigen auf 15,3, 11,4 und 6,7 dB bei höheren E_s /N₀ von 26 dB. Die Verstärkungen des C/(N+I) im mittleren Bereich E_s /N₀ von 14 dB betragen 3,9, 1,9 und 0,6 dB. Diese steigen auf 12,7, 8,5 und 4,3 dB bei höheren E_s /N₀ von 26 dB. Für das 16-APSK-Modulationsschema mit 4/5-Rate, das ein C/(N+I) von 11 dB erfordert, um das PER-Ziel zu erreichen, ermöglicht der verbesserte Empfänger mit der XPI-CLEAR-Methode die Verwendung dieses Modulationsschemas bei einem XPD von 10 dB, und für praktische XPD-Werte von mehr als 15 dB werden Gewinne von mindestens 1,8 dB in Bezug auf das erforderliche E_s /N₀ präsentiert.
Die Leistung des verbesserten Empfängers mit der XPI-CLEAR-Methode wird ferner mit einem Standardempfänger ohne XPI-CLEAR für komplexwertige Kreuzfaktoren und Einheitsimpulsantworten im XPI-Modell für einen praktischen XPD von 15 dB und Phasenwinkel von 15, 30 und 45 Grad verglichen, um die Auswirkungen der Depolarisierung aufgrund atmosphärischer Bedingungen zu bewerten. Dabei stellt ein Phasenwinkel von 45 Grad den ungünstigsten Wert dar [1]. Das C/I-Verhältnis und das C/(N+I)-Verhältnis in der empfangenen Konstellation sind in 8 als Funktion des Verhältnisses E_s /N₀ dargestellt. In dem vorgestellten Szenario wird auf beiden Kanälen eine ähnliche Leistung beobachtet. Während dieser Aufbau keinen Einfluss auf den Standardempfänger hat, zeigt er eine Abhängigkeit der Leistung der XPI-CLEAR-Methode vom Phasenwinkel des Kreuzfaktors. Die C/I-Verstärkungen im mittleren Bereich E_s /N₀ von 14 dB betragen 5,8, 3,7 und 1,8 dB bei einem XPD von 15 dB und Phasenwinkeln von 15, 30 und 45 Grad. Diese steigen auf 8,4, 4,8 und 2,3 dB bei höheren E_s /N₀ von 26 dB. Die Verstärkungen des C/(N+I) im mittleren Bereich E_s /N₀ von 14 dB betragen 1,7, 1,3 und 0,7 dB. Diese steigen auf 6,8, 4,2 und 2,1 dB bei höheren E_s /N₀ von 26 dB. Für die 4/5-Rate 16-APSK-Modulation bei C/(N+I) von 11 dB werden Gewinne von 1,7, 1,4 bzw. 0,9 dB in Bezug auf die erforderlichen E_s /N₀ für komplexwertige Kreuzfaktoren mit dem verbesserten Empfänger mit der XPI-CLEAR-Methode vorgestellt.
Darüber hinaus wird die Leistung des verbesserten Empfängers mit der XPI-CLEAR-Methode mit einem Standardempfänger ohne XPI-CLEAR für einen reellwertigen Kreuzfaktor und Einheitsimpulsantworten im XPI-Modell für einen praktischen XPD von 15 dB und einen DFO mit Phaseninkrementen von 0,06, 0,12 und 0,18 Grad verglichen, um die Auswirkungen des DFO zwischen den Abtastwerten der beiden Kanäle zu bewerten. Dabei wird die Vektorlänge von N = 500 als oberer Wert der Ungleichung 200 ≤ N ≤ 0,25·f_s/f_DFO betrachtet und damit der Worst-Case-Wert des Phaseninkrements des DFO mit 0,18 Grad für eine differentielle Empfindlichkeit zwischen den VCOs in den beiden Kanälen von S_VCO = 20 ppm und die betrachteten Aufbauparameter bestimmt. Das C/I-Verhältnis und das C/(N+I)-Verhältnis in der empfangenen Konstellation sind in 9 als Funktion des Verhältnisses E_s /N₀ dargestellt. In dem vorgestellten Szenario wird auf beiden Kanälen eine ähnliche Leistung beobachtet. Während dieser Aufbau keinen Einfluss auf den Standardempfänger hat, da der DFO im Synchronisationsblock kompensiert wird, zeigt er eine Abhängigkeit der Leistung der XPI-CLEAR-Methode vom Phaseninkrementwinkel des DFO. Die C/I-Verstärkungen im mittleren Bereich E_s /N₀ von 14 dB betragen 6,7, 5,5 und 4,3 dB für einen XPD von 15 dB und einen DFO mit Phaseninkrementen von 0,06, 0,12 bzw. 0,18 Grad. Diese steigen auf 10,3, 7,9 und 5,7 dB bei einem höheren E_s /N₀ von 26 dB. Die Verstärkungen des C/(N+I) im mittleren Bereich E_s /N₀ von 14 dB betragen 1,9, 1,7 und 1,4 dB. Diese steigen auf 7,9, 6,5 und 4,9 dB bei höheren E_s /N₀ von 26 dB. Für die 4/5-Rate 16-APSK-Modulation bei C/(N+I) von 11 dB werden Gewinne von 1,7, 1,6 bzw. 1,5 dB in Bezug auf den erforderlichen E_s /N₀ für einen reellwertigen Kreuzfaktor und einen DFO zwischen den Abtastwerten der beiden Kanäle mit dem verbesserten Empfänger mit der XPI-CLEAR-Methode vorgestellt.
Die Leistung des verbesserten Empfängers mit der XPI-CLEAR-Methode wird auch mit einem Standardempfänger ohne XPI-CLEAR für reellwertige Kreuzfaktoren und ein Beispiel für Impulsantworten im XPI-Modell für XPD-Werte von 10, 15 und 20 dB verglichen, um die Auswirkungen von Speichereffekten aufgrund der Frequenzselektivität des XPD zu bewerten. Die Impulsantworten werden als FIR-Filter (finite impulse response) mit einer Gruppenverzögerung modelliert, und ein Beispiel für die komplexwertigen Abgriffe ist in 10 in Übereinstimmung mit dem XPI-Modell aus 2 dargestellt. Es wurde ein unsymmetrischer Aufbau gewählt, um die Leistung des Empfängers in einem Szenario zu bewerten, in dem zwei unabhängige Antenneneinspeisungen mit unterschiedlichen Impulsantworten verwendet werden. Das C/I-Verhältnis und das C/(N+I)-Verhältnis in der empfangenen Konstellation sind in 11 als Funktion des Verhältnisses E_s /N₀ dargestellt. Im vorgestellten Szenario ist einer der Kanäle schlechteren C/I-Bedingungen unterworfen als der andere, und daher ist die Leistung sowohl des Standard- als auch des verbesserten Empfängers in den beiden Kanälen unterschiedlich. Der Unterschied im C/I-Verhältnis ist bei niedrigerem E_s /N₀ ausgeprägter, während sich der Unterschied bei höherem E_s /N₀ verringert. Infolgedessen ist der Unterschied im C/(N+I)-Verhältnis nur noch geringfügig. Die Verstärkungen des C/I-Verhältnisses im mittleren Bereich E_s /N₀ von 14 dB betragen 6,5, 4,7 und 2,2 dB für XPD-Werte von 10, 15 bzw. 20 dB in einem der Kanäle, während die Verstärkungen 6,9, 5,2 und 2,6 dB im anderen Kanal betragen. Diese steigen auf 12,2, 8 und 3,9 dB bei höheren E_s /N₀ von 26 dB in einem der Kanäle, während die Verstärkungen 11,5, 7,4 und 3,6 dB im anderen Kanal betragen. Die Verstärkungen des C/(N+I) bei mittleren E_s /N₀ von 14 dB betragen 3,7, 1,7 und 0,5 dB in beiden Kanälen. Diese steigen auf 10,6, 6,5 und 2,9 dB bei höheren E_s /N₀ von 26 dB in beiden Kanälen. Für die 4/5-Rate 16-APSK-Modulation bei C/(N+I) von 11 dB ermöglicht der verbesserte Empfänger mit der XPI-CLEAR-Methode die Verwendung dieses Modulationsschemas bei einem XPD von 10 dB, und für praktische XPD-Werte größer als 15 dB und für das gegebene Beispiel von FIR-Impulsantworten im XPI-Modell werden Gewinne von mindestens 1,8 dB in Bezug auf das erforderliche E_s /N₀ präsentiert.
Das erfindungsgemäße XPI-CLEAR-Verfahren und das Verfahren für eine praktische Hochgeschwindigkeitsimplementierung in einem FPGA-Bauelement als Teil eines hierin beschriebenen verbesserten Empfängerbauelements kann in allen Arten kommerzieller digitaler HF-Dualpolarisations-Kommunikationssysteme angewandt werden, bei denen Daten über zwei Kanäle in einer PDM-Methode übertragen werden, z. B. ein Kanal unter Verwendung von VP/RHCP und ein anderer Kanal unter Verwendung von HP/LHCP. Bemerkenswerte Beispiele für solche Kommunikationssysteme sind die Satellitenkommunikation und die drahtlose terrestrische Kommunikation. Außerdem kann es sowohl in der Vorwärts- als auch in der Rückwärtsverbindung angewendet werden. Diese nicht datengestützte und nicht entscheidungsgesteuerte Methode schätzt adaptiv den XPI und führt die XPI-Unterdrückung auf transparente Weise durch, da sie Zugang zu den Signalen auf beiden Kanälen hat. Im Vergleich zu konkurrierenden filterbasierten Ansätzen weist es eine geringere Komplexität auf und ist daher für Anwendungen mit höheren Raten geeignet. Wie gezeigt, reduziert die XPI-CLEAR-Methode den XPI und erhöht das SNIR am Empfängerdecoder. Infolgedessen werden die erreichbaren Datenraten verbessert, was sich in einem höheren Durchsatz und geringeren Kosten pro übertragenem Bit niederschlägt.
Referenzen

[1] ETSI TR 102 376-2 V1.1.1 (2015-11), Benutzerrichtlinien für das System der zweiten Generation für Rundfunk, interaktive Dienste, Nachrichtenerfassung und andere Breitband-Satellitenanwendungen; Teil 2: S2-Erweiterungen (DVB-S2X)
[2] Blue Book 131.2 des Rates des Beratenden Ausschusses für Weltraumdatensysteme (CCSDS), 131.2-B-1 Flexible Advanced Coding and Modulation Scheme for High Rate Telemetry Applications, März 2012.
[3] Calculation of long-term statistics of hydrometeor-induced cross-polarization, Empfehlung der International Telecommunication Union (ITU), ITU-R P.618-13.
[4] L. Rossi, C. Salvaneschi, M. Nava, A. Miletic, Interference Erasing System with Independent Receivers, EP1365519B1 , 2005.
[5] J.-P. Millerioux, E. Peragin, H. Guillon, J.-L. Issler, T. Dehaene, P. Bataille, Y. Richard, G. Guillois, J. Batbedat, F. Sepot, G. Richard, Preliminary Definition of a High Performance X-Band Transmitter for Microsatellites, in Proc. of The 4S Symposium 2012, 4-8 June, 2012, Portoroz, Slovenia.
[6] M. Kawai, Cross Polarization Interference Compensation Method, and Cross Polarization Interference Compensating Device, EP1940061A1 , 2008.

ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
Zitierte Patentliteratur

EP 1365519 B1 [0045]
EP 1940061 A1 [0045]

Claims

Verfahren zum Empfangen erster und zweiter digitaler Signale, die erste und zweite unabhängige Ströme überabgetasteter und impulsförmiger digitaler komplexwertiger Basisband-Abtastwerte umfassen, in einem digitalen Dualpolarisations-Kommunikationssystem, das erste und zweite Hochfrequenz-(HF)-Polarisationskanäle verwendet, umfassend - Empfang der beiden digitalen Signale, die über die beiden Hochfrequenz (HF)-Polarisationskanäle übertragen werden, wobei jedes der beiden empfangenen digitalen Signale einen Strom überabgetasteter und impulsförmiger digitaler komplexwertiger Basisband-Abtastwerte umfasst, und wobei jedes der beiden empfangenen digitalen Signale auch eine Kreuzpolarisations-Interferenz (XPI)-Komponente umfasst, - gemeinsame Verarbeiten der beiden empfangenen digitalen Signale, um die Komponenten der Kreuzpolarisationsstörung (XPI) zu schätzen und zu löschen, - wobei das Verarbeiten die Schätzung des Kreuzfaktors umfasst, und - wobei das Verarbeiten ferner die Schätzung jeder Störkomponente mit Hilfe des geschätzten Kreuzfaktors und die Subtraktion jeder geschätzten Störkomponente von dem entsprechenden empfangenen Signal umfasst.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei das Verfahren in einer Zweikanal-Empfangsvorrichtung für ein beliebiges digitales Kommunikationssystem sowohl für Hin- als auch für Rückverbindungen anwendbar ist.
Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, wobei der Verarbeitungsschritt ferner das Puffern der empfangenen Abtastwerte des ersten und des zweiten Kanals umfasst, um einen ersten und einen zweiten Vektor von aufeinanderfolgenden Abtastwerten des ersten bzw. des zweiten digitalen Signals zu konstruieren, wobei die beiden Vektoren die gleiche geradzahlige Länge haben, wobei die Länge die Anzahl der aufeinanderfolgenden Abtastwerte ist.
Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, wobei der Verarbeitungsschritt ferner die folgenden Taktsignale umfasst: - ein Haupttaktsignal, das die Grundfrequenz der Verarbeitung bestimmt, - ein ungerades Taktsignal, das die halbe Frequenz des Haupttaktsignals hat und dessen ansteigende Flanke mit der ansteigenden Flanke des Haupttaktsignals synchron ist, und - ein gerades Taktsignal, das eine verschobene Version des ungeraden Taktsignals ist und dessen ansteigende Flanke mit der abfallenden Flanke des Haupttaktsignals synchron ist.
Verfahren nach Anspruch 4, wobei der Verarbeitungsschritt ferner das sequentielle Einspeisen der empfangenen Abtastwerte des ersten und des zweiten Kanals in ein erstes und ein zweites Schieberegister mit gleicher geradzahliger Länge umfasst, wobei jedes Schieberegister Verzögerungselemente umfasst, wobei die Länge die Anzahl der Verzögerungselemente ist, und wobei die Schieberegister durch das Haupttaktsignal angesteuert werden.
Verfahren nach einem der Ansprüche 3 bis 5, wobei der Schritt der Schätzung des Kreuzfaktors ferner die Eingabe des Überabtastungsfaktors umfasst, der während der Abtastung der beiden empfangenen Signale verwendet wird, und dessen Verwendung zur Berechnung des Abtastkorrekturfaktors durch Interpolation oder Extrapolation mit der Look-up-Tabelle (LUT) in Tabelle 1.
Verfahren nach Anspruch 3 oder 6, wobei der Schritt der Schätzung des Kreuzfaktors ferner die folgenden Schritte umfasst: - Berechnung des Skalarprodukts zwischen den Elementen des ersten Vektors und dem konjugierten Komplex der Elemente des zweiten Vektors und Normierung des Ergebnisses durch die geradzahlige Länge des ersten Vektors, - Verwendung des ersten Vektors zur Berechnung des Skalarprodukts zwischen den Elementen mit ungeradem Index und dem komplex Konjugierten der Elemente mit geradem Index und Normierung des Ergebnisses mit dem halben Wert der geradzahligen Länge des ersten Vektors, - Verwendung des zweiten Vektors zur Berechnung des Skalarprodukts zwischen den Elementen mit ungeradem Index und dem konjugierten Komplex der Elemente mit geradem Index und Normierung des Ergebnisses mit dem halben Wert der geradzahligen Länge des ersten Vektors, - man nimmt den reellen Wert der Ergebnisse der beiden letztgenannten Skalarprodukt-Operationen, die die ungeraden und geraden Elemente jedes Vektors einbeziehen, multipliziert jedes dieser reellen Werte mit dem Abtastkorrekturfaktor und addiert die Ergebnisse, - Berechnung des reziproken Wertes des Ergebnisses der letztgenannten Addition mittels der Look-up-Tabelle (LUT) der reziproken Funktion, wobei die reziproke Funktion als 1 geteilt durch das Argument der Funktion definiert ist, und Multiplikation mit dem Ergebnis der ersten Skalarprodukt-Operation, die die Elemente des ersten und zweiten Vektors einbezieht, - man nimmt den reellen und den imaginären Wert des Ergebnisses der letztgenannten Multiplikation, wendet die Look-up-Tabelle (LUT) für die Funktion in Gleichung (3) auf jeden von ihnen an und kombiniert jeweils die beiden Ergebnisse, um eine komplexwertige Zahl zu bilden, die die Schätzung des Kreuzfaktors ist.
Verfahren nach Anspruch 5 oder 6, wobei der Schritt der Schätzung des Kreuzfaktors ferner die folgenden Schritte umfasst: - Multiplizieren des Ausgangs des ersten Verzögerungselements des ersten Schieberegisters mit der komplex Konjugierten des Ausgangs des ersten Verzögerungselements des zweiten Schieberegisters, Multiplizieren des Ausgangs des letzten Verzögerungselements des ersten Schieberegisters mit der komplex Konjugierten des Ausgangs des letzten Verzögerungselements des zweiten Schieberegisters, Subtrahieren des Ergebnisses der letztgenannten Multiplikation vom Ergebnis der erstgenannten Multiplikation, Addieren des Ergebnisses zum Ausgang eines ersten Einzelelement-Schieberegisters, das als Akkumulator dient, durch das Haupttaktsignal angesteuert wird und dessen Ergebnis in das erste Einzelelement-Schieberegister eingegeben wird, - sequentielles Einspeisen der empfangenen Abtastwerte des ersten Kanals in ein erstes Schieberegister halber Länge mit einer Länge des halben Wertes der geradzahligen Länge des ersten Schieberegisters, wobei das erste Schieberegister halber Länge durch das ungerade Taktsignal angesteuert wird, und sequentielles Einspeisen der empfangenen Abtastwerte des ersten Kanals in ein zweites Schieberegister halber Länge mit einer Länge des halben Wertes der geradzahligen Länge des ersten Schieberegisters, wobei das zweite Schieberegister halber Länge durch das gerade Taktsignal angesteuert wird, Multiplizieren des Ausgangs des ersten Verzögerungselements des ersten Halblängen-Schieberegisters mit dem komplex Konjugierten des Ausgangs des ersten Verzögerungselements des zweiten Halblängen-Schieberegisters, Multiplizieren des Ausgangs des letzten Verzögerungselements des ersten Halblängen-Schieberegisters mit dem komplex Konjugierten des Ausgangs des letzten Verzögerungselements des zweiten Halblängen-Schieberegisters, Subtrahieren des Ergebnisses der letztgenannten Multiplikation vom Ergebnis der erstgenannten Multiplikation, Addieren des Ergebnisses zum Ausgang eines zweiten Einzelelement-Schieberegisters, das als Akkumulator dient, von dem geraden Taktsignal angesteuert wird und dessen Ergebnis in das zweite Einzelelement-Schieberegister eingegeben wird, - sequentielles Einspeisen der empfangenen Abtastwerte des zweiten Kanals in ein drittes Schieberegister halber Länge mit einer Länge von der Hälfte des Wertes der geradzahligen Länge des ersten Schieberegisters, wobei das dritte Schieberegister halber Länge durch das ungerade Taktsignal angesteuert wird, und sequentielles Einspeisen der empfangenen Abtastwerte des zweiten Kanals in ein viertes Schieberegister halber Länge mit einer Länge von der Hälfte des Wertes der geradzahligen Länge des ersten Schieberegisters, wobei das vierte Schieberegister halber Länge durch das gerade Taktsignal angesteuert wird, Multiplizieren des Ausgangs des ersten Verzögerungselements des dritten Halblängen-Schieberegisters mit dem komplex Konjugierten des Ausgangs des ersten Verzögerungselements des vierten Halblängen-Schieberegisters, Multiplizieren des Ausgangs des letzten Verzögerungselements des dritten Halblängen-Schieberegisters mit dem komplex Konjugierten des Ausgangs des letzten Verzögerungselements des vierten Halblängen-Schieberegisters, Subtrahieren des Ergebnisses der letztgenannten Multiplikation vom Ergebnis der erstgenannten Multiplikation, Addieren des Ergebnisses zum Ausgang eines dritten Einzelelement-Schieberegisters, das als Akkumulator dient, von dem geraden Taktsignal angesteuert wird und dessen Ergebnis in das dritte Einzelelement-Schieberegister eingegeben wird, - man nimmt die reellen Werte der Ausgänge des zweiten und dritten Einzelelement-Schieberegisters, multipliziert sie jeweils mit dem Abtastkorrekturfaktor und mit der Konstante aus Gleichung (4) und addiert die beiden Ergebnisse, - Berechnung des reziproken Wertes des Ergebnisses der letztgenannten Addition mit Hilfe der Look-up-Tabelle (LUT) der reziproken Funktion, wobei die reziproke Funktion als 1 geteilt durch das Argument der Funktion definiert ist, und Multiplikation mit dem Ausgang des ersten Einzelelement-Schieberegisters und mit der Konstante aus Gleichung (5), - man nimmt den reellen und den imaginären Wert des Ergebnisses der letztgenannten Multiplikation, wendet die Look-up-Tabelle (LUT) für die Funktion in Gleichung (3) auf jeden von ihnen an und kombiniert jeweils die beiden Ergebnisse, um eine komplexwertige Zahl zu bilden, die die Schätzung des Kreuzfaktors ist.
Verfahren nach Anspruch 8, wobei der Verarbeitungsschritt ferner das Initialisieren aller Schieberegister mit Nullen zu Beginn der Ausführung umfasst.
Verfahren nach Anspruch 3 oder 7, wobei der Schritt der Schätzung jeder Kreuzpolarisations-Interferenzkomponente und ihrer Subtraktion vom empfangenen Signal die folgenden Schritte umfasst: - Multiplikation der Schätzung des Kreuzfaktors mit den Abtastwerten des zweiten Vektors und elementweise Subtraktion des Ergebnisses von den Abtastwerten des ersten Vektors, wodurch verbesserte empfangene Abtastwerte des ersten Kanals erzeugt werden, - Multiplizieren der konjugierten Schätzung des Kreuzfaktors mit den Abtastwerten des ersten Vektors und elementweises Subtrahieren des Ergebnisses von den Abtastwerten des zweiten Vektors, wodurch verbesserte empfangene Abtastwerte des zweiten Kanals entstehen.
Verfahren nach Anspruch 5 oder 8, wobei der Schritt der Schätzung jeder Kreuzpolarisations-Interferenzkomponente und ihrer Subtraktion von dem empfangenen Signal ferner die folgenden Schritte umfasst: - Multiplikation der Schätzung des Kreuzfaktors mit dem Ausgang des letzten Verzögerungselements des zweiten Schieberegisters und Subtraktion des Ergebnisses vom Ausgang des letzten Verzögerungselements des ersten Schieberegisters, wodurch ein verbessertes empfangenes Sample des ersten Kanals erzeugt wird, - Multiplizieren der konjugierten Schätzung des Kreuzfaktors mit der Ausgabe des letzten Verzögerungselements des ersten Schieberegisters und Subtrahieren des Ergebnisses von der Ausgabe des letzten Verzögerungselements des zweiten Schieberegisters, wodurch ein verbessertes empfangenes Sample des zweiten Kanals erzeugt wird.
Verfahren nach Anspruch 11, wobei der Verarbeitungsschritt ferner die sequentielle Ausgabe der verbesserten Empfangsabtastungen für den ersten und zweiten Kanal umfasst, wobei die Gültigkeit der verbesserten Empfangsabtastungen durch ein binäres Ausgangs-Valid-Signal bestimmt wird, wobei das Ausgangs-Valid-Signal als Null initialisiert wird und auf Eins gesetzt wird, sobald ein Zählersignal, das durch das Haupttaktsignal angesteuert und als Null initialisiert wird, einen Wert erreicht, der gleich der geradzahligen Länge des ersten Schieberegisters ist.