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HINTERGRUND DER ERFINDUNG
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Viele
Schaltungen erfordern gut abgestimmte Widerstände. Aufgrund von Prozessbeschränkungen
ist die erreichbare Abstimmung jedoch häufig begrenzt. Beispiele für Schaltungen,
die sehr gute Abstimmung erfordern, sind unter anderem, aber nicht begrenzt
auf, Analog-Digital-Wandler (DAC) und Digital-Analog-Wandler (ADC).
Ein DAC ist eine Schaltung, die eine Anzahl digitaler Bits als Eingang
aufnimmt und einen entsprechenden analogen Ausgang erzeugt. Ein
Ansatz zur Gestaltung eines DAC besteht in einem Widerstandsketten-
oder R-DAC. In dieser Schaltungstopologie ist eine Anzahl von Widerständen oder
anderen resistiven Schaltungselementen in Serie zwischen einer hohen
und einer niedrigen Referenzspannung angeordnet. Ein Array von Schaltern
wird von den digitalen Eingangsbits gesteuert. Die Schalter bestimmen
die Verbindung zwischen den Widerständen und bestimmen daher die
Ausgangsspannung. Die Zahl der Widerstände hängt von der gewünschten
Auflösung
ab – im
einfachsten konzeptionellen Ansatz werden zum Beispiel für einen
16-Bit-Wandler typischerweise
216-1 oder 65.535 Widerstände benötigt, um
alle möglichen
Ausgangsniveaus bereitzustellen.
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Andere
DAC-Gestaltungsansätze
erreichen mit weniger Widerständen
dasselbe Ziel. Ein sogenannter segmentierter R-DAC verringert beispielsweise
die Gesamtzahl erforderlicher Widerstände durch Verwendung von zwei
oder mehr wenigstens teilweise parallel angeordneten Widerstandskettensegmenten.
Das erste Segment, gesteuert durch die höchstwertigen Eingangsbits,
stellt eine grobe Näherung
des Ausgangs bereit. Das zweite und die folgenden Segmente werden
durch niederwertige Bits gesteuert und stellen eine feinere Auswahl
des Ausgangs bereit.
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Widerstandsketten-DACs
sind eine geeignete Architektur, wenn Monotonizität von großer Wichtigkeit
ist. Für
hochauflösende
DACs ist diese Architektur jedoch nicht praktikabel, da die Anzahl
resistiver Elemente mit der gewünschten
Auflösung
exponentiell steigt. Segmentierte R-DAC-Architekturen bieten daher für höher auflösende DACs
häufig
einen guten Kompromiss zwischen Monotonizität und Komplexität.
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Ein
weiterer Ansatz zur Bereitstellung erhöhter Auflösung mit einer geringeren Anzahl Widerstände ist
die R2R-Architektur. Die R2R-Architektur besteht in erster Linie
aus einem sich wiederholenden Array von Widerständen, die in einer leiterartigen Konfiguration
angeordnet sind. In einer R2R-Leiter-Implementierung weisen die
Widerstände
in der Leiter einen Referenzwiderstandswert, R, und einen Widerstandswert
mit dessen doppeltem Betrag, 2R, auf. Die Widerstände R und
2R bewirken eine Gewichtung der Eingangsbits nach ihrem Beitrag
zur Ausgangsspannung. Mit dieser Architektur lassen sich auch hohe
Genauigkeit und kurze Reaktionszeit erzielen. Da R2R-Leitern jedoch
typischerweise auch einen externen Puffer erfordern, um Verbindungen mit
niedriger Impedanz bereitzustellen, sind sie in bestimmten Anwendungen
nicht ideal.
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ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
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In
ausgewählten
Ausführungsformen
wird ein Mechanismus zum Bereitstellen von Feineinstellung resistiver
Schaltungselemente wie beispielsweise, aber nicht begrenzt auf,
Widerstände,
in einer Präzisionsschaltung
wie etwa einem Digital-Analog-Wandler (DAC) bereitgestellt. Der
Widerstandswert jedes resistiven Schaltungselementes wird durch
Anlegen eines oder mehrerer elektrischer Felder beeinflusst, um
einen Spannungskoeffizienten einzustellen. Das elektrische Feld
kann an ein resistives Element an einem, entlang eines oder innerhalb eines
oberen Teils, unteren Teils, sowohl an einen oberen als auch einen
unteren Teil oder auf andere Weise angelegt sein.
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In
einer exemplarischen Ausführungsform
ist jedes resistive Element in einer Widerstandskette sandwichartig
zwischen einer darunter platzierten Diffusionswanne und einer darauf
platzierten Metallplatte angeordnet. Steuerspannungen sind an die oberen
Metallplatten angelegt, und ein anderer Satz Steuerspannungen ist
an die unteren Diffusionswannen angelegt. Die Steuerspannungen werden
zum unabhängigen
Einstellen eines Spannungskoeffizienten jedes der resistiven Elemente
verwendet, wodurch deren individuelle Widerstände präzise gesteuert werden.
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Auf
einen optimalen Wert können
die Steuerspannungen während
einer Testkalibrierungsprozedur eingestellt werden, die eine oder
mehrere Reaktionen der Schaltung misst, um Ist-Widerstandswerte der
Widerstände
zu bestimmen, und sie mit einem idealen Widerstand vergleicht. In
einer Implementierung sind digitale Repräsentierungen der Steuerspannungen
in irgendeiner Form von nichtflüchtigem Speicher
auf demselben Chip wie der R-DAC gespeichert. Ein Zusatz-DAC in
Verbindung mit einer Schaltmatrix wandelt die gespeicherten digitalen Werte
in analoge Spannungen um und legt die Spannungen an die Diffusionswannen
und die Metallplatten jedes resistiven Elementes an.
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In
einer weiteren Implementierung können die
Steuerspannungen dynamisch, während
des Betriebs der Schaltung, bestimmt werden. Dieser Ansatz kann
zur Bereitstellung von Feinsteuerung der Widerstände in Reaktion auf Veränderungen
der Umgebungsbetriebsbedingungen wie etwa der Temperatur verwendet
werden.
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Der
Zusatz-DAC kann ein niedrig auflösender
DAC sein und geringe Genauigkeitsanforderungen haben. Der Grund
hierfür
ist, dass jede Ungenauigkeit des Zusatz-DAC während der Kalibrierungsprozedur
berücksichtigt
werden kann.
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In
bevorzugten Ausführungsformen,
etwa bei einem Mehrsegment-R-DAC, braucht das Spannungskoeffizienten-Kalibrierungsschema
nur für
das erste Segment implementiert zu sein. Es ist dieses erste Segment
des DAC, das die präzisesten
Widerstände
erfordert und am meisten für
Ungenauigkeit anfällig
ist.
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Es
ist auch möglich,
eine Feineinstellung der resistiven Komponenten auf andere Weise
vorzusehen, solange die für
den Widerstand verwendete Schaltungsschicht einen verwendbaren und
einstellbaren Spannungskoeffizienten hat.
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In
einer Ausführungsform
kann ein Polysiliziumwiderstand als das resistive Element dienen.
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Jedoch
kann auch ein MOS-Transistor zur Bereitstellung des resistiven Elementes
verwendet werden. In dieser Ausführungsform
ist ein Feldoxid- und/oder Flachgrabenisolations-(STI-)-Bereich zur Bereitstellung
einer Verarmungsregion unter einer MOS-Gate-Struktur verwendbar.
Gemäß einem
Ansatz ist eine Feldoxidschicht über
einer Struktur des NMOS-Typs platziert, die in einer N-Wanne ausgebildet
ist. In dieser Implementierung wird die NMOS-Struktur zu einer Verarmungsmodus-Vorrichtung,
die einen Ladungskanal unter einem Gate-Oxid-Bereich bereitstellt,
so dass sie effektiv als leitende Platte wirkt, die einen Source-
und einen Drain-Anschluss
verbindet. Wenn der Source- und der Drain-Anschluss miteinander
kurzgeschlossen sind, tritt eine mit Bezug auf den Gate-Anschluss
angelegte Spannung auf dem Kanal über das Gate-(das als resistives
Element dient)-Oxid auf und ermöglicht eine
Modulation des Widerstandes. Alternativ können Polysilizium-Gates eines
NMOS-Transistors in P-Wanne oder eines PMOS in N-Wanne als Widerstandselement
verwendet werden, wobei die Körperverbindung
als Steueranschluss zum Modulieren des Gate-Widerstandes dient.
Das Transistor-Gate kann entweder silizidiert oder unsilizidiert
sein, und beides liegt innerhalb des Umfangs dieser Erfindung.
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KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
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Das
Vorangehende und weitere Aufgaben, Merkmale und Vorteile der Erfindung
werden aus der folgenden, spezifischeren Beschreibung bevorzugter Ausführungsformen
der Erfindung deutlich, wie sie in den beigefügten Zeichnungen dargestellt
sind, wobei gleiche Bezugszeichen in den verschiedenen Ansichten
durchgängig
auf die gleichen Teile verweisen. Die Zeichnungen sind nicht unbedingt
maßstabsgetreu;
vielmehr steht die Darstellung der Prinzipien der Erfindung im Vordergrund.
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1 ist
ein einfacher R-Ketten-DAC.
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2 ist
ein Beispiel für
einen segmentierten R-DAC, der Puffer zwischen den Segmenten verwendet.
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3 ist
ein Beispiel für
einen ungepufferten segmentierten R-DAC.
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4 ist
ein Beispiel für
einen Subsegmentabschnitt, der mit in Serie geschalteten Polysiliziumwiderständen aufgebaut
ist. Jedes resistive Element hat eine unter ihm angeordnete Diffusionswanne
und eine auf ihm angeordnete Metallplatte, um Steuerung des Widerstandes
bereitzustellen.
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5 ist
ein Blockdiagramm eines segmentierten R-DAC, das einen Zusatz-DAC
zeigt, der einen Referenzspannungsgenerator und Kreuzungspunktschalter
zum Anlegen der aus einem nichtflüchtigen Speicher gelesenen
Referenzspannungen aufweist.
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6 ist
eine detailliertere Ansicht des Kreuzungspunktschalters 6.
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7A, 7B und 7C stellen
Strukturen unterschiedlicher Art dar, die zur Bereitstellung der
resistiven Elemente verwendet werden können.
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8A, 8B und 8C stellen
zwei verschiedene resistive MOS-Transistorstrukturen detaillierter
dar.
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DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
EINER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORM
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1 zeigt
eine einfache R-Ketten-DAC-Architektur. In der dargestellten Implementierung
ist eine Anzahl, N + 1, von resistiven Schaltungselementen R0, ..., RN in Serie
angeordnet. Ein Satz Strukturen stellt N Ausgangsspannungs-Stopps
an den Knoten V0, ..., VN-1 bereit.
Die maximal erzielbare Auflösung
wird durch die Anzahl resistiver Elemente in der Kette bestimmt.
Die relative Genauigkeit ist jedoch durch die maximal erreichbare
Genauigkeit in jedem der Widerstände
begrenzt. Die hier beschriebene Vorrichtung und die hier beschriebenen
Verfahren werden dazu verwendet, Präzisionseinstellungen der Widerstandswerte
jedes Elementes zu ermöglichen. Diese
Einstellungen können
während
der Fertigung, in der Testphase oder während des Betriebs des R-DAC
im Feldeinsatz bestimmt werden.
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Insbesondere
ist es in der Praxis nicht möglich,
sicherzustellen, dass die Widerstandswerte jedes resistiven Elementes
R0, ..., RN exakt
gleich sind. Eine zufällige
Fehlanpassung der resistiven Komponenten, wie sie durch Unzulänglichkeiten
des Halbleiterprozesses entsteht, ist unvermeidlich. Widerstände vom
Polysilizium- und Diffusionstyp weisen jedoch einen Spannungskoeffizienten
von ungleich null auf. Das bedeutet: Ihr Widerstand kann durch Anlegen
eines elektrischen Feldes beeinflusst und moduliert werden. Wie
hier erläutert
wird, ist dieses Phänomen
zur Verbesserung der Gesamtgenauigkeit eines DAC verwendbar.
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Ein
gepufferter Drei-Segment-R-DAC 100 ist in 2 gezeigt.
Diese Architektur lässt
sich leicht für mehr
als drei Segmente verallgemeinern. Die Rechtecke repräsentieren
Widerstands-”Subsegmente” 140-1-n, 140-2-n-1, 140-2-m, 140-3-0 usw.,
die tatsächlich
jeweils aus mehreren physikalischen Widerständen bestehen können. Das
erste Segment 110 ist durch die Widerstände in der linken Spalte repräsentiert.
Das zweite Segment 120 sind die Widerstände in der rechten Spalte.
Es wird darauf hingewiesen, dass die Widerstände R1, R2, R3 usw. in jedem
Segment verschieden sein können.
Der Ausgang des in 2 gezeigten DAC umspannt den
Bereich von VSS bis VREF. Die Segmente sind durch zwei Spannungspuffer 150-1, 150-2, 160-1, 160-2 isoliert.
Diese Spannungspuffer erhöhen
den Leistungsverbrauch und können
zur Störquelle
werden.
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Entsprechend
ist die in 3 gezeigte ungepufferte Architektur
des DAC 200 in bestimmten Anwendungen bevorzugt. Diese
Figur zeigt einen DAC mit drei Segmenten 210, 220, 230. Ähnlich wie
bei der gepufferten Version aus 2 lässt sie
sich für jede
Anzahl Segmente verallgemeinern. Hier lösen die ersten 210,
zweiten 220 und dritten 230 Segmente m1, m2 bzw.
m3 Bits auf. Der DAC hat daher eine Gesamtauflösung von N = m1 + m2 + m3 Bits.
Weitere Details der Subsegmente sind oben rechts in dieser Zeichnung
dargestellt. Beispielsweise besteht jedes der 2m1 Subsegmente 240-1 des
ersten Segmentes aus N1 Einheitswiderständen R (um den Subsegment-Gesamtwiderstande
RI bereitzustellen), und jedes der 2m2 Subsegmente 2 des zweiten Segmentes besteht
aus N2 Einheitswiderständen
R (um den Subsegment-Gesamtwiderstandes RII bereitzustellen).
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Zum
Ausgleich des durch das Belasten des zweiten Segmentes 220 verursachten
Spannungsabfalls sind die Verbindungsabgriffe mit einem oder mehreren
Einheitswiderständen
R unmittelbar über der
Oberseite sowie einem oder mehreren Einheitswiderständen R unmittelbar
unter der Unterseite des gewählten
Subsegmentes verbunden. Die Schalter SWII1Up
und SWII1Dn verbinden das erste Segment mit
dem zweiten Segment. Eine ähnliche
Anordnung ist für
die Verbindung des zweiten Segmentes mit dem dritten Segment über das
schalterlose SWIIIUp und
SWIIDn implementiert.
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Es
wird darauf hingewiesen, dass das dritte Segment 230 des
DAC als serielle Verbindung von zwei RIII/2
Einheitswiderständen
und 2m3 – 1 Subsegmenten implementiert
ist, die (für
einen Gesamt-Subsegment-230-Widerstand 2m3R3) jeweils aus N3 Einheitswiderständen RIII bestehen.
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Es
wird darauf hingewiesen, dass der Deutlichkeit halber nicht alle
Schalter zwischen den Segmenten gezeigt sind. Beispielsweise beträgt die Gesamtzahl
der Abgriffe (Schalter) aus dem ersten Segment 2(m1+1) +
2. Andere Anordnungen für
das dritte Segment sind ebenso zulässig. Beispielsweise kann eine
Verbindung von 2m3 – 1 Elementen, bestehend jeweils
aus N3 Einheitswiderständen
in Serie mit N3 Einheitswiderständen
darauf, den Bereich von VSS bis VREF-LSB umspannen. In ähnlicher
Weise umspannt eine Verbindung aus 2m3 – 1 Elementen,
bestehend aus jeweils N3 Einheitswiderständen in Serie mit N3 Einheitswiderständen unten,
den Bereich von VSS + VLSB bis VREF. Die Anzahl der Subsegmente
m1, m2, m3 und die Anzahl der Einheitswiderstände pro Subsegment N1, N2,
N3 kann zur Minimierung einer gewünschten Fehlerfunktion eingestellt
sein.
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Weitere
Details eines ungepufferten, segmentierten R-DAC dieses Typs sind
in der gleichzeitig anhängigen
US-Patentanmeldung Ser. Nr. 12/713,841, eingereicht am 26. Februar
2010 von Motamed, A., mit dem Titel ”Unbuffered Segmented R-DAC
with Switch Current Reduction” aufgeführt, die
hiermit durch Verweis vollständig
aufgenommen wird.
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4 zeigt
weitere Details des Aufbaus eines resistiven Widerstandsketten- 10 oder
Subsegmentes, das in einem Ketten-R-DAC aus 1, einem
segmentierten R-DAC aus 2, einem ungepufferten segmentierten
R-DAC aus 3, einem R2R-Array oder anderen
resistiven Arrays verwendet werden kann. In dieser Ausführungsform
wird jedes resistive Element in der Kette 10 durch einen
Polysiliziumwiderstand 20 bereitgestellt. Jeder Widerstand 20 ist
sandwichartig zwischen einer darunter befindlichen Diffusionswanne
und/oder einer darauf befindlichen Metallplatte 24 angeordnet.
In einer typischen Implementierung können sowohl eine untere Diffusionswanne 22 als
auch eine obere Metallplatte 24 zum Steuern des Widerstandes
jedes Polysiliziumwiderstandes 20 verwendet werden. Weitere
Metallplatten 21 stellen nach Bedarf einen Verbindungsweg für Schalter
(nicht dargestellt) zwischen den einzelnen Widerständen 20 bereit.
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Die
Spannungen V1T bis VNT sind
an die N oberen Metallplatten 24 angelegt, und die Spannungen
V1W bis VNW sind
an die N unteren Diffusionswannen 22 angelegt. Jede dieser
Spannungen wird vor oder während
des Schaltungsbetriebs auf einen optimalen Wert eingestellt. Zum
Beispiel können
diese Spannungen während
einer Fertigungstestprozedur bestimmt und dann in einem permanenten,
nichtflüchtigen
Speicher irgendeiner Art gespeichert sein. In anderen Ausführungsformen
können
diese Spannungen auch als Teil eines Einschalt- oder Hintergrundkalibrierungsprozesses
bestimmt sein und in flüchtigem
Speicher gespeichert sein. Bevorzugt sind diese Spannungen auf demselben
Chip gespeichert, auf dem sich auch die Widerstandskette 10 befindet. Abhängig von
den Widerstands-20-Spannungskoeffizienten können diese
gespeicherten Spannungen zufällige
Fehlanpassungen zwischen den Widerständen 20 entweder vollständig oder
teilweise ausgleichen und beseitigen.
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Die
Spannungen V1T bis VNT und
V1W bis VNW können entweder
in Form von Ladung in einer Schwebegate-MOS-Technologie-(FGMOS-)-Schaltung
oder in Form digitaler Zahlen in einem nichtflüchtigen Speicher wie z. B.
EEPROM oder Sicherungen oder nichtflüchtigem oder flüchtigem
Speicher anderer Art gespeichert sein. Wie unten detaillierter erläutert, kann
in der späteren
Implementierung ein Zusatz-DAC zum Umwandeln dieser gespeicherten
digitalen Zahlen in eine analoge Spannung verwendet werden.
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In 4 ist
zwar eine Anordnung gezeigt, bei der sich eine N-Wanne unter einer
Polysilizium-Resistivregion 20 und
einer oberen Metallplatte 24 befindet, jedoch lässt sich
ein ähnliches
Ergebnis auch mit anderen resistiven Strukturen erzielen. Beispielsweise
kann in einem Prozess, in dem zwei Polysiliziumschichten zur Verfügung stehen,
eine N-Wanne oder P-Wanne sowohl eine erste als auch eine zweite Polyschicht
aufweisen, die darauf ausgebildet sind. Die erste Polyschicht (d.
h. die sandwichartig zwischen den beiden anderen angeordnete Schicht) wird
als die Widerstandsschicht verwendet, und die Einstellspannungen
sind an die Wanne und die zweite Polyschicht angelegt.
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In
einer weiteren Anordnung, wiederum unter Verwendung eines Prozesses
mit zwei Polysiliziumschichten, besteht eine Struktur aus einer
ersten Polyschicht, einer zweiten Polyschicht und einer ersten Metallschicht.
Die zweite Polyschicht dient als das Widerstandselement, und die
Einstellspannungen sind an die erste Polyschicht und die Metallschicht
angelegt.
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Generell
kann also jede Sandwich- oder offenflächige Struktur funktionieren,
solange die Schicht in der Mitte für den Widerstand verwendet wird
und die Schicht über
einen Bereich geeigneter angelegter Spannungen einen verwendbaren
Spannungskoeffizienten aufweist.
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5 ist
ein Beispiel für
die Verwendung eines Zusatz-DAC zur Bereitstellung der gespeicherten
analogen Steuerspannungen. Hier besteht der fertige Digital-Analog-Wandler 300 aus
einem segmentierten R-DAC 200 (etwa dem in 3 gezeigten)
und einer dazugehörigen
Ausgangspufferschaltung 250. Schnittstellenlogik nimmt
die digitalen Eingangsbits an und stellt N dieser Bits zur Umwandlung durch
den segmentierten R-DAC 200 bereit. Weitere Eingangsbits
werden für
den Testmodus zum Zugriff auf den Speicher 200 für die Programmierung
der gespeicherten Bits bereitgestellt. Der Speicher 200 stellt
Eingänge
in den Zusatz-DAC 210 bereit. Der Zusatz-DAC weist sowohl
einen S mal 2m1 Kreuzschalter 212 als
auch einen Spannungsgenerator 214 auf. Der Zusatz-DAC 210 stellt
Eingänge
in die 2m1 resistiven Elemente des ersten
Segmentes 210 bereit.
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Wie
insbesondere in 6 gezeigt, nimmt der Kreuzschalter 212 S
Eingangsspannungen von dem Referenzspannungsgenerator 214 an
und stellt 2m1 Ausgangsspannungen an einer
Dekodierer- und Schaltersteuerschaltung 280 bereit. In
einer bevorzugten Ausführungsform
betreiben die S Eingangsspannungen ein Array 282 von Schaltern 283.
Die Einstellungen der unterschiedlichen Schalter 283 werden
durch die 2m1log2S
Eingangsbits gesteuert, die aus dem Speicher 222 bereitgestellt
werden.
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Die
in 5 und 6 gezeigten Schaltungen können somit
eine einzelne Spannung für
jedes der 2m1 resistiven Elemente in der
ersten Kette 210 bereitstellen. Diese Schaltung wird dupliziert,
wenn die Konstruktion Steuerspannungen beispielsweise sowohl an
die obere Platte 24 als auch an die Diffusionswanne 22 anlegt.
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Im
Betrieb ist der DAC 200 als segmentierter R-DAC gezeigt;
allerdings ist das keine Voraussetzung. Das erste Segment besteht
aus 2m1 Widerständen und empfängt m1 Eingangsbits.
Das zweite Segment besteht aus 2m2 Widerständen und
löst m2
Bits auf, und so weiter. In einer bevorzugten Ausführungsform
für einen
segmentierten R-DAC werden gespeicherte Einstellspannungen angelegt,
um eine Feinabstimmung nur der Widerstände des ersten Segmentes 210 vorzunehmen.
Der Referenzsspannungsgenerator 214 erzeugt S distinkte
Spannungsniveaus. Die Kreuzschaltmatrix 212 wählt für jeden der
Widerstände
des ersten Segmentes 210 ein geeignetes der S Spannungsniveaus
aus und führt
es ihm zu. Es versteht sich, dass alternative Implementierungen
für die
Schaltmatrix 212 möglich
sind.
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In
einer Implementierung werden die passenden Steuerspannungen während eines
Kalibrierungsmodus bestimmt. Dieser Kalibrierungsmodus kann entweder
während
einer Fertigungstestprozedur für
den Chip aktiviert sein oder kann auch nach Bedarf im Feldeinsatz
durchgeführt
werden. In beiden Fällen
werden die Ergebnisse des Tests in dem Speicher 222 auf
dem Chip gespeichert. Ein Ansatz der Kalibrierung bei einem Abschlusstest
erfordert, dass der Speicher 220 nichtflüchtig ist.
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Dagegen
kann ein flüchtiger
Speicher verwendet werden, wenn der Kalibrierungsvorgang im Feldeinsatz
nach Bedarf durchgeführt
wird. Wenn der Testprozess nach Bedarf durchgeführt wird, etwa in einem Hintergrundmodus
im Feldeinsatz, können Feineinstellungen
in den Widerständen
auf Umgebungsbedingungen reaktiv gestaltet sein. Beispielsweise
kann der Kalibrierungsprozess (z. B. über eine Thermistor-Referenz
oder auf andere Weise) auf Temperaturveränderungen reaktiv gestaltet
sein, wenn die Umgebungs-Betriebstemperatur sich verändert.
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Beispiele
für weitere
resistive Schaltungselementstrukturen, die ein zu den Polysiliziumstrukturen aus 4 äquivalentes
Endergebnis liefern, sind in 7A, 7B und 7C gezeigt.
In der Ausführungsform
aus 7A ist eine P-Wanne in einer Epitaxiebasisschicht
ausgebildet. Sodann ist eine Feldoxid- oder Flachgrabenisolations-(STI-)-Schicht
auf der P-Wanne ausgebildet; anschließend ist eine Polysiliziumschicht
des Typs P auf einer oberen Fläche ausgebildet.
Gemäß diesem
Ansatz steuert die Spannung von P-Polyschicht zu Substrat eine dünne Verarmungsregion
unter dem Polysilizium. Diese Verarmung moduliert die effektive
elektrische Dicke des Polysiliziumwiderstandes.
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Weitere
Strukturen, die dasselbe Ergebnis erzielen können, sind in 7B und 7C gezeigt; vergrabene
Schicht vom N-Typ (MBL), Hochspannungs-N-Wanne (2) und eine N-Wanne
bzw. P-Wanne.
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8A, 8B und 8C sind
Beispiele für
eine weitere Implementierung unter Verwendung von MOS-Transistorstrukturen. 8A ist
ein Beispiel für
eine NMOS-Struktur, während 8B ein Beispiel
für eine
PMOS-Struktur ist.
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Jede
dieser Implementierungen erzeugt ein elektrisches Feld zum Steuern
eines Widerstandes, das unter Verwendung einer Source-, einer Drain- und/oder
Körperanschlussstruktur
aufgebaut ist. Der MOS-Transistor kann als Verarmungsmodus- oder Anreicherungsmodus-Vorrichtung implementiert sein.
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Im
Fall von 8A stellt eine Epitaxieschicht einen
integrierten Körper
bereit, in dem eine P-Wanne,
umgeben von oberen STI, P+ und N+ Regionen, ausgebildet ist, wodurch
jeweilige Source-/Körper- und
Drain-Anschlüsse
ausgebildet werden. Eine darauf ausgebildete N-Polyschicht dient als Gate. In diesem
Fall wird die NMOS-Vorrichtung zu einer Verarmungsmodusvorrichtung.
Anders ausgedrückt:
Es besteht ein Ladungskanal unter dem Gate-Oxid, der effektiv als
leitende Platte wirkt, um den Source-/Basis-Anschluss und den Drain-Anschluss zu verbinden.
Wenn Source und Drain kurzgeschlossen sind, tritt eine an sie angelegte
Spannung auf dem unter dem Gate ausgebildeten Kanal auf, um so seinen
Widerstand zu modulieren.
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8B ist
eine ähnliche
NMOS-Struktur. Eine dünne
Oxiddickenschicht von ca. 1/50 einer minimalen Gatebreite (im Bereich
von 15 Angström)
ergibt eine Verarmungsregion unter dem Gate. Hier sind für eine nicht-integrierte
Körperstruktur
STI-bestimmte Inseln von P+ und N+ Regionen zum Ausbilden der Substrat-
[bulk], Source- und Drain-Anschlüsse
erforderlich. Der Gate-Anschluss ist ähnlich ausgebildet wie bei
der Implementierung aus 8A.
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8C ist
eine Ansicht oberster Ebene der Struktur aus 8A und 8B.
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Wie
oben erwähnt,
ist die Widerstandsabstimmung des ersten Segmentes am kritischsten
und ist vor allem für
Niederspannungs-Eingangsschwankungen empfindlich. Daher ist in einer
bevorzugten Ausführungsform
eines Mehrsegment-R-DAC nur eine präzise Steuerung des Widerstandes
der Elemente des ersten Segmentes notwendig. Zusätzlich können auch Einheitswiderstände mit
demselben nominalen resistiven Wert, aber verschiedener physikalischer
Fläche
für verschiedene
Segmente in einem Mehrsegment-R-DAC verwendet werden. Dies kann den
Kompromiss zwischen Linearität
und Chipfläche weiter
optimieren. Normalerweise sorgen bessere Linearität, bessere
Abstimmung und somit größere Chipfläche für einen
genaueren Widerstand. Um die Linearität ohne übermäßige Vergrößerung der Chipfläche zu verbessern,
kann jedoch das hier beschriebene Widerstands-Feinkalibrierungsschema
mit Steuerung von Spannungskoeffizienten verwendet werden. Der Widerstand
jedes Subsegmentes kann somit auch durch Anlegen eines elektrischen
Feldes an unterschiedliche Widerstandsstrukturen beeinflusst und
moduliert werden, um die Genauigkeit des resistiven Elementes auf
kleinerem physikalischem Raum zu verbessern, als sonst erforderlich
wäre.
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Unter
Verwendung des hier beschriebenen Koeffizienten-Kalibrierungsschemas
ist INL-Niveau mit gelockerter Einheitswiderstandsabstimmung von ca.
0,09% erreicht worden. Um eine äquivalente
Verbesserung ohne Spannungskalibrierung zu erzielen, müsste man
die Fläche
der Widerstände
um einen Faktor von mehr als zwei vergrößern. Da der Widerstandsspannungskoeffizient
ein schwacher Effekt ist, ist das hier erläuterte Verfahren der Spannungskoeffizientenkalibrierung
nur dann eine effiziente Technik, wenn die Widerstandsabstimmung
zu Beginn besser als 14- oder 15-Bit-Ebenen ist.
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Die
gespeicherten Spannungen für
V1T bis VNT und
V1W bis VNW können in
einem Testprozess bestimmt werden. Während des Testprozesses können die
digitalen Eingänge
von einer Bedingung ”alle null” auf eine
Bedingung ”alle
eins” gesteigert
werden. Die sich ergebende analoge Ausgangsspannung kann dann gemessen
werden. Bei einem perfekten R-DAC – in dem alle Widerstände bereits gleich
waren – wäre der sich
ergebende Anstieg vollkommen linear. Die Abweichungen von einer
idealen linearen Charakteristik, d. h. eine INL-Kurve, können dann
durch Subtrahieren des gemessenen Ergebnisses von den idealen erwarteten
Ergebnissen ermittelt werden. Diese Abweichung wird dann zur Bestimmung
von Spannungswerten verwendet, die an jeden der Metall- und Diffusionswannenteile
der Widerstandskette anzulegen sind.
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Auch
eine Korrektur von Widerstandskettenfehlern anderer Art ist mit
der oben beschriebenen Architektur möglich. Beispielsweise können sogar dann,
wenn keine Widerstandsfehler vorliegen und alle Widerstände perfekt
sind, Korrekturen anderer Phänomene
bereitgestellt werden. Insbesondere ist bekannt, dass der Widerstand
von mit Polysilizium implementierten Widerständen von einem Spannungskoeffizienten
abhängt,
der eine Funktion der Differenz zwischen der Polysiliziumspannung
und der Substratspannung ist. Ein typischer Spannungskoeffizient
kann 0,05% betragen, womit angezeigt wird, dass bei Erhöhung der
Poly-zu-Substrat-Spannung
um ein Volt der Widerstand sich um 0,05% verändert. Die oben beschriebene
Architektur kann auch diese Veränderungen
im Spannungskoeffizienten korrigieren. Innerhalb der Widerstandskette
unterliegen Widerstände
unten in der Kette typischerweise einer viel geringeren Spannungsdifferenz
zum Substrat als oben an der Kette. Beispielsweise weicht der Widerstand
oben in der Kette aus 1 weiter von seinem Nominalwert
ab als R0. Dies hat den Grund, dass die
Spannungskoeffizienten, wobei es sich um die Rate der Veränderung
handelt, für
beide Widerstände
gleich sind, aber die Spannungen, mit denen diese Koeffizienten
multipliziert werden, verschieden sind.
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Es
versteht sich, dass alternative Ausführungsformen ebenfalls innerhalb
des Umfangs dieser Technik fallen. So ist es anstelle der Anwendung
von unteren Diffusions-22-Wannen und Metallplatten 24 auf
jedes Polysegment 20 auch möglich, jedes Segment einzustellen,
indem elektrische Felder auf andere Weise erzeugt werden. Beispielsweise
kann ein zweites Polysegment entlang der Seiten jedes einzelnen
Polysegmentes 20 angeordnet sein (in 4 nicht
dargestellt). Es kann dann eine Spannung an dieses zweite Polysegment
angelegt sein, um ein elektrisches Feld zu erzeugen und dadurch
eine Veränderung
der einzelnen Widerstände
zu erzielen.