DE60202556T2

DE60202556T2 - Verfahren zur Linearisierung der Leistungsstufe eines Senders und entsprechendes System

Info

Publication number: DE60202556T2
Application number: DE60202556T
Authority: DE
Inventors: Roberto Colombo; Giambattista Di Donna; Silvio Pagliaro
Original assignee: Siemens Mobile Communications SpA
Current assignee: Nokia Solutions and Networks Italia SpA
Priority date: 2001-07-27
Filing date: 2002-07-22
Publication date: 2006-01-05
Anticipated expiration: 2022-07-23
Also published as: ITMI20011631A0; EP1280272B1; ES2236404T3; DE60202556D1; ITMI20011631A1; ATE287140T1; EP1280272A1

Description

Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung betrifft Verfahren der Signalübertragung, insbesondere in dem durch den Oberbegriff von Anspruch 1 definierten Zusammenhang.
Der Gegenstand der Erfindung wurde insbesondere im Hinblick auf die mögliche Anwendung in Übertragungssystemen entwickelt, in denen die Sendestufe, die in der Lage ist, die übertragenen Signale zu verändern, aus der End-Leistungsstufe (Hochleistungsverstärker oder HPA [High Power Amplifier]) eines Mikrowellensenders besteht, der bei einer Punkt-zu-Punkt- (Point-To-Point oder PTP) oder Punkt-zu-Mehrpunkt- (Point-To-MultiPoint oder PMP) Funkverbindung verwendet wird.
Der Vorgang der Signaländerung, der durch eine solche Stufe bewirkt wird, kann sich im Wesentlichen auf eine Verzerrung beziehen. Negative Auswirkungen der besagten Verzerrung sind besonders dann wahrzunehmen, wenn im Falle von digitalen Signalen ein lineares Modulationsformat wie etwa ein Format M-QAM für die Übertragung verwendet wird.
Stand der Technik
Es ist bereits bekannt, wie diesem Problem begegnet werden kann, indem auf der Seite des Senders eine Vorverarbeitung der Signale mit einer Funktion implementiert wird, welche der von der Leistungsstufe HPA bewirkten Änderung entgegenwirkt. Dies kann über mit Zwischenfrequenz (ZF) oder mit Hochfrequenz (HF) implementierte nichtlineare Schaltungen geschehen, die der Leistungsstufe vorgeschaltet sind und in der Lage sind, eine Vorverzerrung entsprechend einer Charakteristik zu bewirken, die zur Verzerrungscharakteristik der Leistungsstufe komplementär ist.
Als Alternative zur Verwendung von Schaltungen mit feststehender Vorverzerrung (die einen im Wesentlichen empirischen und statischen Linearisierungsprozess implementieren, welcher es nicht ermöglicht, möglichen Erscheinungen der thermischen Drift und der Alterung, Rechnung zu tragen) wurden im Laufe der Jahre, Verfahren vorgeschlagen, welche die Verwendung von Vorverzerrern vom Typ Digitalschaltung vorsehen, die auf Basisband-Ebene im Modulator implementiert sind. Diese Schaltungen werden auf eine adaptive Weise – entsprechend einem allgemeinen Rückkopplungsschema – durch ein Steuersignal gesteuert, das erhalten wird, indem die Abtastwerte des an den Eingang des Vorverzerrers angelegten digitalen Signals mit entsprechenden Abtastwerten des Signals am Ausgang der Leistungsstufe verglichen werden.
Die zugehörige Literatur ist äußerst umfassend, wie zum Beispiel die Arbeit von G. Karam und H. Sari "Oversampled signal predistortion for digital radio systems with arbitrary transmit pulse shaping" (Vorverzerrung überabgetasteter Signale für digitale Funksysteme mit beliebiger Sendeimpulsformung), 3^rd ECRR Proceedings, Paris, Seiten 255–261, Dezember 1991 zeigt.
Der größte Nachteil dieser Lösung (ein Nachteil, welcher die praktische Anwendung derselben erheblich begrenzt hat) besteht in der Tatsache, dass, um das Steuersignal zu erhalten, das geeignet ist, die Wirkung des Vorverzerrers vorzusteuern, es erforderlich ist, das Ausgangssignal der verzerrenden Leistungsstufe in ein Signal umzuwandeln, welches verwendet werden kann, um den Vorverzerrer anzusteuern. Abgesehen von rein technischen Aspekten (das umzuwandelnde Ausgangssignal ist gewöhnlich ein Hochfrequenzsignal, normalerweise ein Mikrowellensignal, während das Steuersignal des Vorverzerrers normalerweise aus einem Signal im Basisband besteht, das in eine digitale Form umgewandelt wurde) ist die zur Erzeugung des Steuersignals erforderliche Rückkopplungskette ein Satz von Schaltungen, der alles Notwendige bewirkt, d.h. ein zusätzlich zur Basisschaltung des Senders hinzukommender Satz, der somit die Komplexität, die Zuverlässigkeit und vor allem die Kosten des Senders negativ beeinflussen kann.
Andere bekannte Lösungen sehen vor, dass die Vorverarbeitung, die auf der Ebene des Senders implementiert ist (zum Beispiel über einen auf der Basisband-Ebene implementierten Vorverzerrer im Modulator), auf eine adaptive Art und Weise durch ein Steuersignal vorgesteuert wird, das im Empfänger (normalerweise auf der Demodulator-Seite) erzeugt und zum Sender zurückgesendet wird.
Der Hauptvorteil, den diese Lösungen bieten, ergibt sich aus der Tatsache, dass das zur Vorsteuerung der Vorverarbeitung verwendete Steuersignal ausgehend von Signalen erzeugt wird, die im Empfänger bereits zur Verfügung stehen, ohne dass es erforderlich ist, zusätzliche Schaltungen vorzusehen. Außerdem kann, was die Rückübertragung des Steuersignals zum Sender anbelangt, auch einer der Dienstkanäle benutzt werden, die bei einer solchen Verbindung gewöhnlich vorgesehen sind. Letzteres ist außerdem mit einer sehr begrenzten Inanspruchnahme der verfügbaren Ressourcen (zum Beispiel was die Frames des Dienstkanals anbelangt) möglich, in Anbetracht dessen, dass der Prozess der Steuerung des Vorverzerrers, nachdem er einmal korrekt initialisiert worden ist, ein Vorgang ist, der sich nur sehr langsam ändert.
In der Internationalen Patentanmeldung WO 98/28888 wird ein Verfahren offenbart, bei dem zwei Interpolationspolynome bis hinauf zur dritten Ordnung verwendet werden, welche die Komponenten I und Q der empfangenen Konstellationspunkte approximieren. Die Polynomkoeffizienten werden adaptiv berechnet, indem der mittlere quadratische Fehler zwischen den erwarteten und den empfangenen Punkten minimiert wird. Im Einzelnen, am Empfänger werden die Statistiken, welche die Positionen, Größen und Formen der Symbolgruppen betreffen, periodisch gemessen und über einen Rückwärts-Steuerkanal zum digitalen Signalprozessor (DSP) des Senders gesendet. Letzterer berechnet die Parameter der Konstellationsverzerrung, die sich im Vorwärts-Kanal und im Empfänger ergibt. Diese Parameter werden verwendet, um die I-Q-Koordinaten der gesendeten Symbole in einem adaptiven Vorverzerrer so anzupassen, dass die resultierenden empfangenen Verzerrungen minimiert werden. Der Algorithmus ist dazu bestimmt, sämtliche Beeinträchtigungen des Systems, die mit einer Verschiebung der tatsächlichen Mittelpunkte der beobachteten Messwert-Gruppen bezüglich der idealen Positionen in der graphischen Darstellung der Konstellation verbunden sind, zu kompensieren. Zum Beispiel: Rauschen, Intersymbolstörungen (inter-symbol interference, ISI), Mehrwegeschwund, systematische Abweichungen, Unsymmetrien der Verstärkung, Lock Angle Error (Verriegelungswinkel-Fehler) und Quad Angle Error (Quadraturwinkel-Fehler), andere als nichtlineare Effekte.
Der Hauptnachteil dieses Verfahrens ist, dass im Allgemeinen nicht im Voraus bekannt ist, welche Beeinträchtigungen die verzerrte Konstellation beeinflussen, so dass das umfassende Ziel, sie alle zu kompensieren, die Berechnung von 7 + 7 Koeffizienten des Polynoms dritter Ordnung erfordert. Die Akkumulation einer ausreichenden Statistik für die Schätzung der 14 unbekannten Parameter nach der Methode der kleinsten Quadrate erfordert Operationen mit großen algebraischen Matrizen. Zum Schätzen dieser Parameter wird mehrfache lineare Regression angewendet, und es ist wenigstens eine aufwendige Matrixinversion erforderlich.
Im US-Patent US 5910965 A1 wird ein Verfahren offenbart, bei dem die nicht-zufällige Verteilung des empfangenen Signals ausgenutzt wird, wenn es von der Nichtlinearität beeinflusst ist, wobei im Mittelpunkt die Tatsache steht, dass die einzelnen Konstellationspunkte in einen Bereich außerhalb des Raumes fallen, der unter Bedingungen der Linearität definiert ist. Im Einzelnen ist ein größeres Quadrat B, das einem kleineren Quadrat A überlagert ist, eine Darstellung sämtlicher möglicher Punkte der empfangen Konstellation unter wie auch immer gearteten Bedingungen. Das Quadrat A ist der Raum der linearen Konstellation, während B auch Überschreitungen infolge von Nichtlinearitäten umfasst. Der Raum A ist durch eine zufällige Verteilung der Konstellationspunkte definiert, B dagegen durch eine nicht-zufällige. Jedes Mal, wenn ein erkannter Punkt in den Raum B fällt, wird ein Zähler inkrementiert, und der nichtlineare Wert wird verriegelt. Der Zählvorgang kann fortgesetzt werden, wobei das Ergebnis eine Anzahl null ist, wenn die Bitfehlerrate (Bit Error Rate, BER) "gut" ist, und eine höhere Anzahl, wenn sich die Qualität des Signals verschlechtert. Die Zählergebnisse sowohl von der I- als auch von der Q-Achse werden abgetastet und in den Vorverzerrer eingespeist. Letzterer verändert je nach Erfordernis die Phase und/oder die Amplitude, und es wird eine erneute Zählung durchgeführt. Die durchgeführte Änderung der Verriegelung und der resultierende Zählwert werden in einen Speicher eingegeben. Der Prozess wird wiederholt, und der digitale Signalprozessor ermittelt, welche Korrektur den Zählwert liefert, der am nächsten bei null liegt (beste Funktionsweise). Wenn sich die Anzahl der Abtastwerte erhöht und die Zählwerte besser werden, konvergiert der Vorverzerrer gegen eine optimale Funktionsweise.
Der größte Nachteil dieses Verfahrens ist die Langsamkeit, mit der die Konvergenz gegen eine zuverlässige Korrekturfunktion erfolgt. Dies liegt daran, dass die Darstellung der möglichen Konstellationspunkte mit Hilfe von zwei Quadraten eine zu stark vereinfachte Darstellung der zugrunde liegenden Statistiken ist; in der Realität tendieren die verzerrten Daten nur dann, wenn eine große Menge an Daten beobachtet wird, dazu, in den äußeren Raum der Verteilung zu fallen.
Aufgabe und Zusammenfassung der Erfindung
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine Lösung anzubieten, die in der Lage ist, den oben genannten Nachteil zu überwinden.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird dieser Zweck mit Hilfe eines Verfahrens erreicht, das die zusätzlichen Merkmale aufweist, die in den beigefügten Ansprüchen aufgeführt sind. Die Erfindung betrifft außerdem das entsprechende System.
Gemäß der Erfindung beruht die Struktur des Vorverzerrers auf einer Volterra-Reihe ohne Gedächtnis, die bei der fünften Ordnung beschnitten ist. Es ist auch möglich, Terme höherer Ordnung zu verwenden; im Allgemeinen tragen diese nicht wesentlich zur Verbesserung der Operationscharakteristik des Systems bei. Es ist vorgesehen, dass das Steuersignal im Wesentlichen Verzerrungs-Termen dritter und fünfter Ordnung entspricht, die in digitaler Form erzeugt werden, ausgehend vom linearen Signal im Basisband im Demodulator. Im Allgemeinen hat der Vorverzerrer in Wirklichkeit die Merkmale eines Entzerrers (Equalizers) mit drei Abgriffen, bei welchem der Abgriff, der dem linearen Term entspricht, konstant und reell ist, während man auf die Abgriffe der dritten und fünften Ordnung (die im Allgemeinen die Merkmale eines komplexen Koeffizienten haben, der einen reellen und einen imaginären Anteil umfasst) das vom Demodulator kommende Steuersignal einwirken lässt, um den korrekten komplexen Gewichtsfaktor zu erhalten, der die Charakteristik, welche die Sendestufe verzerrt, rückgängig macht oder das Verhältnis des Signals zum mittleren quadratischen Fehler (S/MSE) auf der Empfängerseite minimiert.
Die erfindungsgemäße Lösung ist allgemein für alle Verfahren anwendbar, bei denen die Implementierung einer Signalvorverarbeitung vorgesehen ist, welche der Änderung entgegenwirken soll, die von einer Sendestufe bei diesen Signalen hervorgerufen wird.
Im Vergleich zu dem in WO 98/28888 offenbarten Verfahren ist das Verfahren gemäß der vorliegenden Erfindung schneller, da die Verzögerung entfällt, die durch das Füllen einer großen statistischen Matrix mit ankommenden Daten hervorgerufen wird. Außerdem ist das Verfahren für den speziellen Zweck der Kompensation der Auswirkung der Nichtlinearitäten ohne Gedächtnis effizienter; tatsächlich müssen nur 2 + 2 unbekannte Polynomkoeffizienten anstelle von 7 + 7 berechnet werden, und anstelle einer aufwendigen Matrixinversion sind nur wenige Multiplikationen erforderlich.
Im Vergleich zu dem in US 5910965 A1 erörterten Verfahren ist das Verfahren gemäß der vorliegenden Erfindung schneller, da die Verzögerung, die dadurch entsteht, dass für eine zuverlässige Erkennung der Auswirkung der nichtlinearen Verzerrung auf die Konstellationspunkte große Mengen an Daten beobachtet werden müssen, vollständig entfällt.
Kurze Beschreibung der Abbildungen
Die Erfindung wird anhand der nachfolgenden Beschreibung, die als Beispiel gegeben wird, auf das die Erfindung jedoch nicht beschränkt ist, sowie anhand der beigefügten Abbildungen besser verständlich, wobei:
die 1 und 2 Blockschaltbilder sind, welche den Aufbau des Senders bzw. Empfängers eines gemäß der Erfindung funktionierenden Übertragungssystems zeigen; und
3 eine Graphik ist, welche die Betriebseigenschaften zeigt, die bei einem System gemäß der Erfindung festgestellt werden können.
Ausführliche Beschreibung einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung
In den Blockschaltbildern der 1 und 2 bezeichnen die Bezugszahlen 1 und 2 einen Sender bzw. einen Empfänger, die in einem System zur Übertragung von digitalen Signalen enthalten sind. Konkret kann es sich um eine Funkverbindung vom Typ PTP oder PMP handeln, bei der ein lineares Modulationsformat wie zum Beispiel M-QAM verwendet wird.
Der Datenfluss am Eingang a_T(n) wird in ein Sendefilter 3 eingespeist, welches ein entsprechendes Übertragungssignal s_T(n) im Basisband erzeugt, das so beschaffen ist, dass es einem Vorverzerrer 4 zugeführt werden kann.
Das am Ausgang des Vorverzerrers 4 erhaltene Signal x_T(n) wird zu einem Digital-Analog-Wandler 5 gesendet, um dann zu einem Quadraturmodulator 7 übertragen zu werden, der mit der von einem Lokaloszillator 8 erzeugten Frequenz (Pulsation) wo arbeitet. Das so erhaltene modulierte Signal wird zu einer mit 9 bezeichneten Leistungsstufe (HPA) übertragen, um dann zu einer Sendeantenne 10 gesendet zu werden. In 1 ist ein Vorverstärker C₀ mit variablem Verstärkungsfaktor zu erkennen, der in einer Schleife zur automatischen Verstärkungsregelung (Automatic Gain Control, AGC) der Leistungsstufe 9 vorgeschaltet ist.
Das beschriebene Schema muss als wohlbekannt angesehen werden, sowohl hinsichtlich der allgemeinen architektonischen Organisation, als auch was die spezifischen Merkmale der hier betrachteten einzelnen Geräte 3 bis 5 und 7 bis 10 anbelangt.
Insbesondere gilt dies auch für das Steuersignal, das verwendet wird, um den Vorverzerrer 4 vorzusteuern. Aus Gründen, die im Verlaufe der weiteren Beschreibung noch klarer ersichtlich werden, ist dieses Signal in Wirklichkeit durch zwei Koeffizienten C₁ und C₂ gekennzeichnet. Diese Koeffizienten, welche im Allgemeinen den Charakter komplexer Variabler haben, können nach irgendeinem der in diesem Zusammenhang bekannten Kriterien erhalten werden; diesbezüglich sei auf das Fachbuch von S. Benedetto, E. Biglieri und V. Castellani, "Digital Transmission Theory" (Theorie der Digitalübertragung), Englewood Cliffs, NJ; Prentice-Hall, 1987 verwiesen.
Vorzugsweise ist der Vorverzerrer 4 mit Hilfe von Digitalschaltungen im Basisband-Abschnitt des Senders implementiert, unmittelbar nach dem Sendefilter (FIR TX) 3 und unmittelbar vor der Digital-Analog-Wandlung, die durch Block 5 von 1 dargestellt ist.
Da dies ein nichtlineares System ohne Gedächtnis ist (wie die Leistungsstufe 9), kann der Vorverzerrer 4 mit einer Eingangs-Ausgangs-Beziehung des folgenden Typs beschrieben werden: xT(n) = sT(n) + C1|sT(n)|2sT(n) + C2|sT(n)|4sT(n)wobei s_T(n) das vom FIR TX 3 kommende Signal am Eingang des Vorverzerrers 4 ist und x_T(n) das von dem Letzteren kommende, zur Einspeisung in den Wandler 5 bestimmte Signal ist, welches am Verzerrungs-Term fünfter Ordnung abgebrochen wurde.
Im Blockschaltbild des Empfängers 2 bezeichnet die Bezugszahl 11 die Empfangsantenne. Das empfangene Signal wird durch einen Empfangsverstärker 12 und ein Rauschunterdrückungsfilter 13 geleitet, um anschließend im Basisband (zurück) umgewandelt zu werden. Dies geschieht durch das in einem Mischer 14 erfolgende Mischen mit einem von einem Oszillator 15 kommenden Lokaloszillator-Signal mit der Frequenz (Pulsation) wo und die anschließende Filtration 16 im Hinblick auf die Umwandlung in ein digitales Signal, die in einem Analog-Digital-Wandler 17 erfolgt.
Am Ausgang des Letzteren steht daher ein im Basisband empfangenes und umgewandeltes Signal y_R(n) zur Verfügung.
In der normalen Empfangskette des Empfängers folgt dann ein mit der Bezugszahl 18 bezeichnetes Empfangsfilter (FIR RX), dessen Ausgangssignal von einem Basisband-Entzerrer (Equalizer) 19 übertragen wird.
All dies wird anschließend in einem komplexen Phasendreher 20 mit einem von einer phasenstarren Regelschleife (Phase-Locked Loop, PLL) 21 kommenden Trägersynchronisationssignal multipliziert, welches die Rückgewinnung der Frequenz und der Phase des Trägers der Übertragung bewirkt.
Das so erhaltene Signal wird zu einem Entscheidungsblock 22 übertragen, der an seinem Ausgang die Folge von (geschätzten) empfangenen Symbolen erzeugt.
Das Beschriebene entspricht einem wohlbekannten Aufbau eines Empfängers, sowohl betreffs der Architektur desselben als auch hinsichtlich der Merkmale der Implementierung der einzelnen betrachteten Blöcke 12 bis 22.
Es ist anzumerken, dass in den 1 und 2 die Phasen- und Quadraturkanäle (I und Q), die sowohl im Sender 1 als auch im Empfänger 2 enthalten sind, im Interesse der Kompaktheit der Zeichnung und der Vereinfachung der Darstellung nicht separat dargestellt wurden. In jedem Falle ist, wie für Fachleute leicht zu erkennen ist, das durchgehende Signal und insbesondere das durchgehende Signal im Teil des Send- und Empfangs-Basisbandes im Allgemeinen ein komplexes Signal, da die Koeffizienten der verschiedenen betrachteten Filter/Entzerrer im Allgemeinen komplex sind (natürlich zusätzlich zu den Koeffizienten des Vorverzerrers 4).
Die erfindungsgemäße Lösung beruht auf der Ausnutzung der Tatsache, dass, da zwischen dem Ausgang des Vorverzerrers 4 und der Leistungsstufe (HPA) 9 kein Element mit Gedächtnis vorhanden ist, der mit y_T(n) bezeichnet Ausgang der Letzteren ein Schmalbandsignal ist.
Deshalb gilt für den Letzteren der folgende Ausdruck für den äquivalenten Tiefpass: yT(n) = b0sT(n) + b1|sT(n)|2sT(n) + b2|sT(n)|4sT(n) + ...
Demzufolge ist der äquivalente Tiefpass des empfangenen Signals gegeben durch: yR(n) = yT(n)©f(n) + η(n) = b0sT(n) ©f(n) + b1|sT(n)|2sT(n)©f(n) + b2|sT(n)|4sT(n)©f(n) + ... + η(n)wobei:

– b_i (komplexe) Konstanten der Entwicklung sind,
– η(n) ein weißes und additives Gaußsches Rauschen ist, und
– f(n) die Impulsantwort des Kanals ist, der sämtliche Hochfrequenz- und Zwischenfrequenz-Filter der Sende- und Empfangskette enthält (mit der alleinigen Ausnahme der Formungsfilter).

Der erste Term des Ausdrucks für y_R(n) stellt die lineare Komponente dar, der zweite Term ist die Verzerrungskomponente dritter Ordnung, der dritte Term ist die Komponente der fünften Ordnung und so weiter.
Das zu erreichende Ziel besteht natürlich darin, durch eine geeignete Anpassung der Koeffizienten C_i des Vorverzerrers 4 den Gesamtinhalt der vom ersten Term verschiedenen Terme zu minimieren.
Bei der erfindungsgemäßen Lösung wird die lineare Komponente des Ausdrucks für y_R(n) auf der Demodulator-Ebene in der Gestalt eines Signals s_R(n) rekonstruiert, das ausgehend von den am Ausgang der Entscheidungs-Schaltung 22 zur Verfügung stehenden "entschiedenen" Symbolen a(n) erhalten wird, die in einem komplexen Phasendreher 23 einer Phasenkorrektur ("de-rotation") bezüglich der Phase ϕ(n) der Träger-Rückgewinnung (PLL) unterzogen werden und die in einem Filter FIR AUX 24 gefiltert werden, dessen Koeffizienten mit denselben Werten initialisiert werden wie bei dem im Sender 1 vorhandenen entsprechenden Filter FIR TX 3.
Für das Signal s_R(n), welches als ein Modell der Signale y_R(n) angesehen werden kann, das auf der Basis von "entschiedenen" Symbolen rekonstruiert wurde, gilt der folgende Ausdruck: sR(n) = Σkg(k)aR(n – k)e–iϕ(n-k)
In einem mit 25 bezeichneten Summierglied wird für jedes empfangene Symbol ein Fehlersignal e_R(n) = y_R(n) – s_R(n) rekonstruiert.
Es wird daran erinnert, dass das Signal y_R(n) am Ausgang des Analog-Digital-Wandlers 17 zur Verfügung steht es wird in 26 entsprechend verzögert, so dass es zeitlich an das rekonstruierte Signal s_R(n) angeglichen ist.
Die Bezugszahl 27 bezeichnet einen Block, in dem das Quadrat des Absolutbetrags des Signals s_R(n) berechnet wird, während die Bezugszahlen 28 bis 31 entsprechende Multiplizierglieder bezeichnen, deren Schaltplan – der aus der Zeichnung klar ersichtlich ist – so beschaffen ist, dass an den Ausgängen der Multiplizierglieder 30 und 31 jeweils ein Korrelationskoeffizient C_i erzeugt wird, welcher mit Hilfe der Beziehung Ci = <e(n)|sR(n)|2isR*(n)>für i = 1, 2
ausgedrückt werden kann, wobei das Symbol * den konjugiert komplexen Wert bezeichnet.
Die Korrelationskoeffizienten C_i bilden im Wesentlichen das Steuersignal, welches, wenn es zum Sender 1 zurück übertragen wird, verwendet werden kann, um die Koeffizienten des Vorverzerrers 4 zu erzeugen, so dass auf diese Weise die entsprechende adaptive Steuerung durchgeführt wird.
Die Übertragung erfolgt über eine Kette von Übertragungselementen, die in ihrer Gesamtheit mit 32 bezeichnet sind und bei denen es sich um Elemente von bekanntem Typ handelt tatsächlich sind es dieselben Elemente, die im Allgemeinen in einem System 1, 2 des für die Übertragung von Dienstsignalen beschriebenen Typs zur Verfügung stehen.
Die Berechnung der die Korrelationen definierenden Koeffizienten c_i (es wird daran erinnert, dass es – zumindest im Prinzip – auch möglich ist, Koeffizienten höherer Ordnung zu berechnen, welche jedoch nicht wesentlich dazu beitragen, die Leistungsfähigkeit des Systems zusätzlich zu verbessern) wird bei jedem neuen Frame durchgeführt, und zwar im Hinblick auf die Rückübertragung zum Sender 1.
Hierbei werden die Koeffizienten des Vorverzerrers 4 rekonstruiert, indem die Werte der entsprechenden Korrelationskoeffizienten gemäß einer rekursiven Beziehung des Typs Ci(NT + 1) = Ci(NT) – βci für i = 1, 2
akkumuliert werden, wobei N_T die Frame-Zeit ist und β ein geeigneter Schrittweitenfaktor ist.
Die korrekte Funktionsweise des Systems sieht außerdem die Anpassung der Koeffizienten g_k des Filters 24 vor. Im Allgemeinen geschieht dies mit Hilfe einer Beziehung des Typs gk(n + 1) = gk(n) + γε(n)âR*(n – k)ejθ(n-k) wobei γ ein geeigneter Schrittweitenfaktor ist.
Diese letzte Operation ist wichtig, damit am Ende des Linearisierungsprozesses s_R(n) möglichst nahe bei s_T(n)©f(n) liegt, um dadurch den Demodulator in die Lage zu versetzen, die lineare Komponente des empfangenen Signals y_R(n) möglichst gut zu rekonstruieren.
Die vom Anmelder gesammelten Erfahrungen, die sich auf eine Leistungsstufe 9 beziehen, bei der es sich um einen Wanderwellenverstärker handelte (dessen nichtlineare Charakteristik sich als schwieriger erweist als die von Halbleiterverstärkern), ermöglichten es, die Effizienz der vorgeschlagenen Lösung zu prüfen.
Insbesondere wurde das in der oben bereits erwähnten Arbeit von Karam und Sari vorgeschlagene Kriterium benutzt, welches in der Bewertung der Verschlechterung des Signal-Rausch-Verhältnisses besteht, das bei einem vorgegebenen Wert der Bitfehlerrate BER (zum Beispiel 0,001) erhalten wird.
Es wurde festgestellt, dass die erfindungsgemäße Lösung, die unter Verwendung eines Vorverzerrers 4 mit zwei Abgriffen implementiert wurde, es gestattet – im Vergleich zu einem System ohne Vorverzerrungs-Funktion – einen Verstärkungsfaktor im Bereich von ca. 6 dB zu erzielen, bezogen auf die Gesamt-Verschlechterung, bei einem auf die Ausgangs-Leistungsreduzierung (definiert als die Differenz in dB zwischen der mittleren übertragenen Leistung und der maximalen Sättigungsleistung am Ausgang des Hochleistungsverstärkers) bezogenen Verstärkungsfaktor im Bereich von ca. 5 dB.
Die Graphik in 3 zeigt die Auswirkung des gemäß der Erfindung implementierten Linearisierungsverfahrens auf das Spektrum des Signals am Ausgang des Hochleistungsverstärkers für eine Ausgangs-Leistungsreduzierung (Output Back-off, OBO) von 6 dB.
Insbesondere bezieht sich die Graphik von 3 auf das Modulationsformat 128 QAM mit einem Roll-off von 0,18.
Obwohl eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung dargestellt und beschrieben wurde, können daher selbstverständlich von Fachleuten auch andere Ausführungsformen und/oder Ergänzungen realisiert werden, die dann ebenfalls im Schutzbereich der Erfindung enthalten sind.

Claims

Verfahren zur Kompensation von Signalverzerrungen, die von einem Gerät (9) innerhalb eines Senders (1) erzeugt werden, der mit einem Empfänger (2) verbunden ist, welches den Schritt eines adaptiven Vorverzerrens (4) eines zu sendenden Signals (s_T(n)), bevor dieses das besagte verzerrende Gerät (9) durchläuft, umfasst, wobei die Vorverzerrungs-Funktion durch ein Rückkopplungssignal (C₁, C₂) gesteuert wird, das im Empfänger (2) auf der Basis eines Entscheidungssignals (â_R(n)) erzeugt wird, das einer Schätzung des Signals (a_T(n)) am Eingang des Senders (1) entspricht, dadurch gekennzeichnet, dass es ferner die folgenden vom Empfänger ausgeführten Schritte umfasst: – Rekonstruieren (23, 24) eines Referenzmodells (s_R(n)) des gesendeten Signals (y_T(n)), so wie es durch den Empfänger (2) empfangen wird (y_R(n)), ausgehend von dem besagten Entscheidungssignal (â_R(n)); – Erzeugen (25) eines Fehlersignals (e_R(n)), das auf die Differenz zwischen dem besagten empfangenen Signal (y_R(n)) und dem besagten Referenzmodell (s_R(n)) schließen lässt; und – Korrelieren des besagten Referenzmodells (s_R(n)) und des besagten Fehlersignals (e_R(n)) zur Erzeugung des besagten Steuersignals (C₁, C₂), das zum Sender (1) zurückgesendet wird.
Verfahren nach dem vorhergehenden Anspruch, dadurch gekennzeichnet, dass in dem besagten Schritt des Korrelierens die Korrelationen (C₁, C₂) der dritten und fünften Ordnung des besagten Referenzmodells (s_R(n)) und des besagten Fehlersignals (e_R(n)) gemäß der Beziehung Ci = <e(n)|sR(n)|2isR*(n)>i = 1, 2 berechnet werden, wobei C_i die Korrelationskoeffizienten sind, e(n) das Fehlersignal ist, s_R(n) das Referenzmodell ist und das Symbol den konjugiert komplexen Wert bezeichnet.
Verfahren nach dem vorhergehenden Anspruch, dadurch gekennzeichnet, dass die Koeffizienten C_i erhalten werden, indem die Werte der entsprechenden Korrelationskoeffizienten (C₁, C₂) gemäß einer rekursiven Beziehung des Typs Ci(NT + 1) = Ci(NT) – βCi i = 1, 2 akkumuliert werden, wobei N_T eine Frame-Zeit ist und β ein geeigneter Schrittweitenfaktor ist.
Verfahren nach dem vorhergehenden Anspruch, dadurch gekennzeichnet, dass die Eingangs-Ausgangs-Funktion der Vorverzerrung vom Typ xT(n) = sT(n) + C1|sT(n)|2sT(n) + C2|sT(n)|4sT(n)ist, wobei s_T(n) das Eingangssignal ist, x_T(n) das Ausgangssignal ist und C₁, C₂ die Korrelationskoeffizienten der dritten bzw. fünften Ordnung sind.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Schritt des Rekonstruierens eine Phasenkorrektur ("de-rotation") (e^–jϕ(n)) des besagten Entscheidungssignals (â_R(n)) bezüglich der Phase des wiederhergestellten Trägers (e^jϕ(n)) umfasst.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass das besagte Entscheidungssignal (â_R(n)) einer adaptiven Filtration (24) unterzogen wird, die den Übertragungskanal modelliert.
Verfahren nach dem vorhergehenden Anspruch, dadurch gekennzeichnet, dass die besagte Filtration (24) entsprechend einer Filterfunktion FIR implementiert ist.
Verfahren nach dem vorhergehenden Anspruch, dadurch gekennzeichnet, dass die Koeffizienten der FIR gemäß einem Ausdruck des folgenden Typs angepasst werden: gk(n + 1) = gk(n) + γε(n)âR*(n – k) ejϕη(n–k) wobei g_k die Koeffizienten der Filterfunktion FIR sind, e(n) das Fehlersignal ist, γ ein geeigneter Schrittweitenfaktor ist, â_R das Entscheidungssignal ist, ϕ die Phase des wiederhergestellten Trägers (e^jϕ(n)) ist und das Symbol * den konjugiert komplexen Wert bezeichnet.
System zur Kompensation von Signalverzerrungen, die von einem verzerrenden Gerät (9) innerhalb eines Senders (1) erzeugt werden, der mit einem Empfänger (2) verbunden ist, wobei der Sender (1) umfasst: – vorverzerrende Mittel (4), die dem besagten verzerrenden Gerät (9), vorgeschaltet sind und die auf ein Steuersignal (C_i) reagieren, um den durch das besagte verzerrende Gerät (9) hervorgerufenen Verzerrungen entgegenzuwirken; – Mittel (32) zum Empfangen des besagten Steuersignals (C_i) auf einem Rückkanal; und wobei der Empfänger (2) umfasst: – Mittel (12 bis 17) für den Empfang des gesendeten Signals (y_T(n)): – Entscheidungsmittel (18 bis 22), um aus dem empfangenen Signal (y_R(n)) ein Entscheidungssignal (â_R(n)) zu gewinnen, das einer Schätzung des Signals (â_T(n)) am Eingang des Senders (1) entspricht; – Steuermittel (23 bis 31), die mit den besagten Entscheidungsmitteln (18 bis 22) zusammenwirken, zur Erzeugung des besagten Steuersignals (C_i); – Mittel (32) zur Übertragung des besagten Steuersignals (C_i) auf dem Rückkanal; dadurch gekennzeichnet, dass die besagten Steuermittel (23 bis 31) umfassen: – Mittel (23, 24) zum Rekonstruieren eines Referenzmodells (s_R(n)) des gesendeten Signals (y_T(n)), so wie es durch den Empfänger (2) empfangen wird (y_R(n)), ausgehend von dem besagten Entscheidungssignal (â_R(n)); – Mittel (25, 26) zum Erzeugen eines Fehlersignals (e_R(n)), das auf die Differenz zwischen dem besagten empfangenen Signal (y_R(n)) und dem besagten Referenzmodell (s_R(n)) schließen lässt, und – Mittel (27 bis 31) zum Korrelieren des besagten Referenzmodells (s_R(n)) und des besagten Fehlersignals (e_R(n)) zur Erzeugung des besagten Steuersignals (C_i).
System nach dem vorhergehenden Anspruch, dadurch gekennzeichnet, dass das besagte verzerrende Gerät (9) ein Hochfrequenzleistungsverstärker ist.
System nach Anspruch 9 oder 10, dadurch gekennzeichnet, dass die besagten Mittel zum Korrelieren (27 bis 31) umfassen: – Quadrierer-Mittel (27) zum Berechnen des Quadrats des Absolutbetrags des besagten Referenzmodells (s_R(n)); – ein erstes Multiplizierglied (28) zur Multiplikation des Ausgangs des besagten Quadrierer-Mittels (27) mit dem Referenzmodell (s_R(n)); – ein zweites Multiplizierglied (29) zur Multiplikation des Ausgangs des Quadrierer-Mittels (27) mit dem Ausgang des ersten Multipliziergliedes (28); – ein drittes Multiplizierglied (30) zur Multiplikation des Ausgangs des ersten Multipliziergliedes (28) mit dem besagten Fehlersignal (e_R(n)), wobei Korrelationskoeffizienten dritter Ordnung (C₁) des Referenzmodells (s_R(n)) und des Fehlersignals (e_R(n)) erhalten werden; und – ein viertes Multiplizierglied (31) zur Multiplikation des Ausgangs des zweiten Multipliziergliedes (29) mit dem besagten Fehlersignal (e_R(n)), wobei Korrelationskoeffizienten fünfter Ordnung (C₁) des Referenzmodells (s_R(n)) und des Fehlersignals (e_R(n)) erhalten werden.
System nach einem der Ansprüche 9 bis 11, dadurch gekennzeichnet, dass die besagten Mittel zum Rekonstruieren (*, 23, 24) Mittel (*, 23) zur Phasenkorrektur ("de-rotation") (e^–jϕ(n)) des besagten Entscheidungssignals (â_R(n)) bezüglich der Phase des wiederhergestellten Trägers (e^jϕ(n)) umfassen.
System nach dem vorhergehenden Anspruch, dadurch gekennzeichnet, dass die besagten Mittel zum Rekonstruieren (*, 23, 24) ein Filter FIR (24) mit adaptiven Koeffizienten zur Filtration des phasenkorrigierten Entscheidungssignals umfassen.