DE102019216148A1

DE102019216148A1 - Verfahren und Schaltung zur einfachen Messung der Phasenverschiebung zwischen zwei gleichfrequenten digitalen Taktsignalen

Info

Publication number: DE102019216148A1
Application number: DE102019216148.0A
Authority: DE
Inventors: Andreas Schubert
Original assignee: Robert Bosch GmbH
Current assignee: Robert Bosch GmbH
Priority date: 2019-10-21
Filing date: 2019-10-21
Publication date: 2021-04-22
Also published as: US20220381822A1; WO2021078675A1; CN114586283A; US12066487B2

Abstract

Es wird ein Verfahren zur einfachen Messung der Phasenverschiebung ΔT zwischen einem ersten Taktsignal CLK1und einem zweiten Taktsignal CLK2mit jeweils einer Periode T0beschrieben. Das Verfahren umfasst folgende Schritte: Einspeisen des ersten Taktsignals in einen ersten Eingang eines Mischers; Einspeisen des zweiten Taktsignals in einen zweiten Eingang des Mischers; Einspeisen des Ausgangssignals des Mischers in einen Tiefpassfilter; Messen des Ausgangssignals des Tiefpassfilters, beispielweise mittels einer Ausgangsspannung Vout, normiert auf die Betriebsspannung VDDdes Mischers. Zudem wird eine Schaltung zur Realisierung des Verfahrens beschrieben. Die Schaltung weist grundsätzlich einen Mischer und einen Tiefpassfilter auf. Der Mischer weist einen ersten Eingang zum Einspeisen des ersten Taktsignals und einen zweiten Eingang zum Einspeisen des zweiten Taktsignals auf. Ferner ist der Ausgang des Mischers mit dem Eingang des Tiefpassfilters verbunden.

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zur einfachen Messung der Phasenverschiebung/des Zeitversatzes zwischen digitalen Signalen gleicher Frequenz. Die Erfindung betrifft weiterhin eine Schaltung zur einfachen Messung der Phasenverschiebung/des Zeitversatzes zwischen digitalen Signalen gleicher Frequenz.
Die moderne elektronische Signalverarbeitung erfordert sehr oft eine präzise zeitliche Steuerung einzelner Verarbeitungsschritte oder die genaue Messung oder Erzeugung kleiner Zeitdifferenzen innerhalb eines integrierten Schaltkreises. In vielen Fällen werden zu diesem Zweck zwei oder mehr digitale Taktsignale gleicher Periodendauer T₀ erzeugt, die aber gegeneinander definiert phasenverschoben sind. Dies wird unten anhand der 1 und 2 illustriert.
Mit dem Entwurf solcher Systeme ist auch immer die Aufgabe des Nachweises der korrekten Funktion, das heißt der Phasenverschiebung, und der Einhaltung der spezifizierten Toleranzen unter Produktionsbedingungen mittels automatischer Testermesstechnik (engl.: automatic test equipment - ATE) zu lösen.
Dabei sind folgende Probleme oft besonders schwierig zu lösen:

1) Wie ermöglicht man den Zugriff auf die relevanten internen Signale, ohne dabei deren Eigenschaften wie zeitliche Verläufe oder Amplituden zu sehr zu verändern?
2) Mit welchen Messgeräten können die erforderlichen Parameter hinreichend genau und wirtschaftlich gemessen werden?
3) Sind die erforderlichen Messgeräte Bestandteil des ATE oder lassen sie sich gegebenenfalls in dieses integrieren?

Stand der Technik
Die meisten aktuellen Publikationen konzentrieren sich auf im Chip integrierte Schaltungen, mit denen die Verzögerung bestimmter Signalpfade in digitalen Schaltungen gemessen werden kann. Mit diesen Messungen sollen fertigungs- oder alterungsbedingte Defekte durch ihre Wirkung auf die Verzögerung des betrachteten Signalpfads erkannt werden. Diese Verfahrensweise ist als Ergänzung der anderen üblichen defektorientierten Verfahren wie SCAN oder IDDQ gedacht. Stellvertretend stehen dafür die Publikationen Gibran L. Jaya et al, „A High-Resolution On-Chip Propagation Delay Measurement Scheme‟, IEEE International SoC Design Conference, 2nd- 3rd November 2015, pp. 143 - 144; Bishnu Prasad Das, Hidetoshi Onodera, „On-Chip Measurement of Rise/Fall Gate Delay Using Reconfigurable Ring Oscillator“, IEEE Transactions on Circuits and Systems II: Express Briefs, Volume 61, Issue 3, 2014, pp. 183- 187; Songwei Pei et al, „A Low Overhead On-chip Path Delay Measurement Circuit‟, IEEE Asian Test Symposium, 23rd- 26th November 2009, pp. 145 - 150; Kentaroh Katoh et al, „A Low Area On-Chip Delay Measurement System Using Embedded Delay Measurement Circuit‟, IEEE Asian Test Symposium, 1st- 2nd December 2010, pp. 343 - 348. Typischerweise werden für die Zeitmessung Verzögerungsketten, Oszillatoren oder sogar PLLs genutzt, um mit den so erzeugten Zeitsignalen oder Verzögerungen einen Vergleichsmaßstab für die eigentliche Messung zu erhalten oder um kurze Zeitintervalle mittels Unterabtastung auf deutlich größere Intervalle abzubilden.
Ein weiterer, in Antony Yao, Yao-Huang Kao, „Measurement of Time Delay for a Transmission Line in Frequency Domain", IEEE Conference on Precision Electromagnetic Measurements, 14th -19th May 2000, pp. 88 - 89 vorgestellter Ansatz ist für die Messung von Signallaufzeiten in einer Transmission-Line gedacht. Dieses Verfahren speist ein bekanntes frequenzmoduliertes Signal in eine Transmission-Line ein. Der Ausgang der Transmission-Line sowie auch eine um 90° phasenverschobene Version des Signals werden gemischt, anschließend mit einem Tiefpass gefiltert und mittels Spektrumanalysator ausgewertet. Aus den erhaltenen Resultaten kann leicht auf die Signallaufzeit in der Transmission-Line geschlossen werden.
Die aktuell publizierten schaltungstechnischen Lösungen und Verfahren erfordern jedoch viel zusätzlich integrierte Hardware oder teure Laborausrüstung (vergleiche Referenz im vorhergehenden Absatz).
Offenbarung der Erfindung
Erfindungsgemäß wird ein Verfahren zur Messung der Phasenverschiebung zwischen einem ersten Taktsignal und einem zweiten Taktsignal zur Verfügung gestellt, wobei die Taktsignale gleiche Frequenz aufweisen.
Das erfindungsgemäße Verfahren zur Messung der Phasenverschiebung zwischen einem ersten Taktsignal und einem zweiten Taktsignal umfasst grundsätzlich folgende Schritte:

a-1) Einspeisen des ersten Taktsignals in einen ersten Eingang eines Mischers;
a-2) Einspeisen des zweiten Taktsignals in einen zweiten Eingang des Mischers;
- d) Einspeisen des Ausgangssignals des Mischers in einen Tiefpassfilter;
- e) Messen des Ausgangssignals des Tiefpassfilters.

Das Verfahren ermöglicht eine sehr einfache Messung der Phasenverschiebung allein über die Messung eines Ausgangssignals eines Tiefpassfilters.
Auch ist es möglich, dass der Mischer ein XOR-Gatter aufweist, und wobei Schritt d) das Einspeisen des Ausgangssignals des XOR-Gatters in den Eingang des Tiefpassfilters umfasst. Ein XOR-Gatter ist ein einfaches, zuverlässiges und kostengünstiges Bauteil, mit dem der Mischer und damit das Verfahren effizient realisiert werden kann.
In einer besonderen Ausführungsform des Verfahrens ist vorgesehen, dass Schritt a-1) das Einspeisen des ersten Taktsignals in den ersten Eingang des XOR-Gatters umfasst und Schritt a-2) das Einspeisen des zweiten Taktsignals in den zweiten Eingang des XOR-Gatters umfasst. Dabei umfasst das Verfahren den folgenden weiteren Schritt:

f) Normieren des Ausgangssignals des Tiefpassfilters auf die Periodendauer der Taktsignale und der Betriebsspannung des Mischers, wobei vorzugsweise das Ausgangssignal des Tiefpassfilters mit der Hälfte der Periodendauer multipliziert und durch die Betriebsspannung des Mischers dividiert wird. Diese Ausführungsform ist eine besonders einfache Variante des erfindungsgemäßen Verfahrens, die sich insbesondere für eingehende Taktsignale eignet, die jeweils das Tastverhältnis ½ aufweisen.

In Bezug auf die oben verwendeten Bezeichnungen „erster Eingang“ und „zweiter Eingang“ des XOR-Gatters sei angemerkt, dass die beiden Eingänge eines XOR-Gatters grundsätzlich gleichwertig sind und vertauscht werden können. Die Bezeichnungen „erster Eingang“ und „zweiter Eingang“ dienen hier allein der Unterscheidung der Eingänge, das heißt, der „erste Eingang“ ist ein beliebiger Eingang des XOR-Gatters und der „zweite Eingang“ ist der andere Eingang des Gatters. Entsprechendes gilt nachfolgend auch für das AND-Gatter und das OR-Gatter.
Alternativ ist mit Vorteil vorgesehen, dass das Verfahren einen Mischer verwendet, der ein erstes flankengesteuertes Flipflop und ein zweites flankengesteuertes Flipflop sowie ein AND-Gatter aufweist.
Dabei umfasst Schritt a-1) das Einspeisen des ersten Taktsignals in den dynamischen Eingang des ersten Flipflops, und Schritt a-2) umfasst das Einspeisen des zweiten Taktsignals in den dynamischen Eingang des zweiten Flipflops. Ferner weist das Verfahren dabei die folgenden weiteren Schritte auf:

b-1) Einspeisen des Ausgangssignals des ersten Flipflops in den ersten Eingang des XOR-Gatters sowie den ersten Eingang des AND-Gatters;
b-2) Einspeisen des Ausgangssignals des zweiten Flipflops in den zweiten Eingang des XOR-Gatters sowie den zweiten Eingang des AND-Gatters;
c-1) Leiten des Ausgangssignals des AND-Gatters an den Reset-Eingang des ersten Flipflops;
c-2) Leiten des Ausgangssignals des AND-Gatters an den Reset-Eingang des zweiten Flipflops.

Diese Ausführungsform des Verfahrens hat den Vorteil, dass sie unabhängig von den Tastverhältnissen der Eingangssignale ist.
In einer besonderen Ausführungsform des Verfahrens weist der Mischer ferner ein ODER-Gatter und einen Inverter auf, und Schritt c-1) umfasst das Einspeisen des Ausgangssignals des AND-Gatters in den ersten Eingang des ODER-Gatters und das Einspeisen des Ausgangssignals des ODER-Gatters in den Reset-Eingang des ersten Flipflops. Schritt c-2) umfasst das Einspeisen des Ausgangssignals des AND-Gatters in den ersten Eingang des ODER-Gatters und das Einspeisen des Ausgangssignals des ODER-Gatters in den Reset-Eingang des zweiten Flipflops. Das Verfahren weist in dieser Ausführungsform die folgenden weiteren Schritte auf:

- Einspeisen eines konstanten Aktivierungssignals in den Dateneingang des ersten Flipflops, den Dateneingang des zweiten Flipflops und den Eingang des Inverters;
- Einspeisen des Ausgangssignals des Inverters in den zweiten Eingang des ODER-Gatters.

Damit lassen sich präzise der Beginn und das Ende der Messung der Phasenverschiebung steuern.
In einer bevorzugten Ausführungsform des Verfahrens ist folgender weiterer Schritt vorgesehen:

f') Normieren des Ausgangssignals des Tiefpassfilters auf die Periodendauer der Taktsignale und der Betriebsspannung des Mischers,

Ein weiterer Aspekt der Erfindung betrifft eine Schaltung zur Messung der Phasenverschiebung zwischen einem ersten Taktsignal und einem zweiten Taktsignal. Die Schaltung weist grundsätzlich einen Mischer und einen Tiefpassfilter auf. Der Mischer weist einen ersten Eingang zum Einspeisen des ersten Taktsignals und einen zweiten Eingang zum Einspeisen des zweiten Taktsignals auf. Ferner ist der Ausgang des Mischers mit dem Eingang des Tiefpassfilters verbunden. Die Schaltung ermöglicht eine sehr einfache Messung der Phasenverschiebung allein über die Messung ihres Ausgangssignals.
Auch ist es möglich, dass in der Schaltung der Mischer ein XOR-Gatter aufweist, wobei der Ausgang des XOR-Gatters mit dem Eingang des Tiefpassfilters verbunden ist. Ein XOR-Gatter ist ein einfaches, zuverlässiges und kostengünstiges Bauteil, mit dem der Mischer effizient realisiert werden kann.
In einer besonderen Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltung ist vorgesehen, dass der erste Eingang des Mischers der erste Eingang des XOR-Gatters ist, und dass der zweite Eingang des Mischers der zweite Eingang des XOR-Gatters ist. Diese Ausführungsform ist eine besonders einfache Variante der erfindungsgemäßen Schaltung, die sich insbesondere für eingehende Taktsignale eignet, die jeweils das Tastverhältnis ½ aufweisen.
Alternativ ist mit Vorteil vorgesehen, dass der Mischer ferner ein erstes flankengesteuertes Flipflop und ein zweites flankengesteuertes Flipflop sowie ein AND-Gatter aufweist. Dabei ist der erste Eingang des Mischers der dynamische Eingang des ersten Flipflops; und der der zweite Eingang des Mischers ist der dynamische Eingang des zweiten Flipflops. Zudem ist der Ausgang des ersten Flipflops mit dem ersten Eingang des XOR-Gatters und dem ersten Eingang des AND-Gatters verbunden; und der Ausgang des zweiten Flipflops ist mit dem zweiten Eingang des XOR-Gatters sowie dem zweiten Eingang des AND-Gatters verbunden. Der Mischer weist eine Verbindung zwischen dem Ausgang des AND-Gatters und dem Reset-Eingang des ersten Flipflops auf. Der Mischer weist zudem eine Verbindung zwischen dem Ausgang des AND-Gatters und dem Reset-Eingang des zweiten Flipflops auf. Diese Ausführungsform der Schaltung hat den Vorteil, dass damit die Phasenverschiebung unabhängig von den Tastverhältnissen der Eingangssignale gemessen werden kann.
In einer besonderen Ausführungsform der Schaltung weist der Mischer ferner ein ODER-Gatter und einen Inverter auf. Die Verbindung zwischen dem Ausgang des AND-Gatters und dem Reset-Eingang des ersten Flipflops sowie dem Reset-Eingang des zweiten Flipflops verläuft dabei über das ODER-Gatter. Insbesondere ist dabei der Ausgang des AND-Gatters mit dem ersten Eingang des ODER-Gatters verbunden. Der Ausgang des ODER-Gatters wiederum ist sowohl mit dem Reset-Eingang des ersten Flipflops als auch mit dem Reset-Eingang des zweiten Flipflops verbunden. Der Mischer weist zudem einen dritten Eingang auf, wobei der dritte Eingang des Mischers mit dem Daten-Eingang des ersten Flipflops, dem Daten-Eingang des zweiten Flipflops und dem Eingang des Inverters verbunden ist. Der Ausgang des Inverters ist mit dem zweiten Eingang des ODER-Gatters verbunden. Damit lassen sich präzise der Beginn und das Ende der Messung der Phasenverschiebung steuern.
Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltung ist vorgesehen, dass die Schaltung eine integrierte Schaltung ist. So lässt sie sich leicht in die gängigen elektronischen Geräten wie PC, Tablets, Smartphones und dergleichen implementieren.
Vorteilhaft weist die erfindungsgemäße Schaltung einen Tiefpassfilter auf, der als passiver Tiefpassfilter ausgestaltet ist. Der passive Tiefpassfilter kann einen Widerstand und einen Kondensator aufweisen. Dies ermöglicht eine leichte und kostengünstige Realisierung eines Tiefpassfilters.
Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltung ist vorgesehen, dass das XOR-Gatter ein hochsymmetrisches XOR-Gatter ist. Dies ermöglicht besonders zuverlässige und präzise Messungen der Phasenverschiebung.
Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben und in der Beschreibung beschrieben. Die Vorteile der vorliegenden Erfindung gegenüber den eingangs erwähnten Konzepten sind insbesondere folgende:

• Die Messung der Phasenverschiebung/des Zeitversatzes zwischen zwei digitalen Signalen gleicher Frequenz ist hier unabhängig vom Tastverhältnis.
• Die Phasenverschiebung wird in eine proportionale Gleichspannung gewandelt und erfordert für die Messung nur ein Voltmeter.
• Die Komplexität der schaltungstechnischen Umsetzung ist sehr gering und stellt keine besonderen Anforderungen an die Präzision der Bauelemente.

Damit ist der erfindungsgemäße Ansatz insbesondere für die Integration in integrierten Schaltkreisen geeignet.
Figurenliste
Ausführungsbeispiele der Erfindung werden anhand der Zeichnungen und der nachfolgenden Beschreibung näher erläutert. Es zeigen:

1 eine Illustration zweier digitaler Taktsignale mit unterschiedlichen Tastverhältnissen (Stand der Technik);
2 ein Beispiel für zwei Taktsignale CLK₁ und CLK₂ gleicher Periodendauer T₀, die um den Zeitversatz ΔT phasenvershoben sind (Stand der Technik);
3 eine Illustration des Prinzips der Messung der Phasenverschiebung zwischen zwei Taktsignalen gleicher Frequenz;
4 eine normierte Übertragungsfunktion der Messanordnung nach 3 und 5;
5 eine einfache Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltung zur Messung der Phasenverschiebung zwischen zwei digitalen gleichfrequenten Taktsignalen;
6 zeigt für zwei Taktsignale, von denen zumindest eines ein Tastverhältnis verschieden von ½ aufweist, das Mischprodukt und das gefilterte Resultat bei Verwendung der Messanordnung nach 3;
7 zeigt für dieselben eingehenden Taktsignale wie in 6(a) das Mischprodukt und das gefiltertes Resultat bei Verwendung der Messanordnung nach 9;
8 eine normierte Übertragungsfunktion der in 9 dargestellten Messanordnung;
9 ein schaltungstechnisches Konzept (Messanordnung) für die Realisierung des Messverfahrens aus 7;
10 einen zeitlichen Verlauf der Signale innerhalb der Schaltung aus 9 sowie der Signale an den dynamischen Eingängen und den Reset-Eingängen der Flipflops in der Schaltung von 9; und
11 eine schaltungstechnische Realisierung des symmetrischen XOR-Gatters/Mischers.

1 dient zur Erläuterung einiger nachfolgend verwendeter Begriffe. Unter dem Begriff „Signal“ wird hier eine von der Zeit t abhängige Messgröße (Amplitude), insbesondere eine Spannung V verstanden. Ein Signal ist „digital“, wenn die Amplitude dabei nur zwei Werte annehmen kann. Diese Werte werden typischerweise als „logische 0“ und „logische 1“ bezeichnet. 1 (a) und (b) zeigen Signale, die als Funktion V(t) gegeben sind, also als Spannung V in Abhängigkeit von der Zeit t. Die dargestellten Signale sind „digital“, da die Spannung V jeweils nur zwei Werte annimmt, nämlich V₀ und V₁. V₀ (typischerweise ist V₀ = 0, das heißt, es liegt keine Spannung an) entspricht der „logischen 0“, und V₁ (typischerweise eine Spannung größer V₀) entspricht der „logischen 1“.
1 (a) und 1 (b) zeigen jeweils ein „periodisches“ Signal, da sich die Gestalt des Signals zeitlich mit der Periodendauer T₀ wiederholt, das heißt, es gilt V(t) = V(t + T₀) für alle t. Unterschiedlich sind jedoch die „Tastverhältnisse“ der dargestellten Signale, also das Verhältnis von Impulsdauer (Dauer der logischen 1) - in der Figur mit τ bezeichnet - zur Periodendauer T₀. In 1 (a) beträgt das Tastverhältnis ½, da die Impulsdauer τ gerade die Hälfte der Periodendauer T₀ beträgt, oder mit anderen Worten, weil die Dauer τ der logischen 1 genau der Dauer τ' der logischen 0 entspricht. In 1 (b) dagegen ist das Tastverhältnis größer als ½, da die Impulsdauer τ größer als die Hälfte der Periodendauer T₀ ist, oder mit anderen Worten, weil die Dauer τ der logischen 1 die Dauer τ' der logischen 0 übersteigt.
Im Folgenden werden nur digitale Signale betrachtet. Um die Figuren übersichtlich zu halten, werden bei den nachfolgenden Darstellungen der digitalen Signale die Koordinatenachsen und deren Bezeichnungen weggelassen; es ist klar, dass diese jeweils wie in 1 dargestellt ergänzt werden könnten.
2 zeigt schematisch ein Beispiel für zwei digitale periodische Taktsignale CLK₁ und CKL₂ (übereinander dargestellt) gleicher Periodendauer T₀, die um einen Zeitversatz ΔT gegeneinander verschoben sind, oder mit anderen Worten, die eine Phasenverschiebung ΔT aufweisen.
Es sei angemerkt, dass es im Allgemeinen genügt, den absoluten Zeitversatz |ΔT| zu ermitteln, da es typischerweise nur auf die Phasenverschiebung zwischen den Signalen ankommt und nicht darauf, bei welchem der Signale CLK₁ und CLK₂ der Beginn einer Periode „eher“ auftritt. Da die Signale periodisch sind, ist die konkrete Festlegung von Beginn t₀ und Ende t₀ + ΔT einer Periode sowieso willkürlich, allein die Zeitdifferenz zwischen Beginn und Ende muss der Periodendauer T₀ entsprechen. Aus dem gleichen Grund spielt es letztlich auch keine Rolle, ob ein Zeitversatz als |ΔT| oder |T₀ - ΔT| angegeben wird; üblicherweise wird man hier min{|ΔT|, |T₀ - ΔT|} angeben.
Ausführungsformen der Erfindung
Das hier vorgestellte Verfahren bedient sich auch des Mischens zweier Taktsignale gleicher Frequenz. Es ist schematisch in 3 dargestellt. Die in 3 (a) gezeigten Signale CLK₁ und CLK₂ entsprechen den vorstehend anhand von 2 beschriebenen. Die Taktsignale CLK₁ und CLK₂ weisen insbesondere die gleiche Frequenz (Periodendauer T₀) auf und besitzen zudem jeweils das Tastverhältnis ½, vergleiche 1 (a). Ihre Phasenverschiebung ΔT - verdeutlicht durch die unterlegten schraffierten Flächen - ist unbekannt und soll mittels der in 3 (b) schematisch dargestellten Messanordnung bestimmt werden. Zunächst werden dazu die Signale CLK₁ und CLK₂ miteinander gemischt, das heißt, das erste Signal CLK₁ wird in einen ersten Eingang 201a eines Mischers 200a und das Signal CLK₂ in den zweiten Eingang des Mischers 200a eingespeist.
Da die Tastverhältnisse beider Signale ½ betragen, erhält man am Mischerausgang, das heißt, am Knoten y, ein Signal s mit im Vergleich zu den Signalen CLK₁ und CLK₂ verdoppelter Frequenz. Dies ist schematisch in 3 (c) dargestellt, wobei die Impulse - also die Zeiten, zu denen das Signal eine logische 1 liefert, wieder mit schraffierten Flächen unterlegt sind. Das resultierende Tastverhältnis des Signals s am Ausgang des Mischers 200a ist dabei abhängig von der Phasenverschiebung zwischen den Signalen CLK₁ und CLK₂. Mittels Tiefpassfilterung können die hochfrequenten Signalanteile unterdrückt werden und es bleibt der Gleichanteil 2·|ΔT| / T₀, normiert auf den vollen Signalhub (also die Signalspannung V₁, die der logischen 1 entspricht, vergleiche 1) zurück. Der Gleichanteil des periodischen Signals s ist dabei das konstante Glied der Entwicklung des Signals s in eine Fourierreihe. Dabei entspricht das konstante Glied gerade dem Flächeninhalt der Funktion s(t) über einer vollen Periode T₀ und normiert auf diese Periode T₀; es kann daher der 3 (c) unmittelbar entnommen werden.
Folglich wird das Ausgangssignal y des Mischers 200a zunächst in einen Tiefpassfilter 300 eingespeist (vergleiche 3 (b)), dessen - im wesentlichen konstante (vergleiche oben) - Ausgangspannung V_out am Ausgang (out) des Tiefpassfilters 300 dann die Messgröße zur Bestimmung von ΔT darstellt, vergleiche 3 (d). Insbesondere für die Messung des Signalhubs am Ausgang des Tiefpassfilters - also die Ausgangsspannung V_out - nur ein Voltmeter erforderlich.
Die Relation zwischen Signalhub am Ausgang des Tiefpassfilters 300 und dem (halben) Tastverhältnis des Signals s am Ausgang des Mischers 200a ist in 4 gezeigt, wobei die Ausgangsspannung am Tiefpassfilter 300 hier auf den vollen Signalhub, das heißt, der Betriebsspannung V_DD des Mischers 200a, normiert dargestellt ist. Insbesondere zeigt 4, dass die Übertragungsfunktion der Messanordnung nach 3 (b) stückweise linear ist. Wenn die zu vergleichenden Signale CLK₁ und CLK₂ einen Zeitversatz ΔT aufweisen, der genau der halben Periodendauer T₀ entspricht, wird der Signalhub am Tiefpassausgang maximal.
Für die Messung des (absoluten) Zeitversatzes |ΔT| muss daher nur die Gleichspannung V_out am Tiefpassausgang mit einem normalen Voltmeter oder Multimeter gemessen werden. Das Ermitteln des Zeitversatzes zwischen den beiden Signalen kann dann aus gemessenen und bekannten Größen berechnet werden. Insbesondere ergibt sich aus 3 (d) und der (stückweisen) Linearität der Übertragungsfunktion von 4, dass das Tastverhältnis 2·|ΔT| / T₀ des Signals s am Ausgang des Mischers 200a gerade der auf die Betriebsspannung V_DD des Mischers 200a normierten Ausgangsspannung V_out am Tiefpassfilter 300 entspricht.
Der Absolutbetrag des Zeitversatzes |ΔT| lässt sich also mittels $| Δ T | = T_{0} \cdot \frac{V_{out}}{2 V_{DD}}$
angeben, wobei T₀ die Periodendauer, V_DD die Betriebsspannung des Mischers und V_out die Gleichspannung am Ausgang des Tiefpassfilters ist.
Die einfachste Art, einen solchen Mischer 200a zu realisieren ist ein XOR-Gatter. Dieses Gatter liefert am Ausgang eine logische 1, wenn die Signale an den Eingängen verschieden sind - genau wie 3 (a) und (c) dargestellt. Die in 3 (b) gezeigte Messanordnung kann etwa durch einen Aufbau realisiert werden, wie er in 5 dargestellt ist. Die zu vergleichenden Taktsignale CLK₁ und CLK₂ werden jeweils in einen der beiden Eingänge 201a und 202a eines XOR-Gatters 210 eingespeist, dessen Ausgang (Knoten y) dann als Ausgang des Mischers dient und mit dem Eingang eines passiven Tiefpassfilters 300 verbunden ist.
Der Tiefpassfilter 300 kann beispielsweise leicht durch die in 5 gezeigte Kombination von Widerstand R und Kondensator C realisiert werden. Dabei dient ein Anschluss 301 des Widerstands R als Eingang des Tiefpassfilters 300, der andere Anschluss des Widerstands R ist der Ausgang (out) des Tiefpassfilters, der jedoch zugleich über den Kondensator C mit der Masse verbunden ist.
Bei dieser einfachen Realisierung eines Mischers mittels XOR-Gatter ist jedoch zu beachten, dass die Tastverhältnisse der zu vergleichenden Signale CLK₁ und CLK₂ das Ergebnis beeinflussen. In anderen Worten, die im Zusammenhang mit den 3 bis 5 beschriebenen Anordnungen und Resultate lassen sich im Allgemeinen nur dann einsetzen, wenn die Signale CLK₁ und CLK₂ verlässlich das Tastverhältnis ½ aufweisen. In allgemeinen Fall, in dem nicht nur der Zeitversatz ΔT, sondern auch die Tastverhältnisse der Signale CLK₁ und CLK₂ unbekannt sind, muss die Messanordnung geeignet abgeändert werden.
Das Phänomen des Einflusses der Tastverhältnisse der zu vergleichenden Signale CLK₁ und CLK₂ auf die Übertragungsfunktion bei Verwendung der Messanordnung nach 3 (b) beziehungsweise 5 ist in den 6 (a) bis (c) dargestellt. Wie aus 6 (a) ersichtlich, ist der Zeitversatz ΔT gegenüber der Situation von 3 unverändert. Während jedoch das zweite Taktsignal CLK₂ in 6 (a) im Vergleich zum zweiten Taktsignal von 3 (a) ebenfalls unverändert bleibt und also weiterhin ein Tastverhältnis von ½ aufweist, ist das Tastverhältnis von Signal CLK₁ in 6 (a) im Vergleich zu jenem in 3 (a) vermindert, da das Verhältnis der Dauer des Signalimpulses (der logischen 1) in einer Periode T₀ des Signals CLK₁ zur Periode T₀ nun kürzer ist. Zeiten t, in denen entweder nur das Signal CLK₁ einen Impuls liefert oder nur das Signal CLK₂ einen Impuls liefert, sind in 6 (a) zur Verdeutlichung schraffiert unterlegt. Somit liefert ein Mischen der Signale CLK₁ und CLK₂ mittels eines XOR-Gatters - wie im Kontext der 3 bis 5 beschrieben - gerade zu den in 6 (a) durch die schraffierten Unterlegungen gekennzeichneten Zeitpunkten eine logische 1 am Ausgang des Mischers, was in 6 (b), ebenfalls durch schraffierte Hinterlegungen, illustriert ist.
Mittels Tiefpassfilter kann nun, wie oben beschrieben, das Tastverhältnis des in 6 (b) dargestellten Signals am Ausgang des Mischers (XOR-Gatters) gemessen werden. Die Breite der schraffierten Unterlegungen pro Periode in 6 (a) und (b) zeigt jedoch nun unmittelbar an, dass die Dauer der logischen 1 pro Periode am Ausgang des XOR-Gatters - in der Figur als |ΔT'| bezeichnet - größer ist als der doppelte Zeitversatz |ΔT|. Somit gilt für den konstanten, auf die Betriebsspannung V_DD des Mischers normierten Signalhub V_out / V_DD am Ausgang des Tiefpassfilters V_out / V_DD = |ΔT'| / T₀ > 2·|ΔT| / T₀, was in 6 (c) illustriert ist. Die anhand der 3 bis 5 für den einfachen Fall eines Tastverhältnisses von ½ für beide Signale entwickelte Formel (1) zur Messung und Ermittlung des absoluten Zeitversatzes |ΔT| (siehe oben) ist also im Falle beliebiger Tastverhältnisse so nicht mehr nutzbar, denn in Unkenntnis der stark unterschiedlichen Tastverhältnisse würde man als Resultat einen absoluten Zeitversatz von |ΔT'| ermitteln, der mit dem tatsächlich Wert |ΔT| nicht übereinstimmt.
Für eine genaue und vom Tastverhältnis unabhängige Messung des Zeitversatzes zwischen CLK₁ und CLK₂ muss das Verfahren so geändert werden wie in den 7 (a) bis (c) dargestellt. Die schraffierten Flächen in 7 (a) markieren für jede Periode den Zeitraum zwischen den Zeitpunkten des Auftretens der jeweils ansteigenden Flanke der Signale an CLK₁ und CLK₂. Die absteigenden Flanken der Signale bleiben unberücksichtigt. Durch eine geeignete Mischer-Schaltung werden anschließend die in 7 (a) schraffiert markierten Zeiten herausgefiltert; in anderen Worten: der Mischer liefert an seinem Ausgang eine logische 1 für die Dauer zwischen den Zeitpunkten der ansteigenden Flanken der Signale CLK₁ und CLK₂ und eine logische 0 sonst. Dies ist in 7 (b) dargestellt. Man entnimmt der Figur, dass dann am Ausgang des Mischers pro Periode genau für die Dauer des absoluten Zeitversatzes |ΔT| eine logische 1 geliefert wird. Der Gleichanteil des Signals von 7 (b) kann dann wieder, wie oben beschrieben, mit einem dem Mischer nachgeschalteten Tiefpassfilter ermittelt werden, dessen auf die Betriebsspannung V_DD des Mischers normierte (konstante) Ausgangsspannung V_out / V_DD dann gerade dem auf die Periodendauer T₀ normierten absoluten Zeitversatz |ΔT| der Signale CLK₁ und CLK₂ entspricht, also V_out / V_DD = |ΔT| / T₀, siehe 7 (c).
Die Übertragungsfunktion einer solchen Schaltung ist in 8 (a) für Zeitversätze im Bereich |ΔT| / T₀ ≤ ½ dargestellt. Wie vorstehend beschrieben, beträgt nun der auf den Signalhub normierte Gleichanteil am Filterausgang |ΔT| / T₀. Die Steilheit der Übertragungsfunktion ist daher nur noch halb so groß wie im Verfahren nach 3, denn es findet keine Frequenzverdopplung am Mischerausgang mehr statt.
8 (b) erweitert den Bereich von 8 (a); im Bereich |ΔT| / T₀ ≤ ½ und V_out / V_DD ≤ ½ stimmt die Relation von 8 (b) mit der Übertragungsfunktion von 8 (a) überein (Abschnitt C₀ der gezeigten Relation; als durchgezogene Linie dargestellt). Je nachdem, zu welchem Zeitpunkt die Messung der Signale CLK₁ und CLK₂ in 7 (a) begonnen wird, können jedoch auch Zeitversätze T₀ mit T₀ ≥ |ΔT| > T₀ / 2 auftreten. Solche Zeitversätze führen zu normierten Signalhüben V_out/V_DD am Filterausgang mit V_out/V_DD > ½, oder äquivalent V_out > VDD / 2. Dies entspricht dem gestrichelt gezeichneten Abschnitt C₁ der in 8 (b) dargestellten Relation. Wie oben bereits angemerkt, würde man für gemessene Zeitversätze |ΔT| mit T₀ ≥ |ΔT| > T₀ / 2 jedoch üblicherweise nicht |ΔT|, sondern an Stelle dessen vorzugsweise |T₀ - ΔT| angeben, da dann wieder |T₀ - ΔT| ≤ T₀ / 2 gegeben ist. Dies ist gleichbedeutend mit einem Umklappen (einer Spiegelung) des Abschnitts C₁ in 8 (b) an der Senkrechten durch den Punkt |ΔT| / T₀ = ½ (Abschnitt C₂ der Relation).
Die in den 7 (a) bis (c) sowie 8 (a) und (b) beschriebene Modifikation des zuvor anhand der 3 bis 5 beschriebenen Verfahrens führt somit zu einer anderen Berechnung des absoluten Zeitversatzes, der sich - wie sich an 8 nachvollziehen lässt - wie folgt ermitteln lässt: $| Δ T | = \frac{T_{0}}{V_{DD}} \cdot {\begin{matrix} V_{out} & für & V_{out} \leq V_{DD} / 2 \\ V_{DD} - V_{out} & für & V_{out} > V_{DD} / 2 \end{matrix},$
wobei wiederum T₀ die Periodendauer, V_DD die Betriebsspannung des Mischers und V_out die Gleichspannung am Ausgang des Tiefpassfilters ist.
Das vorstehend beschriebene modifizierte Verfahren zur Bestimmung des absoluten Zeitversatzes zweier gleichfrequenter digitaler Taktsignale benötigt natürlich auch einen anderen Mischer als das XOR-Gatter, das im einfachen Verfahren gemäß der 3 bis 5 verwendet wurde.
Für die schaltungstechnische Umsetzung des in 7 (a) bis (c) dargestellten Verhaltens heißt das, dass die steigende Taktflanke des vorauseilenden Signals den Signalpfad öffnet und damit so lange an einem Eingang des Mischers eine logische 1 anliegt, bis die steigende Flanke des zweiten Signals den Signalpfad sperrt und an beiden Eingängen des Mischers wieder jeweils eine logische 0 anliegt.
Die in 9 dargestellte Schaltung realisiert das in 7 (a) bis (c) illustrierte Verfahren. Die Schaltung umfasst einen Mischer 200 und einen Tiefpass 300. Die zwei Signale CLK₁ und CLK₂ bedienen jeweils die dynamischen Eingänge (Takteingänge) 201 und 202 - schaltungssymbolisch jeweils durch das Zeichen ▷ dargestellt - der Flipflops FF1 beziehungsweise FF2. Deren Ausgänge Q sind über die Knoten x₁ beziehungsweise x₂ jeweils sowohl mit einem Eingang eines XOR-Gatters 210 als auch mit einem Eingang eines AND-Gatters 220 verbunden.
Wenn die Schaltung aktiv ist, also en = 1 („en“ steht für „enable“), übernehmen die Ausgänge der Flipflops FF1 und FF1 mit den jeweils steigenden Flanken von CLK₁ beziehungsweise CLK₂ das Datum von den jeweiligen Dateneingängen D der Flipflops an die Ausgänge Q. Die Ausgänge werden gesetzt, das heißt logisch 1.
Mithilfe einer kombinatorischen Schaltung, bestehend aus dem AND-Gatter 220, einem OR-Gatter 230 und einem Inverter 240, werden die Flipflops FF1 und FF2 jeweils zurückgesetzt. Dies geschieht entweder, sobald beide Flipflops gesetzt sind, oder falls en = 0. Diese Konstruktion bewirkt, dass exakt nur für die Dauer des Zeitversatzes |ΔT| zwischen CLK₁ und CLK₂ an den Eingängen des XOR-Gatters 210 verschiedene logische Signalwerte anliegen. Das ist nun völlig unabhängig von den Tastverhältnissen der Signale CLK₁ und CLK₂.
Mit dem XOR-Gatter 210 wird das Mischen der Signale auf den Knoten x₁ und x₂ durchgeführt. Das Mischprodukt am Ausgang 204 des XOR-Gatters 210 (das heißt das Signal am Knoten y) wird mit einem passiven Tiefpassfilter 300, bestehend aus einem Widerstand R und einem Kondensator C (vergleiche auch die Beschreibung zu 5), gefiltert. Dadurch werden die hochfrequenten Signalanteile unterdrückt und nahezu nur der Gleichanteil des Mischprodukts an den Ausgang (out) der Schaltung gegeben.
In 10 wird beispielhaft der Zeitverlauf der Signale an den Knoten der Schaltung in 9 sowie an den dynamischen Eingängen und den Reset-Eingängen der Flipflops in dieser Schaltung skizziert. Zuoberst sind wieder die beiden gleichfrequenten Eingangstaktsignale CLK₁ und CLK₂ mit Periode T₀ und Phasenverschiebung ΔT anhand des Beispiels dargestellt, das in den 2 und 3 (a) beschrieben wurde. Die darunter mit x₁ und x₂ markierten Signale entsprechen den Spannungsverläufen an den Knoten x₁ und x₂ in 9 entstehen, wenn an dieser Schaltung en = 1 gesetzt ist (also am Inverter 240 und an den Dateneingängen der Flipflops FF1 und FF2 eine logische 1 gesetzt ist) und die Signale CLK₁ und CLK₂ in die dynamischen Eingänge (Takteingänge) der Flipflops FF1 beziehungsweise FF2 eingespeist werden. Wegen en = 1 leitet das ODER-Gatter 230 das am Knoten z₁ anliegende Signal einfach an seinen Ausgang und damit über den Knoten z an die Reset-Eingänge der Flipflops FF1, FF2 weiter.
Ab Beginn der Messung liefert zunächst das Signal CLK₂ eine ansteigende Flanke, sodass der Ausgang Q des zweiten Flipflops FF2 schaltet, also dort eine logische 1 gesetzt wird, die dann am ersten Eingang des XOR-Gatters 210 sowie ebenfalls am ersten Eingang des AND-Gatters 220 anliegt (Knoten x₂). Das Signal CLK₁ jedoch ist noch auf einer logischen 0, sodass auch der Q-Ausgang des ersten Flipflops FF1 noch eine 0 liefert. Somit schaltet das XOR-Gatter, das heißt an dessen Ausgang 204 und damit am Knoten y wird eine 1 geliefert (unterstes Signal in der Figur), die dann an den Tiefpassfilter 300 weitergegeben wird. Das AND-Gatter jedoch verbleibt an seinem Ausgang auf einer 0, womit über den Knoten z auch an den Reset-Eingängen RST beider Flipflops eine 0 anliegt (mit RST gekennzeichnetes Signal in der Figur). Die Dauer des vorstehend beschriebenen Zustands ist in der Figur mit der linken schraffierten Unterlegung gekennzeichnet.
Sobald nun auch das erste Taktsignal CLK₁ eine 1 liefert, also ab der ersten ansteigenden Flanke von CLK₁, wird auch am Q-Ausgang des ersten Flipflops FF1 eine 1 gesetzt, die dann über den Knoten x₁ am zweiten Eingang des XOR-Gatters 210 sowie zugleich am zweiten Eingang des AND-Gatters 220 anliegt. Momentan ist also auf beiden Knoten x₁ und x₂ eine logische 1 gesetzt (in diesem Zustand befindet sich die Schaltung nur für eine sehr kurze Zeit, die hier durch die Dauer des ersten Impulses des Signals x₁ charakterisiert ist, siehe unten). Somit schaltet das XOR-Gatter 210 an seinem Ausgang 204 eine 0, die dann über den Knoten y an den Tiefpassfilter übergeben wird, und das AND-Gatter 220 schaltet an seinem Ausgang eine 1, die dann über das ODER-Gatter 230 sowie die Knoten z₁ und z an die Reset-Eingänge der beiden Flipflops weitergeleitet wird. Auf Grund dessen schalten nun beide Flipflops an ihren jeweiligen Q-Ausgängen eine 0, die dann (über die Knoten x₁ und x₂) jeweils an beiden Eingängen des XOR-Gatters 210 und des AND-Gatters 220 anliegt, sodass sowohl das XOR-Gatter 210 also auch das AND-Gatter eine 220 an ihrem jeweiligen Ausgang auf 0 schalten. Somit ist das Signal am Knoten y auf 0 gesetzt und wird an den Tiefpassfilter 300 weitergegeben. Ebenfalls sind - über die Knoten z₁, z und das ODER-Gatter 230 - auch die Reset-Eingänge der Flipflops auf 0 gesetzt. Zusammengefasst sind nun also die Knoten x₁, x₂, y sowie die Reset-Einänge der Flipflops auf 0 gesetzt (Zustand vor dem - von links aus betrachtet - zweiten schraffierten Streifen in der Figur).
Dieser Zustand ändert sich auch dann nicht, wenn die Signale CLK₁ und CLK₂ wieder auf 0 zurückfallen, da dies den Zustand der Q-Ausgänge der Flipflops nicht beeinflusst. Die Knoten x₁, x₂, y sowie die Reset-Eingänge der Flipflops verbleiben also weiterhin auf 0 (Zustände der Schaltung während der Dauer des - von links aus betrachtet - zweiten schraffierten Streifens bis zum Beginn des dritten schraffierten Streifens in der Figur). Dies entspricht dem Ursprungszustand. Mit Erreichen der zweiten ansteigenden Flanke des zweiten Signals CLK₂ wiederholt sich nun das vorstehend beschriebene Prozedere.
Wie in der Figur aus dem Signal am Knoten y ersichtlich, ist dieser Knoten pro Periode T₀ genau für die Dauer der Phasenverschiebung ΔT auf 1 gesetzt. Das Signal des Knotens y wird dann in den Tiefpassfilter eingespeist, der dann - wie oben bereits beschrieben - den Gleichanteil des Signals herausfiltert, der dann mit einem Voltmeter gemessen werden kann und - nach entsprechender Normierung (siehe oben) - gerade dem Wert |ΔT| / T₀ entspricht, der über die vorstehend beschriebene Gleichung (2) sofort in den absoluten Zeitversatz |ΔT| der eingehenden Taktsignale CLK₁ und CLK₂ umgerechnet werden kann.
Bei Verwendung der vorstehend beschrieben Schaltung ergeben sich, pro Periode, kleine Pulsbreiten für die Signale am Knoten z (also an den Reset-Eingängen RST der Flipflops) und x₁ sowie ein zeitlicher Überhang des Signalimpulses am Knoten x₂ über das Ende des Signalimpulses am Knoten y hinaus. Diese kleinen Pulsbreiten sowie der genannte zeitliche Überhang des Signalimpulses am Knoten x₂ werden durch die Signallaufzeit durch die Kette aus AND- und OR-Gatter bestimmt. Insbesondere ist die Pulsbreite näherungsweise die Summe aller Verzögerungen im Signalpfad von den Eingängen RST der Flipflops bis zum Ausgang des ODER-Gatters. Durch das Verhalten des XOR-Gatters, dass an dessen Ausgang nur dann eine logische 1 erscheint, wenn dessen beide Eingänge verschieden sind (wenn also an einem Eingang des XOR-Gatters eine logische 0, und zugleich am anderen Eingang des XOR-Gatters eine logische 1 anliegt), sind die laufzeitbedingten Überlappungen von x₁ und x₂ jedoch wirkungslos. Einfluss auf die Genauigkeit haben hier vor allem fertigungs- oder konstruktionsbedingte Unterschiede in den Laufzeiten durch die Flipflops (Verzögerung Takt-zu-Ausgang) und Laufzeitunterschiede zwischen den beiden XOR-Eingängen. Dies ist der Grund für die symmetrische Konstruktion in der Anordnung der Flipflops. Ebenso ist aus diesem Grund eine symmetrische Konstruktion des inneren Aufbaus des XOR-Gatters von Vorteil (siehe unten zu 11).
Für die schaltungstechnische Umsetzung der oben gezeigten Schaltung ist, wie vorstehend beschrieben, in Bezug auf die zeitlichen Abläufe der Signalverarbeitung ein hochsymmetrisches XOR-Gatter vorteilhaft. Ein Beispiel für einen Schaltungsaufbau eines solchen hochsymmetrischen XOR-Gatters ist in 11 dargestellt. Dabei bezeichnen VDD und VSS die positiven beziehungsweise negativen Versorgungsspannungsanschlüsse. Ferner sind neun PMOS-Transistoren durch M_P0, M_P1, ..., M_P8 sowie ebenfalls neun NMOS-Transistoren durch M_N0, M_N1, ..., M_N8 bezeichnet. BF1 und BF2 sind Signaltreiber mit jeweils einem invertierenden Ausgang (markiert durch einen Kreis) und einem nicht-invertierenden Ausgang. In der Struktur der Schaltung existiert - abgesehen vom Inverter am Ausgang (durch die Transistoren M_P8 und M_N8 realisiert) - jeder Zweig zweimal. Die Zweige unterscheiden sich nur dadurch, dass die Reihenfolge der durch ein bestimmtes Signal gesteuerten Transistoren im jeweiligen Zweig umgekehrt wurde. Die logisch Funktion bleibt dadurch unverändert. Allerdings werden dadurch gleiche (d. h., symmetrische) Signallaufzeiten für beide XOR-Eingänge erreicht. Voraussetzung ist hier, dass die Laufzeiten vom Signaltreibereingang zum invertierenden und nicht-invertierenden Ausgang des Treibers gleich sind, d. h., die invertierte und die nicht-invertierte Variante des Signals zeitgleich bereitgestellt werden. Weiterhin wird vorausgesetzt, dass es keine Laufzeitunterschiede zwischen beiden Signaltreibern gibt.
Wird die in 11 gezeigte Schaltung als XOR-Gatter 220 in der Schaltung des Mischers 200 von 9 verwendet, so wird das Signal der Knoten x₁ und x₂ des Mischers 200 an die Eingänge der Signaltreiber BF1 beziehungsweise BF2 gelegt. Das Ausgangssignal des hochsymmetrischen XOR-Gatters (also der Ausgang des durch die Transistoren M_P8 und M_N8 realisierten Inverters; siehe oben) wird dann in den Knoten y eingespeist.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Nicht-Patentliteratur

Gibran L. Jaya et al, „A High-Resolution On-Chip Propagation Delay Measurement Scheme‟, IEEE International SoC Design Conference, 2nd- 3rd November 2015, pp. 143 - 144 [0005]
Antony Yao, Yao-Huang Kao, „Measurement of Time Delay for a Transmission Line in Frequency Domain“, IEEE Conference on Precision Electromagnetic Measurements, 14th -19th May 2000, pp. 88 - 89 [0006]

Claims

Verfahren zur Messung der Phasenverschiebung (ΔT) zwischen einem ersten Taktsignal (CLK₁) und einem zweiten Taktsignal (CLK₂), wobei die Taktsignale (CLK₁, CLK₂) gleiche Frequenz aufweisen, mit den folgenden Schritten: a-1) Einspeisen des ersten Taktsignals (CLK₁) in einen ersten Eingang (201, 201a) eines Mischers (200, 200a); a-2) Einspeisen des zweiten Taktsignals (CLK₂) in einen zweiten Eingang (202, 202a) des Mischers (200, 200a); d) Einspeisen des Ausgangssignals (y) des Mischers in einen Tiefpassfilter (300); e) Messen des Ausgangssignals (out) des Tiefpassfilters (300).
Verfahren nach Anspruch 1, wobei der Mischer (200, 200a) ein XOR-Gatter (210) aufweist, und wobei Schritt d) das Einspeisen des Ausgangssignals (y) des XOR-Gatters (210) in den Eingang (301) des Tiefpassfilters (300) umfasst.
Verfahren nach Anspruch 2, wobei Schritt a-1) das Einspeisen des ersten Taktsignals (CLK₁) in den ersten Eingang des XOR-Gatters (210) umfasst; wobei Schritt a-2) das Einspeisen des zweiten Taktsignals (CLK₂) in den zweiten Eingang des XOR-Gatters (210) umfasst; und wobei das Verfahren den folgenden weiteren Schritt umfasst: f) Normieren des Ausgangssignals (out) des Tiefpassfilters (300) auf die Periodendauer (T₀) der Taktsignale (CLK₁, CLK₂) und der Betriebsspannung (V_DD) des Mischers (200a), wobei vorzugsweise das Ausgangssignal (out) des Tiefpassfilters (300) mit der Hälfte der Periodendauer (T₀) multipliziert und durch die Betriebsspannung (V_DD) des Mischers (200a) dividiert wird.
Verfahren nach Anspruch 2, wobei der Mischer (200, 200a) ferner ein erstes flankengesteuertes Flipflop (FF1) und ein zweites flankengesteuertes Flipflop (FF2) sowie ein AND-Gatter (220) aufweist, wobei Schritt a-1) das Einspeisen des ersten Taktsignals (CLK₁) in den dynamischen Eingang des ersten Flipflops (FF1) umfasst; wobei Schritt a-2) das Einspeisen des zweiten Taktsignals (CLK₂) in den dynamischen Eingang des zweiten Flipflops (FF2) umfasst; und wobei das Verfahren die folgenden weiteren Schritte aufweist: b-1) Einspeisen des Ausgangssignals (x₁) des ersten Flipflops (FF1) in den ersten Eingang des XOR-Gatters (210) sowie den ersten Eingang des AND-Gatters (220); b-2) Einspeisen des Ausgangssignals (x₂) des zweiten Flipflops (FF2) in den zweiten Eingang des XOR-Gatters (210) sowie den zweiten Eingang des AND-Gatters (220); c-1) Leiten des Ausgangssignals (z₁) des AND-Gatters (220) an den Reset-Eingang des ersten Flipflops (FF1); c-2) Leiten des Ausgangssignals (z₁) des AND-Gatters (220) an den Reset-Eingang des zweiten Flipflops (FF2).
Verfahren nach Anspruch 4, wobei der Mischer (200, 200a) ferner ein ODER-Gatter (230) und einen Inverter (240) aufweist, wobei Schritt c-1) das Einspeisen des Ausgangssignals (z₁) des AND-Gatters (220) in den ersten Eingang des ODER-Gatters (230) und das Einspeisen des Ausgangssignals (z) des ODER-Gatters (230) in den Reset-Eingang des ersten Flipflops (FF1) umfasst; wobei Schritt c-2) das Einspeisen des Ausgangssignals (z₁) des AND-Gatters (220) in den ersten Eingang des ODER-Gatters (230) und das Einspeisen des Ausgangssignals (z) des ODER-Gatters (230) in den Reset-Eingang des zweiten Flipflops (FF2) umfasst; und wobei das Verfahren die folgenden weiteren Schritte aufweist: - Einspeisen eines konstanten Aktivierungssignals in den Dateneingang des ersten Flipflops (FF1), den Dateneingang des zweiten Flipflops (FF2) und den Eingang des Inverters (240); - Einspeisen des Ausgangssignals des Inverters (240) in den zweiten Eingang (z₂) des ODER-Gatters (230).
Verfahren nach Anspruch 4 oder 5 folgenden weiteren Schritt: f') Normieren des Ausgangssignals (out) des Tiefpassfilters (300) auf die Periodendauer (T₀) der Taktsignale (CLK₁, CLK₂) und der Betriebsspannung (V_DD) des Mischers (200), wobei vorzugsweise entweder, falls die Ausgangsspannung (V_out) des Tiefpassfilters kleiner ist als die Hälfte der Betriebsspannung (V_DD) des Mischers, die Ausgangsspannung (V_out) des Tiefpassfilters (300) mit der Periodendauer (T₀) multipliziert und durch die Betriebsspannung (V_DD) des Mischers (200) dividiert wird, oder, falls die Ausgangsspannung (V_out) des Tiefpassfilters (300) größer als die Hälfte der Betriebsspannung (V_DD) des Mischers (200) ist oder gleich der Hälfte der Betriebsspannung des Mischers (200) ist, die Differenz zwischen Betriebsspannung (V_DD) des Mischers (200) und der Ausgangsspannung (V_out) des Tiefpassfilters (300) mit der Periodendauer (T₀) multipliziert und durch die Betriebsspannung (V_DD) des Mischers (200) dividiert wird.
Schaltung zur Messung der Phasenverschiebung (ΔT) zwischen einem ersten Taktsignal (CLK₁) und einem zweiten Taktsignal (CLK₂), aufweisend: - einen Mischer (200, 200a) und - einen Tiefpassfilter (300), gekennzeichnet dadurch, dass der Mischer (200, 200a) einen ersten Eingang (201, 201a) zum Einspeisen des ersten Taktsignals (CLK₁) und einen zweiten Eingang (202, 202a) zum Einspeisen des zweiten Taktsignals (CLK₂) aufweist; wobei der Ausgang des Mischers (200, 200a) mit dem Eingang (301) des Tiefpassfilters (300) verbunden ist.
Schaltung nach Anspruch 7, wobei der Mischer ein XOR-Gatter aufweist (210), und wobei der Ausgang (204) des XOR-Gatters (210) mit dem Eingang (301) des Tiefpassfilters (300) verbunden ist.
Schaltung nach Anspruch 7 oder 8, wobei der erste Eingang (201a) des Mischers der erste Eingang des XOR-Gatters (210) ist, und wobei der zweite Eingang (202a) des Mischers der zweite Eingang des XOR-Gatters (210) ist.
Schaltung nach Anspruch 8, wobei der Mischer ferner ein erstes flankengesteuertes Flipflop (FF1) und ein zweites flankengesteuertes Flipflop (FF2) sowie ein AND-Gatter (220) aufweist; wobei der erste Eingang (201) des Mischers (200) der dynamische Eingang des ersten Flipflops (FF1) ist; wobei der zweite Eingang (202) des Mischers (200) der dynamische Eingang des zweiten Flipflops (FF2) ist; wobei der Ausgang des ersten Flipflops (FF1) mit dem ersten Eingang des XOR-Gatters (210) und dem ersten Eingang des AND-Gatters (220) verbunden ist; wobei der Ausgang des zweiten Flipflops (FF2) mit dem zweiten Eingang des XOR-Gatters (210) und dem zweiten Eingang des AND-Gatters (220) verbunden ist; wobei der Mischer (200) eine Verbindung zwischen dem Ausgang des AND-Gatters (220) und dem Reset-Eingang des ersten Flipflops (FF1) aufweist; und wobei der Mischer (200) eine Verbindung zwischen dem Ausgang des AND-Gatters (220) und dem Reset-Eingang des zweiten Flipflops (FF2) aufweist.
Schaltung nach Anspruch 10, wobei der Mischer (200) ferner ein ODER-Gatter (230) und einen Inverter (240) aufweist; wobei die Verbindung zwischen dem Ausgang des AND-Gatters (220) und dem Reset-Eingang des ersten Flipflops (FF1) sowie dem Reset-Eingang des zweiten Flipflops (FF2) über das ODER-Gatter (230) verläuft, wobei der Ausgang des AND-Gatters (220) mit dem ersten Eingang des ODER-Gatters (230) verbunden ist, und der Ausgang des ODER-Gatters (230) mit dem Reset-Eingang des ersten Flipflops (FF1) und dem Reset-Eingang des zweiten Flipflops (FF2) verbunden ist; wobei der Mischer (200) einen dritten Eingang (203) aufweist, wobei der dritte Eingang (203) des Mischers (200) mit dem Daten-Eingang des ersten Flipflops (FF1), dem Daten-Eingang des zweiten Flipflops (FF2) und dem Eingang des Inverters (240) verbunden ist; und wobei der Ausgang des Inverters (240) mit dem zweiten Eingang des ODER-Gatters (230) verbunden ist.
Schaltung nach einem der Ansprüche 7 bis 11, wobei die Schaltung eine integrierte Schaltung ist.
Schaltung nach einem der Ansprüche 7 bis 12, wobei der Tiefpassfilter (300) ein passiver Tiefpassfilter ist und vorzugsweise einen Widerstand (R) und einen Kondensator (C) aufweist.
Schaltung nach einem der Ansprüche 7 bis 13, wobei das XOR-Gatter (210) ein hochsymmetrisches XOR-Gatter ist.