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TECHNISCHES GEBIET
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Die vorliegende Erfindung betrifft eine Signalübertragungsschaltung, die ein Ringing (Überschwingungen, Gibb'sches Phänomen) in einer drahtgebundenen Kommunikation verringert.
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HINTERGRUND
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In drahtgebundenen Kommunikationen treten im Allgemeinen Verzerrungen der Wellenformen aufgrund eines Ringing an ansteigenden und abfallenden Flanken auf, bei denen Daten zwischen einem hohen Pegel und einem niedrigen Pegel wechseln. In einer CAN-Kommunikation (Steuerbereichsnetzwerk-Kommunikation) eines fahrzeugeigenen LAN (lokales Netzwerk) tritt sehr wahrscheinlich ein starkes Ringing auf, da ein Ausgangsanschluss während einer rezessiven Übertragung einen hohen Impedanzzustand aufweist. Wenn ein Signalpegel zu einem Bitbestimmungszeitpunkt nicht auf einen Pegel festgelegt ist, der gleich oder größer oder gleich oder kleiner als eine Schwellenspannung zum Bestimmen von hoch oder niedrig des Bits ist, tritt sehr wahrscheinlich eine fehlerhafte Bestimmung des Bits auf. Daher werden eine Anordnung oder Verdrahtungsskalierungen eines Kommunikationssystems wie beispielsweise die Anzahl der Knoten, die Länge der Drähte bzw. Leitungen und die Anzahl der Divergenzen und eine Übertragungsrate in Abhängigkeit von dem Auftreten des Ringing eingeschränkt.
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Um ein derartiges Ringing zu unterdrücken, ist es bekannt, das Wechseln des Signalpegels auf einer Übertragungsleitung zu erfassen und die Impedanz der Übertragungsleitung nur für eine festgelegte Periode bzw. Zeitdauer zu verringern. Eine derartige Technik ist beispielsweise in der
JP 2012-257205 A , die der
US 2012/0293230 A1 entspricht, als eine Ringing-Unterdrückungsschaltung bekannt.
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ZUSAMMENFASSUNG
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Bei einer derartigen herkömmlichen Technik ist es jedoch notwendig, die Periode zum Halten der Übertragungsleitung in dem niedrigen Impedanzzustand vor dem Bitbestimmungszeitpunkt zu beenden. Daher ist es schwierig, das Ringing ausreichend zu unterdrücken. Das heißt, wenn die Übertragungsleitung den niedrigen Impedanzzustand aufweist, gibt es die Möglichkeit, dass ein dominanter Signalpegel nicht ausreichend erzeugt wird, was zu einer fehlerhaften Bestimmung des Bits führt.
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In einem CAN-FD (d. h. CAN mit flexibler Datenrate), das die Kommunikationsrate nur in einem Datenfeld eines Kommunikationsrahmens erhöht, wird beispielsweise die Breite eines Bits (1-Bit-Breite) in dem Datenfeld weiter verkürzt. Damit wird die Periode zum Versetzen der Übertragungsleitung in den niedrigen Impedanzzustand weiter verkürzt, was zu einer weiteren Verschlechterung der Wirkung der Unterdrückung des Ringing führt.
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Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Signalübertragungsschaltung zu schaffen, die in der Lage ist, die Wirkung der Unterdrückung des Ringing, das durch Versetzen der Übertragungsleitung in den niedrigen Impedanzzustand erzeugt wird, zu verbessern.
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Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung enthält eine Signalübertragungsschaltung einen Transceiver, eine Impedanzeinstellungsschaltung, eine erste Steuerschaltung und eine zweite Steuerschaltung. Der Transceiver codiert Übertragungsdaten und gibt die codierten Übertragungsdaten an eine Übertragungsleitung aus. Der Transceiver decodiert außerdem ein Signal, das von der Übertragungsleitung empfangen wird, um Empfangsdaten zu erzeugen. Die Impedanzeinstellungsschaltung verwirklicht einen niedrigen Impedanzzustand, bei dem eine Widerstandskomponente zwischen ein Paar von Signalleitungen der Übertragungsleitung geschaltet ist, und einen normalen Zustand, bei dem die Verbindung der Widerstandskomponente zwischen dem Paar von Signalleitungen unterbrochen ist. Wenn eine Änderung eines Signalpegels auf der Übertragungsleitung erfasst wird, steuert die erste Steuerschaltung die Impedanzeinstellungsschaltung derart, dass die Übertragungsleitung für eine feste Periode, die kürzer als eine Breite eines Bits ist, den niedrigen Impedanzzustand aufweist. Wenn durch Vergleichen der Übertragungsdaten und der Empfangsdaten erfasst wird, dass ein Kommunikationsrahmen eine Arbitrierung gewinnt, steuert die zweite Steuerschaltung die Impedanzeinstellungsschaltung entsprechend den Übertragungsdaten, so dass die Übertragungsleitung während einer gesamten Periode, bei der der Signalpegel auf der Übertragungsleitung rezessiv ist, den niedrigen Impedanzzustand aufweist, bis eine Übertragung des Kommunikationsrahmens, der die Arbitrierung gewonnen hat, endet.
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Bei einem derartigen Aufbau werden durch die Steuerung der ersten Steuerschaltung ähnliche Wirkungen wie bei der herkömmlichen Technik erzielt. Wenn der Kommunikationsrahmen, der von der Signalübertragungsschaltung übertragen wird, die Arbitrierung gewinnt, kann außerdem die Übertragungsleitung während der gesamten Periode, während der der Signalpegel auf der Übertragungsleitung rezessiv ist, durch die Steuerung der zweiten Steuerschaltung in den niedrigen Impedanzzustand versetzt werden. Daher können die Wirkungen der Unterdrückung des Ringing wirksam verbessert werden. Das heißt, wenn der Kommunikationsrahmen die Arbitrierung gewinnt, wird rezessiv, das von der Signalübertragungsschaltung übertragen wird, nicht in dominant geändert, und die Periode, während der der Signalpegel auf der Übertragungsleitung rezessiv ist, kann durch die Übertragungsdaten bestimmt werden. Daher kann die Impedanzeinstellungsschaltung derart gesteuert werden, dass der niedrige Impedanzzustand während der gesamten Periode, während der der Signalpegel auf der Übertragungsleitung rezessiv ist, verwirklicht wird.
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In dem Fall des CAN wird beispielsweise die Impedanzeinstellungsschaltung stets von der zweiten Steuerschaltung gesteuert, wenn das Datenfeld übertragen und empfangen wird. Daher kann sogar in dem CAN-FD, bei dem nur das Datenfeld eine erhöhte Rate aufweist, die Wirkung der Unterdrückung des Ringing maximal erzielt werden.
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KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
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Die obigen und weitere Aufgaben, Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden anhand der folgenden detaillierten Beschreibung mit Bezug auf die zugehörigen Zeichnungen deutlich, in denen gleiche Teile mit gleichen Bezugszeichen bezeichnet sind. Es zeigen:
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1 ein Blockdiagramm, das einen Aufbau einer Signalübertragungsschaltung gemäß einer ersten Ausführungsform darstellt;
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2 ein Blockdiagramm, das einen Aufbau einer zweiten Steuerschaltung der Signalübertragungsschaltung darstellt;
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3 ein Blockdiagramm, das einen Aufbau einer Taktschaltung der zweiten Steuerschaltung darstellt;
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4 ein Zeitdiagramm zur Erläuterung eines Betriebs in einem Fall eines Gewinnens bei einer Arbitrierung;
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5 ein Zeitdiagramm zur Erläuterung eines Betriebs in einem Fall eines Verlierens bei der Arbitrierung;
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6A eine Grafik, die eine Wellenform eines Differenzsignals darstellt, wobei ein Arbitrierungsfeld mit einer Standardbitrate und ein Datenfeld mit einer hohen Bitrate mit derselben Zeitskalierung angegeben sind;
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6B eine Grafik, die eine Wellenform eines Differenzsignals darstellt, wobei nur ein Datenfeld mit einer vergrößerten Zeitskalierung angegeben ist;
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7 ein Schaltungsdiagramm, das einen Aufbau einer Impedanzeinstellungsschaltung gemäß einer zweiten Ausführungsform darstellt; und
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8A bis 8C Schaltungsdiagramme, die Modifikationen der Impedanzeinstellungsschaltung darstellen.
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DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
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Im Folgenden werden Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung mit Bezug auf die Zeichnungen beschrieben.
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1. Erste Ausführungsform
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1.1. Gesamter Aufbau
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Gemäß 1 codiert eine Signalübertragungsschaltung (Signalsendeschaltung) 1 Übertragungsdaten (Sendedaten) TX, die von einer CAN-Steuerung 10 zugeführt werden, in ein Differenzsignal und gibt das Differenzsignal an eine Übertragungsleitung (Sendeleitung) 11 aus. Außerdem decodiert die Übertragungsleitung 1 das Differenzsignal, das von der Übertragungsleitung 11 empfangen wird, in Empfangsdaten RX und führt die Empfangsdaten RX der CAN-Steuerung 10 zu.
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Die CAN-Steuerung 10 überträgt und empfängt einen Kommunikationsrahmen (Übertragungsdaten TX, Empfangsdaten RX) entsprechend einem bekannten CAN-Protokoll. Die CAN-Steuerung 10 weist eine Funktion zum unmittelbaren Stoppen der Übertragung auf, wenn ein Verlieren bei einer Arbitrierung erfasst wird, während die CAN-Steuerung 10 den Kommunikationsrahmen überträgt. Man beachte, dass die CAN-Steuerung 10 ein CAN-FD (CAN mit flexibler Datenrate) realisiert, das eine Kommunikationsrate in dem Kommunikationsrahmen ändert. Wie es in 4 und 5 gezeigt ist, überträgt die CAN-Steuerung 10 insbesondere einen SOF (Start eines Rahmens), ein Arbitrierungsfeld, eine erste Hälfte eines Steuerfelds, ein ACK-Feld (Bestätigungsfeld) und ein EOF (Ende eines Rahmens) mit einer Standardbitrate (beispielsweise 1 Mbps) und überträgt eine zweite Hälfte des Steuerfelds, ein Datenfeld und ein CRC-Feld (Feld einer zyklischen Redundanzüberprüfung) mit einer hohen Bitrate (beispielsweise 2 Mbps).
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Wie es in 1 gezeigt ist, enthält die Übertragungsleitung 11 ein Paar Signalleitungen, beispielsweise eine Hochpotenzialsignalleitung CAN-H und eine Niederpotenzialsignalleitung CAN-L. Die Übertragungsleitung 11 überträgt ein Differenzsignal, das von dem CAN bereitgestellt wird. Ein Zustand, bei dem eine Potenzialdifferenz zwischen der Signalleitung CAN-H und der Signalleitung CAN-L gleich oder kleiner als ein Schwellenwert ist, wird als rezessiv bezeichnet, und ein Zustand, bei dem die Potenzialdifferenz zwischen der Signalleitung CAN-H und der Signalleitung CAN-L größer als der Schwellenwert ist, wird als dominant bezeichnet. Die Signalleitung CAN-H wird beispielsweise bei rezessiv mit 2,5 V angesteuert und bei dominant mit 3,5 V oder mehr angesteuert. Die Signalleitung CAN-L wird bei rezessiv mit 2,5 V angesteuert und bei dominant mit 1,5 V oder weniger angesteuert.
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1.2. Signalübertragungsschaltung
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Die Signalübertragungsschaltung 1 enthält einen CAN-Transceiver 2, eine erste Steuerschaltung 3, eine zweite Steuerschaltung 4 und eine Impedanzeinstellungsschaltung 5.
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1.2.1. CAN-Transceiver
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Der CAN-Transceiver 2 codiert die Übertragungsdaten TX in das Differenzsignal und decodiert das Differenzsignal in die Empfangsdaten RX. Die Signalpegel der Übertragungsdaten TX und der Empfangsdaten RX und des Differenzsignals weisen eine Beziehung derart auf, dass „1” rezessiv entspricht und „0” dominant entspricht. Das Differenzsignal der Übertragungsleitung 11 ist rezessiv, wenn mehrere CAN-Transceiver 2, die mit der Übertragungsleitung 11 verbunden sind, sämtlich rezessiv ausgeben. Das Differenzsignal der Übertragungsleitung 11 ist dominant, wenn irgendeiner der CAN-Transceiver 2 dominant ausgibt.
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1.2.2. Erste Steuerschaltung
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Die erste Steuerschaltung
3 überwacht das Differenzsignal auf der Übertragungsleitung
11. Wenn die erste Steuerschaltung
3 die Änderung des Differenzsignals von dominant nach rezessiv erfasst, erzeugt die erste Steuerschaltung
3 ein erstes Steuersignal C1, das einen hohen Pegel für eine feste Periode bzw. Zeitdauer aufweist. Die feste Periode wird auf der Grundlage einer Periode von einer Bitgrenze zu einem Abtastpunkt festgelegt, um den Signalpegel des Bits zu bestimmen (beispielsweise 3/4 von 1 Bit), und ist kürzer als die Periode. Als erste Steuerschaltung
3 kann beispielsweise eine Schaltung, die in der
US 2012/0293230 A1 (
JP 2012-257205 A ) beschrieben ist, verwendet werden. Die feste Periode wird entsprechend der Baud-Rate variabel festgelegt.
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1.2.3. Zweite Steuerschaltung
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Wie es in 2 gezeigt ist, enthält die zweite Steuerschaltung 4 einen Rücksetzsignalerzeugungsabschnitt 41, einen EOF-Erfassungsabschnitt 42, einen Datenfeldstarterfassungsabschnitt 43, einen Arbitrierungsgewinnerfassungsabschnitt 44 und einen Ausgabeabschnitt 45.
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Der Rücksetzsignalerzeugungsabschnitt 41 enthält einen Widerstand 411, einen Kondensator 412 und eine Invertierungsschaltung (NICHT-Schaltung) 413. Ein Eingangsanschluss der NICHT-Schaltung 413 ist mit einer Energiequelle (5 V) über den Widerstand 411 verbunden und ist über einen Kondensator 412 geerdet. Die NICHT-Schaltung 413 gibt ein Rücksetzsignal Rst aus. Das heißt, die Rücksetzsignalerzeugungsschaltung 41 gibt das Rücksetzsignal Rst, das einen hohen Pegel während einer Periode von dem Zeitpunkt, zu dem die Energiequelle eingeschaltet wird, bis zu dem Zeitpunkt, zu dem eine Spannung zwischen beiden Enden des Kondensators 412 (im Folgenden als Zweiendspannung bezeichnet) eine Schwellenspannung der NICHT-Schaltung 413 überschreitet, aus.
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Der EOF-Erfassungsabschnitt 42 enthält eine NICHT-Schaltung 421, eine ODER-Schaltung 422, eine Taktschaltung 423 und eine Latch-Schaltung 424. Die NICHT-Schaltung 421 invertiert einen Signalpegel der Empfangsdaten RX. Wenn der Ausgang der NICHT-Schaltung 421 einen hohen Pegel aufweist (die Empfangsdaten RX weisen den niedrigen Pegel bzw. dominant auf), wird ein interner Zustand der Taktschaltung 423 zurückgesetzt, und die Taktschaltung 423 gibt ein Signal mit einem niedrigen Pegel aus. Wenn der Ausgang der NICHT-Schaltung 421 für die 7-Bit-Breite oder mehr mit der Standardbitrate auf dem niedrigen Pegel (die Empfangsdaten RX weisen den hohen Pegel bzw. rezessiv auf) gehalten wurde, ändert sich der Ausgang der Taktschaltung 423 in den hohen Pegel.
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Die ODER-Schaltung 422 empfängt den Ausgang der NICHT-Schaltung 421 und das Rücksetzsignal Rst. Wenn die Empfangsdaten RX den niedrigen Pegel aufweisen oder wenn das Rücksetzsignal Rst den hohen Pegel aufweist, weist der Ausgang der ODER-Schaltung 422 den hohen Pegel auf. Wenn der Ausgang der ODER-Schaltung 422 den hohen Pegel aufweist, wird die Latch-Schaltung 424 zurückgesetzt.
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Die Latch-Schaltung 424 gibt ein EOF-Erfassungssignal EOF_O aus, das sich von dem niedrigen Pegel in den hohen Pegel ändert, wenn sich der Ausgang der Taktschaltung 423 von dem niedrigen Pegel in den hohen Pegel ändert. Das heißt, das EOF-Erfassungssignal EOF_O ändert sich in den hohen Pegel, wenn der hohe Pegel (rezessiv) der Empfangsdaten RX kontinuierlich während sieben Bits oder mehr erfasst wird, das heißt, wenn der EOF, der das Ende des Kommunikationsrahmens angibt, erfasst wird. Danach ändert sich das EOF-Erfassungssignal EOF_O in den niedrigen Pegel, wenn der SOF, der den Start des Kommunikationsrahmens angibt, erfasst wird (siehe 4 und 5).
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Der Datenfeldstarterfassungsabschnitt 43 enthält eine NICHT-Schaltung 431, eine UND-Schaltung 432, eine ODER-Schaltung 433, eine Latch-Schaltung 434 und eine Taktschaltung 435. Die NICHT-Schaltung 431 invertiert die Übertragungsdaten TX. Wenn der Ausgang der NICHT-Schaltung 431 und das EOF-Erfassungssignal EOF_O beide den hohen Pegel aufweisen, ändert sich der Ausgang der UND-Schaltung 432 in den hohen Pegel. Wenn das Rücksetzsignal Rst oder der Ausgang der Taktschaltung 435 den hohen Pegel aufweist, weist der Ausgang der ODER-Schaltung 433 den hohen Pegel auf.
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Die Latch-Schaltung 434 wird zurückgesetzt, wenn der Ausgang der ODER-Schaltung 433 den hohen Pegel aufweist. Wenn die Latch-Schaltung 434 zurückgesetzt wird, weist der Ausgang der Latch-Schaltung 434 den hohen Pegel auf. Wenn sich der Ausgang der UND-Schaltung 432 von dem niedrigen Pegel in den hohen Pegel ändert, ändert sich der Ausgang der Latch-Schaltung 434 in den niedrigen Pegel. Im Folgenden wird der Ausgang der Latch-Schaltung 434 als Bezugszeitsignal STD_O bezeichnet.
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Wenn das Bezugszeitsignal STD_O den hohen Pegel aufweist, wird der interne Zustand der Taktschaltung 435 zurückgesetzt und der Ausgang der Taktschaltung 435 weist den niedrigen Pegel auf. Der Ausgang der Taktschaltung 435 ändert sich in den hohen Pegel, wenn eine Periode, die der Breite von 14 Bits mit der Standardbitrate entspricht, verstrichen ist, nachdem sich das Bezugszeitsignal STD_O in den niedrigen Pegel geändert hat, das heißt, nachdem der SOF erfasst wurde. Wenn sich der Ausgang der Taktschaltung 435 in den hohen Pegel ändert, wird die Latch-Schaltung 434 zurückgesetzt. Damit ändert sich das Bezugszeitsignal STD_O in den hohen Pegel und der Ausgang der Taktschaltung 435 ändert sich in den niedrigen Pegel (siehe 4 und 5). Das heißt, das Hochpegelsignal, das von der Taktschaltung 435 ausgegeben wird, weist eine Pulsgestalt auf. Der Zeitpunkt, der von dem Ausgang der Taktschaltung 435 angegeben wird, wird im Folgenden als Arbitrierungsergebnisbestimmungszeitpunkt bezeichnet.
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Der Arbitrierungsgewinnerfassungsabschnitt 44 enthält eine Verzögerungskompensationsschaltung 441, eine Exklusiv-ODER-Schaltung (XOR-Schaltung) 442, ODER-Schaltungen 443, 444, eine Taktschaltung 445 und eine Latch-Schaltung 446. Da die Empfangsdaten RX in Bezug auf die Übertragungsdaten TX verzögert sind, verzögert die Verzögerungskompensationsschaltung 441 den Ausgang der Übertragungsdaten TX, so dass die Übertragungsdaten TX mit den Empfangsdaten RX übereinstimmen. Wenn die verzögerten Übertragungsdaten TX und die Empfangsdaten RX nicht übereinstimmen, das heißt, wenn die eigene Vorrichtung den Kommunikationsrahmen überträgt und die Arbitrierung verliert oder wenn die eigene Vorrichtung die Übertragung gewinnt und den ACK empfängt, weist der Ausgang der XOR-Schaltung 442 den hohen Pegel auf.
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Der Ausgang der ODER-Schaltung 443 weist den niedrigen Pegel auf, wenn das Bezugszeitsignal STD_O und der Ausgang der XOR-Schaltung 442 beide den niedrigen Pegel aufweisen. Der Ausgang der ODER-Schaltung 443 weist den hohen Pegel mit der Ausnahme des obigen Falls auf, d. h. mit der Ausnahme, dass das Bezugszeitsignal STD_O und der Ausgang der XOR-Schaltung 442 beide den niedrigen Pegel aufweisen.
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Wenn der Ausgang der ODER-Schaltung 443 den hohen Pegel aufweist, wird der interne Zustand der Taktschaltung 445 zurückgesetzt und der Ausgang der Taktschaltung 445 weist den niedrigen Pegel auf. Der Ausgang der Taktschaltung 445 ändert sich in den hohen Pegel, wenn sich der Ausgang der ODER-Schaltung 443 in den niedrigen Pegel geändert hat und für eine Periode, die der Breite von 14 Bits oder mehr bei der Standardbitrate entspricht, gehalten wurde. Das heißt, die Taktschaltung 445 wird effektiv nur während einer Periode betrieben, während der das Bezugszeitsignal STD_O den niedrigen Pegel aufweist (d. h. eine Periode von dem Zeitpunkt, zu dem der SOF erfasst wird, bis zu dem Zeitpunkt, zu dem der Start des Datenfelds erfasst wird). Außerdem ändert sich der Ausgang der Taktschaltung 445 in den hohen Pegel, wenn das Gewinnen der Arbitrierung während der Periode andauert.
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Der Ausgang der ODER-Schaltung 444 weist den hohen Pegel auf, wenn das Rücksetzsignal Rst oder der Ausgang der XOR-Schaltung 442 den hohen Pegel aufweist. Die Latch-Schaltung 446 wird zurückgesetzt, wenn der Ausgang der ODER-Schaltung 44 den hohen Pegel aufweist. Wenn die Latch-Schaltung 446 zurückgesetzt wird, weist der Ausgang der Latch-Schaltung 446 den niedrigen Pegel auf. Die Latch-Schaltung 446 latcht den Ausgang der Taktschaltung 445 und gibt diesen zu dem Zeitpunkt aus, zu dem sich der Ausgang der Taktschaltung 435 von dem niedrigen Pegel in den hohen Pegel ändert, d. h. zu dem Arbitrierungsergebnisbestimmungszeitpunkt. Das heißt, die Latch-Schaltung 446 gibt ein Freigabesignal EN aus, das einen hohen Pegel während einer Periode von dem Arbitrierungsergebnisbestimmungszeitpunkt bis zu dem Zeitpunkt, zu dem der ACK erfasst wird, aufweist, wenn die zugehörige Vorrichtung die Übertragung durchführt und die Arbitrierung gewinnt.
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Der Ausgangsabschnitt 45 wird von einer UND-Schaltung bereitgestellt, die ein Hochpegelsignal ausgibt, wenn das Freigabesignal EN und die Übertragungsdaten TX beide den hohen Pegel aufweisen, und der Ausgang der UND-Schaltung entspricht einem zweiten Steuersignal C2. Das heißt, das zweite Steuersignal C2 wird während einer Periode, während der das Freigabesignal EN den niedrigen Pegel aufweist, auf dem niedrigen Pegel gehalten, und ist dasselbe wie die Übertragungsdaten TX während einer Periode, während der das Freigabesignal EN den hohen Pegel aufweist.
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Im Folgenden werden die Taktschaltungen 423, 445 und 435 genauer beschrieben. Die Taktschaltungen 423, 445 und 435 weisen denselben Aufbau auf. Daher werden die Taktschaltungen 423, 445 und 435 im Folgenden als Taktschaltung 8 bezeichnet, wenn zwischen ihnen nicht unterschieden werden muss.
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Wie es in 3 gezeigt ist, enthält die Taktschaltung 8 eine Konstantstromschaltung 81, einen Kondensator 82, eine Entladungsschaltung 83 und einen Komparator 84. Die Konstantstromschaltung 81 lädt den Kondensator 82 mit einem im Voraus festgelegten konstanten Strom. Die Entladungsschaltung 83 entlädt die Ladungen des Kondensators 82 durch Kurzschließen der Enden des Kondensators 82, wenn das Signal, das in die Taktschaltung 8 eingegeben wird, den hohen Pegel aufweist. Der Komparator 84 vergleicht die Zweiendspannung des Kondensators 82 mit einem vorbestimmten Schwellenwert Vrefi. Wenn die Zweiendspannung des Kondensators 82 größer als der Schwellenwert Vrefi ist, weist der Ausgang des Komparators 84 den hohen Pegel auf. Der Ausgang des Komparators 84 ist der Ausgang der Taktschaltung B. Der Schwellenwert Vrefi wird geeignet entsprechend der zu messenden Zeitdauer, der Größe des konstanten Stroms, der von der Konstantstromschaltung 81 fließt, und der Kapazität des Kondensators 82 festgelegt. Im Folgenden wird der Schwellenwert der Taktschaltung 423 als Schwellenwert Vref1 bezeichnet, der Schwellenwert der Taktschaltung 445 wird als Schwellenwert Vref2 bezeichnet und der Schwellenwert der Taktschaltung 435 wird als Schwellenwert Vref3 bezeichnet.
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1.2.4. Betrieb der zweiten Steuerschaltung
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Im Folgenden wird ein Betrieb der zweiten Steuerschaltung 4 mit Bezug auf die 4 und 5 beschrieben.
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Wie es in 4 und 5 gezeigt ist, erhöht sich in dem EOF-Erfassungsabschnitt 42 die Kondensatorspannung Vc1 der Taktschaltung 423 mit einer konstanten Rate während einer Periode, während der die Empfangsdaten RX den hohen Pegel (rezessiv) aufweisen, und wird zurückgesetzt (auf null gelöscht), wenn sich die Empfangsdaten RX in den niedrigen Pegel (dominant) ändern. Wenn die Periode, die der Breite von 7 Bits bei der Standardbitrate entspricht, verstrichen ist, ohne dass die Kondensatorspannung Vc1 zurückgesetzt wurde, überschreitet die Kondensatorspannung Vc1 den Schwellenwert Vref1, und somit ändert sich das Erfassungssignal EOF_O des EOF-Erfassungsabschnitts 42 in den hohen Pegel. Der EOF kann auf eine derartige Weise erfasst werden, da nur der EOF rezessiv während sieben Bits oder mehr während des Kommunikationsrahmens entsprechend der Regel des CAN hält.
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In dem Datenfeldstarterfassungsabschnitt 43 weist das Bezugszeitsignal STD_O den hohen Pegel in einem Wartezustand eines Busses nach der Erfassung des EOF auf und ändert sich in den niedrigen Pegel, wenn danach der SOF erfasst wird. Die Kondensatorspannung Vc2 der Taktschaltung 435 erhöht sich mit einer konstanten Rate während einer Periode, während der das Bezugszeitsignal STD_O den niedrigen Pegel aufweist, und wird zurückgesetzt, wenn sich das Bezugszeitsignal STD_O in den hohen Pegel ändert. Wenn die Periode, die einer Breite von 14 Bits bei der Standardbitrate entspricht, verstrichen ist, nachdem sich das Bezugszeitsignal STD_O von dem hohen Pegel in den niedrigen Pegel geändert hat, erreicht die Kondensatorspannung Vc2 den Schwellenwert Vref2. Somit ändert sich der Ausgang der Taktschaltung 435 in den hohen Pegel, und das Bezugszeitsignal STD_O ändert sich in den hohen Pegel. Somit wird das Bezugszeitsignal STD_O, das den niedrigen Pegel während der Periode der Breite von 14 Bits von dem SOF aufweist, erzeugt.
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In dem Arbitrierungsgewinnerfassungsabschnitt 44 wird die logische Summe aus dem Bezugszeitsignal STD_O und einem Übereinstimmungssignal, das den hohen Pegel aufweist, wenn die Übertragungsdaten TX und die Empfangsdaten RX nicht übereinstimmen, in die Taktschaltung 445 eingegeben. Die Kondensatorspannung Vc3 der Taktschaltung 445 erhöht sich mit einer konstanten Rate während einer Periode, während der das Eingangssignal Sor den niedrigen Pegel aufweist, und wird zurückgesetzt, wenn sich das Eingangssignal Sor in den hohen Pegel ändert.
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Das Eingangssignal der Taktschaltung 445 ist jedoch dasselbe wie das Bezugszeitsignal STD_O, wie es in 4 gezeigt ist, wenn die eigene Vorrichtung die Arbitrierung gewinnt. Da die Kondensatorspannung Vc3 der Taktschaltung 445 den Schwellenwert Vref3 in der Periode erreicht, in der das Eingangssignal Sor den niedrigen Pegel aufweist, ändert sich der Ausgang der Taktschaltung 445 in den hohen Pegel. Als Ergebnis ändert sich auch das Freigabesignal EN in den hohen Pegel. Das Freigabesignal EN ändert sich in den niedrigen Pegel, wenn das ACK erfasst wird.
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Andererseits weist in dem Fall, in dem die eigene Vorrichtung die Arbitrierung verliert, wie es in 5 gezeigt ist, das Eingangssignal Sor der Taktschaltung 445 den hohen Pegel während einer Periode auf, während der die Übertragungsdaten TX und die Empfangsdaten RX als inkonsistent erfasst werden, sogar wenn das Bezugszeitsignal STD_O den niedrigen Pegel aufweist. Die Kondensatorspannung Vc3 der Taktschaltung 445 wird jedes Mal zurückgesetzt, wenn die Inkonsistenz zwischen den Übertragungsdaten TX und den Empfangsdaten RX erfasst wird. Die Kondensatorspannung Vc3 der Taktschaltung 445 kann den Schwellenwert Vref3 zu dem Zeitpunkt, zu dem sich das Bezugszeitsignal STD_O von dem niedrigen Pegel in den hohen Pegel ändert, nicht erreichen. Als Ergebnis wird das Freigabesignal EN auf dem niedrigen Pegel gehalten.
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1.2.5. Impedanzeinstellungsschaltung
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Wie es in 1 gezeigt ist, enthält die Impedanzeinstellungsschaltung 5 einen Widerstand 51, einen Schalter 52 und eine ODER-Schaltung 53. Ein Ende des Widerstands 51 ist mit der Signalleitung CAN-H verbunden, und das andere Ende des Widerstands 51 ist mit der Signalleitung CAN-L über den Schalter 52 verbunden. Die ODER-Schaltung 53 empfängt das erste Steuersignal C1, das von der ersten Steuerschaltung 3 ausgegeben wird, und das zweite Steuersignal C2, das von der zweiten Steuerschaltung 4 ausgegeben wird. Wenn das erste Steuersignal C1 oder das zweite Steuersignal C2 den hohen Pegel aufweist, weist der Ausgang der ODER-Schaltung 53 den hohen Pegel auf. Wenn der Ausgang der ODER-Schaltung 53 den hohen Pegel aufweist, wird der Schalter 52 eingeschaltet, und somit wird die Übertragungsleitung 11 in den niedrigen Impedanzzustand gebracht.
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1.3. Gesamter Betrieb
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In einem Fall, in dem die CAN-Steuerung 10 die Übertragungsdaten TX nicht ausgibt, weist das zweite Steuersignal C2 stets den niedrigen Pegel auf. Daher wird der Schalter 52 entsprechend dem ersten Steuersignal C1 betrieben. Das heißt, wenn sich das Differenzsignal auf der Übertragungsleitung 11 von dominant in rezessiv ändert, wird der Schalter 52 nur für die feste Periode, die kürzer als die 1-Bit-Breite ist, eingeschaltet, und die Übertragungsleitung 11 wird in dem niedrigen Impedanzzustand gehalten.
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In einem Fall, in dem die CAN-Steuerung 10 die Übertragungsdaten TX ausgibt und die Arbitrierung verliert, weist das zweite Steuersignal C2 stets den niedrigen Pegel auf. Somit wird der Schalter 52 auf ähnliche Weise wie der Betrieb betrieben, bei dem die CAN-Steuerung 10 die Übertragungsdaten TX nicht ausgibt. Wenn andererseits die CAN-Steuerung 10 die Arbitrierung gewinnt, weist das zweite Steuersignal C2 denselben Signalpegel wie die Übertragungsdaten TX während einer Periode von dem Start des Datenfelds bis zu dem Zeitpunkt, zu dem das ACK empfangen wird, auf. Das heißt, während dieser Periode ist der Schalter 52 während der gesamten Periode, während der das Differenzsignal auf der Übertragungsleitung 11 rezessiv ist, eingeschaltet, und die Übertragungsleitung 11 wird in dem niedrigen Impedanzzustand gehalten.
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1.4. Wirkungen
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Wie es oben beschrieben wurde, kann die Signalübertragungsschaltung 1 mittels der Steuerung der ersten Steuerschaltung 3 dieselben Wirkungen wie die herkömmliche Technik erzielen. Außerdem wird in der Signalübertragungsschaltung 1, wenn die CAN-Steuerung 10, zu der die Signalübertragungsschaltung 1 gehört, die Übertragungsdaten TX als ein zugehöriger Knoten (eigener Knoten) ausgibt und die Arbitrierung gewinnt, die Übertragungsleitung 11 während der gesamten Periode, während der der Signalpegel auf der Übertragungsleitung 11 rezessiv ist, durch die Steuerung der zweiten Steuerschaltung 4 in den niedrigen Impedanzzustand versetzt. Daher kann die Wirkung der Unterdrückung des Ringing maximal erzielt werden (siehe 6A und 6B). In 6A und 6B entspricht eine Wellenform der durchgezogenen Linie der vorliegenden Ausführungsform, und eine Wellenform mit einer gestrichelten Linie entspricht der herkömmlichen Technik (Ringing-Unterdrückungsschaltung) als ein Vergleichsbeispiel für die vorliegende Ausführungsform.
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Das heißt, in dem Fall des Gewinns der Arbitrierung wird rezessiv, das von dem zugehörigen Knoten ausgegeben wird, nicht in dominant geändert, und die Periode, während der der Signalpegel auf der Übertragungsleitung 11 rezessiv ist, kann anhand der Übertragungsdaten TX bestimmt werden. Daher kann die Impedanzeinstellungsschaltung 5 derart gesteuert werden, dass die Übertragungsleitung 11 während der gesamten Periode, während der der Signalpegel auf der Übertragungsleitung 11 rezessiv ist, in den niedrigen Impedanzzustand versetzt wird.
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In der vorliegenden Ausführungsform entspricht der Arbitrierungsgewinnerfassungsabschnitt 44 beispielsweise einem Arbitrierungsbestimmungsabschnitt. Der EOF-Erfassungsabschnitt 42 und der Datenfeldstarterfassungsabschnitt 43 entsprechen einem Datenfelderfassungsabschnitt.
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2. Zweite Ausführungsform
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Der Basisaufbau der zweiten Ausführungsform ist ähnlich wie derjenige der ersten Ausführungsform. Daher wird die Beschreibung des ähnlichen Aufbaus nicht wiederholt, und es werden hauptsächlich die Unterschiede beschrieben.
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2.1. Aufbau
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In der Signalübertragungsschaltung 1 der vorliegenden Ausführungsform unterscheidet sich nur eine Impedanzeinstellungsschaltung 5a von der Impedanzeinstellungsschaltung 5 der ersten Ausführungsform.
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Wie es in 7 gezeigt ist, weist die Impedanzeinstellungsschaltung 5a der vorliegenden Ausführungsform im Vergleich zu der Impedanzeinstellungsschaltung 5 der ersten Ausführungsform Widerstände 54 und 56 und einen Fotokoppler 55 anstelle der ODER-Schaltung 53 auf. Man beachte, dass der Betrieb (Ein und Aus) des Schalters 52 entsprechend dem ersten Steuersignal C1 gesteuert wird.
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Ein Ende des Widerstands 54 ist mit der Signalleitung CAN-H verbunden, und das andere Ende des Widerstands 54 ist mit der Signalleitung CAN-L über einen Fototransistor des Fotokopplers 55 verbunden. Das zweite Steuersignal C2 wird an eine Anode einer Fotodiode des Fotokopplers 55 angelegt. Eine Kathode der Fotodiode des Fotokopplers 55 ist über den Widerstand 56 geerdet.
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In der Impedanzeinstellungsschaltung 5a ist der Widerstand 51 zwischen die Signalleitung CAN-H und die Signalleitung CAN-L leitend geschaltet, wenn das erste Steuersignal C1 den hohen Pegel aufweist, und der Widerstand 54 ist zwischen die Signalleitung CAN-H und die Signalleitung CAN-L leitend geschaltet, wenn das zweite Steuersignal C2 den hohen Pegel aufweist, um die Impedanz der Übertragungsleitung 11 zu verringern.
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2.2. Wirkungen
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Die vorliegende Ausführungsform erzielt ähnliche Wirkungen wie die oben beschriebene erste Ausführungsform.
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3. Weitere Ausführungsformen
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Oben wurden Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung beschrieben. Die vorliegende Erfindung ist jedoch nicht auf die oben beschriebenen Ausführungsformen beschränkt und kann auf verschiedene andere Art modifiziert werden.
- (1) In den oben beschriebenen Ausführungsformen werden die Impedanzeinstellungsschaltungen 5, 5a verwendet. Alternativ zu den Impedanzeinstellungsschaltungen 5, 5a können die in den 8A bis 8C gezeigten Impedanzeinstellungsschaltungen 5b bis 5d verwendet werden. Die Impedanzeinstellungsschaltungen 5b bis 5d verwenden einen Durchlasswiderstand eines MOS-Transistors anstelle des Widerstands 51.
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Die Impedanzeinstellungsschaltung 5b, die in 8A gezeigt ist, enthält einen NMOS-Transistor 61, einen Widerstand 62, einen Schalter 63 und eine Nicht-ODER-Schaltung 64. Ein Drain des NMOS-Transistors 61 ist mit der Signalleitung CAN-H verbunden, und eine Source des NMOS-Transistors 61 ist mit der Signalleitung CAN-L verbunden. Ein Gate des NMOS-Transistors 61 ist mit der Energiequelle über den Widerstand 62 und mit der Signalleitung CAN-L über den Schalter 63 verbunden. Der Schalter 63 wird durch den Ausgang der Nicht-ODER-Schaltung 64 gesteuert, die das erste Steuersignal C1 und das zweite Steuersignal C2 empfängt. Wenn der Ausgang der Nicht-ODER-Schaltung 64 den hohen Pegel aufweist, wird der Schalter 63 eingeschaltet.
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Wenn in diesem Fall der Schalter 63 eingeschaltet wird, wird der NMOS-Transistor 61 ausgeschaltet. Daher weist die Übertragungsleitung 11 einen normalen Impedanzzustand auf. Wenn der Schalter 63 ausgeschaltet wird, wird der NMOS-Transistor 61 eingeschaltet. Daher weist die Übertragungsleitung 11 den niedrigen Impedanzzustand auf.
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Die Impedanzeinstellungsschaltung 5c, die in 8B gezeigt ist, enthält einen PMOS-Transistor 71, einen Schalter 72, einen Widerstand 73 und eine Nicht-ODER-Schaltung 74. Eine Source des PMOS-Transistors 71 ist mit der Signalleitung CAN-H verbunden, und ein Drain des PMOS-Transistors 71 ist mit der Signalleitung CAN-L verbunden. Ein Gate des PMOS-Transistors 71 ist mit der Signalleitung CAN-H über den Schalter 72 verbunden und ist über den Widerstand 73 geerdet. Der Schalter 72 wird durch den Ausgang der Nicht-ODER-Schaltung 74 gesteuert, die das erste Steuersignal C1 und das zweite Steuersignal C2 empfängt. Der Schalter 72 wird eingeschaltet, wenn der Ausgang der Nicht-ODER-Schaltung 74 den hohen Pegel aufweist.
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Wenn in diesem Fall der Schalter 72 eingeschaltet wird, wird der PMOS-Transistor 71 ausgeschaltet. Daher weist die Übertragungsleitung 11 den normalen Impedanzzustand auf. Wenn der Schalter 72 ausgeschaltet wird, wird der PMOS-Transistor 71 eingeschaltet. Daher weist die Übertragungsleitung 11 den niedrigen Impedanzzustand auf.
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Die Impedanzeinstellungsschaltung 5d, die in 8C gezeigt ist, wird durch Hinzufügen des PMOS-Transistors 71, des Schalters 72 und des Widerstands 73, die ähnlich wie in der Impedanzeinstellungsschaltung 5c sind, zu der Impedanzeinstellungsschaltung 5b geschaffen. Der Schalter 72 wird durch den Ausgang der Nicht-ODER-Schaltung 64 gesteuert.
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Sogar wenn diese Impedanzeinstellungsschaltungen 5b bis 5d verwendet werden, werden ähnliche Wirkungen wie mit der ersten Ausführungsform erzielt. Man beachte, dass das Massepotenzial in Abhängigkeit von dem Knoten unterschiedlich sein kann. Wenn die MOS-Transistoren 61 und 71 gesteuert werden, um in Beug auf die Masse oder das Potenzial der Energiequelle als Bezug ein- oder ausgeschaltet zu werden, besteht die Möglichkeit, dass die MOS-Transistoren 61 und 71 nicht ausreichend ein- oder ausgeschaltet werden. Andererseits wird in der Impedanzeinstellungsschaltung 5d sogar dann, wenn sich das Massepotenzial irgendwie verschiebt, einer der MOS-Transistoren 61 und 71 sicher eingeschaltet. Daher kann die Übertragungsleitung 11 sicher in den niedrigen Impedanzzustand gebracht werden.
- (2) Die Funktion von einem strukturellen Element der oben beschriebenen Ausführungsformen kann in mehrere strukturelle Elemente unterteilt sein, oder Funktionen mehrerer struktureller Elemente der Ausführungsformen, die oben beschrieben wurden, können in ein einziges strukturelles Element kombiniert sein. Mindestens ein Teil der Struktur der Ausführungsformen, die oben beschrieben wurden, kann durch eine bekannte Struktur, die dieselbe Funktion aufweist, ersetzt werden. Ein Teil der Struktur der Ausführungsformen, die oben beschrieben wurden, kann weggelassen werden. Mindestens ein Teil der Struktur der oben beschriebenen Ausführungsformen kann zu der Struktur einer anderen Ausführungsform hinzugefügt oder durch eine Struktur einer anderen Ausführungsform ersetzt werden.
- (3) In den oben beschriebenen Ausführungsformen wird die vorliegende Erfindung als Signalübertragungsschaltung verwirklicht. Die vorliegende Erfindung kann jedoch auf andere Arten, beispielsweise ein System, das die Signalübertragungsschaltung als strukturelles Element aufweist, realisiert werden.
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Während nur ausgewählte beispielhafte Ausführungsformen und Beispiele ausgewählt wurden, um die vorliegende Erfindung zu illustrieren, ist es für den Fachmann anhand dieser Beschreibung offensichtlich, dass verschiedene Änderungen und Modifikationen möglich sind, ohne von dem Bereich der Erfindung, der durch die zugehörigen Ansprüche definiert wird, abzuweichen. Außerdem ist die obige Beschreibung der beispielhaften Ausführungsformen und Beispiele nur beispielhaft und dient nicht zum Beschränken der Erfindung, die durch die zugehörigen Ansprüche angegeben ist.
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ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur
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- JP 2012-257205 A [0003, 0026]
- US 2012/0293230 A1 [0003, 0026]
