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QUERVERWEIS AUF VERWANDTE
ANMELDUNGEN
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Diese
Anmeldung basiert auf und beansprucht den Nutzen von Priorität von der
früheren
japanische Patentanmeldung Nr.
2005-032436 , eingereicht am 9. Februar 2005, deren gesamter
Inhalt hierin durch Verweis einbezogen wird.
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Hintergrund der Erfindung
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Gebiet der Erfindung
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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Beleuchtungssteuereinheit
für eine
Fahrzeugbeleuchtungsvorrichtung (Fahrzeugbeleuchtungskörper), und
insbesondere auf eine Beleuchtungssteuereinheit, die gestaltet ist,
Beleuchtung einer Halbleiterlichtquelle zu steuern, die eine Halbleiterlichtemissionseinrichtung
enthält.
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Beschreibung des Standes der
Technik
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In
DE 103 46 528 A1 ist
eine Beleuchtungsschaltung für
das Beleuchten einer Fahrzeuglampe mit einer lichtemittierenden
Diode beschrieben. Sie enthält
einen Schaltregler zum Anlegen einer Ausgangsspannung auf der Grundlage
einer Energieversorgungsspannung und eine an der Außenseite
der Fahrzeuglampe vorgesehene DC-Energiequelle zum Zuführen eines
Versorgungsstroms zu der lichtemittierenden Diode. Ferner enthält die Beleuchtungsschaltung
einen Anormalzustandsdetektor zum Detektieren eines anormalen Zustands
der Beleuchtungsschaltung auf der Grundlage zumindest der Ausgangsspannung
des Schaltreglers, des Versorgungsstroms und der Energieversorgungsspannung. Eine
Ausgabesteuereinheit dient zum Steuern der Ausgangsspannung des
Schaltreglers auf der Grundlage des Versorgungsstroms oder der Ausgangsspannung
des Schaltreglers und ferner zum Absenken der Ausgangsspannung in
einem Fall, in dem der Anormalzustandsdetektor den anormalen Zustand
detektiert.
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Ferner
ist in
CA 2,225.005
A1 eine LED-Lampe mit einer fehleranzeigenden, impedanzändernden
Schaltung beschrieben. In einer lichtemittierenden Diodenlampe ist
eine Schaltung zum Simulieren einer geringen Eingangsimpedanz für den Fall
vorgesehen, wenn die lichtemittierende Diodenlampe abgeschaltet
ist. Die Simulanz für
eine geringe Eingangsimpedanz enthält einen Shunt-Schaltungsabschnitt
und einen Detektorschaltungsabschnitt. Der Shunt-Schaltungsabschnitt enthält ein Element niedriger
Impedanz und eine in Serie angeschlossene steuerbare Schalteinrichtung.
Der Detektorschaltungsabschnitt detektiert das Abschalten der lichtemittierenden
Diodenlampe. In Ansprechen auf eine derartige Detektion erfolgt
das Schließen
der Schalteinrichtung, um hierdurch ein Fließen eines elektrischen Stroms
durch den Shunt-Schaltungsabschnitt so zu erzeugen, dass eine geringere
Eingangsimpedanz der lichtemittierenden Diode simuliert wird.
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Im
Stand der Technik ist ferner eine Fahrzeugbeleuchtungsvorrichtung
bekannt, die eine Halbleiterlichtemissionseinrichtung verwendet,
wie etwa eine LED (Lichtemissionsdiode). Dieser Typ von Fahrzeugbeleuchtungsvorrichtung
montiert eine Beleuchtungssteuerschaltung zum Steuern der Beleuchtung
einer LED.
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Es
wurde eine Beleuchtungssteuerschaltung vorgeschlagen, in der z.
B. ein Schaltregler vom Vorwärtstyp
(Durchlasstyp) als ein Schaltregler verwendet wird, um Beleuchtung
einer LED zu steuern (siehe
JP-A-2002-8409 , Seite 4,
2).
Der Schaltregler vom Vorwärtstyp
hat einen Umformer und ein Schaltelement, das mit der Primärseite des
Umformers verbunden ist. Der Schaltregler vom Vorwärtstyp ist gestaltet,
elektromagnetische Energie, die auf der Primärseite des Umformers akkumuliert
ist, während das
Schaltelement EIN ist, zu der Sekundärseite des Umformers zu emittieren,
und die emittierte elektromagnetische Energie der LED über eine
Gleichrichterschaltung zuzuführen.
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Der
Maximalwert des Schaltreglers wird durch eine Eingangsspannung,
wie die Batteriespannung eines Fahrzeugs, und das Wicklungsverhältnis eines
Umformers bestimmt. Wenn z. B. die Eingangsspannung 13 V ist und
das Wicklungsverhältnis
eines Umformers 1:4 ist, ist die Ausgangsspannung 13 V × 4 = 52
V. Das Wicklungsverhältnis
eines Umformers wird in Anbetracht von Variationen in der Batteriespannung
eingestellt, da die Batteriespannung eines Fahrzeugs mit Motorbetriebszustand oder
Lastzustand variiert. Somit wird gefordert, dass eine LED ungeachtet
von Variationen in dem Bereich von 6 bis 20 V illuminiert wird.
Wenn die Durchlassspannung der LED ungefähr 30 V ist, sollte als ein
Ergebnis das Wicklungsverhältnis
des Umformers 1:5 oder darüber
(6 V × 5
= 30 V (20 V × 5)
= 100 V) sein, um die LED stabil zu illuminieren. Wenn das Wicklungsverhältnis des
Umformers auf 1:6 gesetzt ist, wobei ein gewisser Spielraum betrachtet
wird, ist die Ausgangsspannung 36 V für eine Eingangsspannung von
6 V (6 V × 6
= 36 V), wobei die LED somit stabil illuminiert wird. Wenn die Batteriespannung
20 V erreicht, erreicht die Ausgangsspannung des Schaltreglers 20
V × 6
= 120 V. Ein Bruch eines Drahtes in der LED zu dieser Zeit hebt
die Ausgangsspannung des Schaltreglers auf 120 V oder mehr an. Dies macht
es notwendig, eine LED mit einem Druckwiderstand zu verwenden, die
nicht gestört
wird, wenn die Ausgangsspannung des Schaltreglers 120 V überschreitet,
was die Kosten erhöht.
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Um
die Kostenerhöhung
zu verhindern, ist es möglich,
eine Konfiguration zu verwenden, wo die Ausgangsspannung des Schaltreglers überwacht wird
und das Schaltelement ausgeschaltet wird, wenn die Ausgangsspannung
des Schaltreglers eine eingestellte Spannung überschritten hat, z. B. 54
V.
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Es
wird auf
JP-A-2002-8409 (Seite
4,
2) als einen Stand der Technik verwiesen.
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Wenn
eine zu tief eingestellte Spannung in der Konfiguration spezifiziert
ist, wo das Schaltelement ausgeschaltet wird, wenn die Ausgangsspannung
des Schaltreglers die eingestellte Spannung überschritten hat, kann es zu
Variationen in Vf (Durchlassspannung) einer LED kommen oder die LED
kann versagen zu illuminieren, abhängig von der entsprechenden
Temperaturcharakteristik. Wenn eine LED mit einer hohen Vf bei geringen
Temperaturen verwendet wird, kann insbesondere verursacht werden,
dass die LED ungeachtet eines Drahtbruchs illuminiert wird, was
die Systemsicherheit absenken wird.
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Wenn
eine zu tief eingestellte Spannung spezifiziert ist, um das Schaltelement
auszuschalten, kann der Umformer in einem Prozess gesättigt sein, wo
die Ausgangsspannung des Schaltreglers ansteigt.
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Ein
Umformer, der für
einen Schaltregler vom Vorwärtstyp
verwendet wird, hat seine Primärseite und
Sekundärseite
im allgemeinen miteinander gekoppelt, während das Schaltelement eingeschaltet
ist und ein Anstieg in dem Strom, der durch den Umformer fließt, wird
durch die Induktivität
einer Spule un terdrückt,
die auf der Sekundärseite
des Umformers eingefügt
ist. Somit muss der Umformer nicht eine Lücke haben, und Kopplungseffizienz
wird durch mögliches
Eliminieren einer Lücke
gesteigert. Wenn die Kopplung der Primärseite und der Sekundärseite in
einer guten Bedingung ist, gibt es keine Gefahr magnetischer Sättigung.
Wenn die Sekundärseite des
Umformers bei dem Drahtbruch in der LED geöffnet ist, hat der Umformer
keinen Energieabgabeport auf der Sekundärseite, was somit zu magnetischer Sättigung
in einem tieferen Stromwert führt,
verursacht durch das Fehlen der Lücke, es sei denn, die Primärseite und
die Sekundärseite
werden erneut gekoppelt.
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Unmittelbar
nachdem die LED auf einen Drahtbruch gestoßen ist, ist die Ausgangsspannung des
Schaltreglers gering, sodass der Umformer seine Energie zu einem
Glättungskondensator
auf der Sekundärseite
abgeben kann. In dem Prozess, wo die Ausgangsspannung des Umformers
in Abwesenheit der Kopplung der Primärseite und der Sekundärseite des
Umformers ansteigt, dient die Primärseite des Umformers lediglich
als eine Spule bei der Abwesenheit einer Lücke, was zu magnetischer Sättigung
in einem tieferen Stromwert führt.
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Wenn
magnetische Sättigung
stattgefunden hat, steigt der Strom, der auf der Primärseite des
Umformers fließt,
plötzlich
an. Dies könnte
das Schaltelement beschädigen,
wenn keine richtige Aktion unternommen wird. Um in diesem Fall magnetische Sättigung
des Umformers zu unterdrücken,
kann die eingestellte Spannung auf einen Wert eingestellt werden,
der Variationen in der Vf der LED und Temperaturcharakteristik betrachtet
und die relative Einschaltdauer eines Schaltsignals, das an das
Schaltelement angelegt wird, kann mit dem Anstieg in der Ausgangsspannung
des Schaltreglers abgesenkt werden.
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Es
ist jedoch schwierig, den Grad einer Absenkung der relativen Einschaltdauer
des Schaltsignals mit dem Grad magnetischer Sättigung des Umformers abzustimmen.
Ein zu hoher Grad einer Absenkung der relativen Einschaltdauer des
Schaltsignals könnte
zu Variationen in der Vf der LED führen, oder die LED könnte versagen
zu illuminieren, abhängig
von der Temperaturcharakteristik. Dies könnte die Sicherheit des Systems
beeinträchtigen.
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Ein
anderer Ansatz besteht darin, das Schaltelement auszuschalten, um
den Strom zu begrenzen, wenn der Strom, der durch den Umformer fließt, plötzlich angestiegen
ist bei Auftreten magnetischer Sättigung.
In dem Prozess wird die Energie des Stroms an das Schaltelement
mit der Zeitsteuerung angelegt, mit der das Schaltelement ausgeschaltet wird.
Die Energie könnte
das Schaltelement beschädigen,
wenn das Schaltelement den plötzlich
angehobenen Strom zur Zeit von Drahtbruch verbraucht, was zu Leistungsverlust
führt.
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Zusammenfassung der Erfindung
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Eine
oder mehr Ausführungsformen
der Erfindung mildern magnetische Sättigung eines Umformers, wenn
eine Halbleiterlichtquelle gestört
ist, wobei somit Schaden an einem Schaltungselement verhindert wird.
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In Übereinstimmung
mit einer oder mehr Ausführungsformen
sieht ein erster Aspekt der Erfindung eine Beleuchtungssteuereinheit
für eine
Fahrzeugbeleuchtungsvorrichtung gemäß dem Patentanspruch 1 vor
mit: einem Schaltregler, der eine Eingangsspannung von einer Leistungsversorgung
zu elektromagnetischer Energie konvertiert und die elektromagnetische
Energie zu einer Sekundärseite eines
Umformers emittiert, in Übereinstimmung
mit einer EIN-AUS-Operation
eines Schaltelementes, das mit einer Primärseite des Umformers verbunden ist;
einer Energieausbreitungs sektion, die elektromagnetische Energie,
die von dem Schaltregler emittiert wird als Lichtemissionsenergie
zu einer Halbleiterlichtquelle ausbreitet; einer Primärstromerfassungssektion,
die einen Strom auf der Sekundärseite
des Umformers erfasst; einer Sekundärstromerfassungssektion, die
einen Strom erfasst, der von der Sekundärseite des Umformers zu der
Halbleiterlichtquelle zugeführt
wird; einer Spannungserfassungssektion, die eine Spannung erfasst,
die an die Halbleiterlichtquelle angelegt wird; und einer Steuersektion,
die ein Schaltsignal basierend auf dem Strom, der durch die Sekundärstromerfassungssektion
erfasst wird, generiert und die EIN-/AUS-Operation des Schaltelementes
in Übereinstimmung
mit dem generierten Schaltsignal steuert ebenso wie eine EIN-Operation des Schaltelementes
begrenzt, wenn der Strom, der durch die Primärstromerfassungssektion erfasst wird,
einen Grenzstromwert erreicht, wobei die Steuersektion den Grenzstromwert
absenkt, wenn die Spannung, die durch die Spannungserfassungssektion
erfasst wird, eine erste eingestellte Spannung überschreitet.
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(Operation)
In einem Prozess, wo Lichtemissionsenergie von einem Schaltregler
zu einer Halbleiterlichtquelle zugeführt wurde, werden ein Strom auf
der Primärseite
eines Umformers, ein Strom, der von der Sekundärseite des Umformers zu der
Halbleiterlichtquelle zugeführt
wird, und eine Spannung, die an die Halbleiterlichtquelle angelegt
wird, jeweils erfasst. EIN-/AUS-Operation des Schaltelementes wird
basierend auf dem Strom, der der Halbleiterlichtquelle zugeführt wird,
gesteuert und es wird ein spezifizierter Strom der Halbleiterlichtquelle
zugeführt, was
die Halbleiterlichtquelle veranlasst, in einem stabilen Zustand
zu illuminieren. Wenn z. B. der Strom auf der Primärseite des
Umformers einen Grenzstromwert bei Variationen in der Leistungsspannung erreicht
hat, während
die Halbleiterlichtquelle leuchtet, wird die EIN-Operation des Schaltelementes
begrenzt und ein Anstieg in dem Strom, der auf der Primärseite des
Umformers fließt,
wird unterdrückt
und Leuchten der Halbleiterlichtquelle wird aufrechterhalten. Wenn
die Spannung, die an die Halbleiterlichtquelle angelegt wird, angestiegen
ist und eine erste eingestellte Spannung bei einer Störung in
der Halbleiterlichtquelle überschritten
hat, wird die EIN-Operation des Schaltelementes bei einem Abfall
in dem Grenzstromwert unverzüglich
begrenzt, wobei so magnetische Sättigung
des Umformers gemildert wird. Dies unterdrückt einen plötzlichen
Anstieg in der Ausgangsspannung des Schaltreglers und verhindert
Schaden an dem Schaltungselement.
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In Übereinstimmung
mit einer oder mehr Ausführungsformen
sieht ein zweiter Aspekt der Erfindung eine Beleuchtungssteuereinheit
für eine Fahrzeugbeleuchtungsvorrichtung
gemäß dem Patentanspruch
2 vor mit: einem Schaltregler, der eine Eingangsspannung von einer
Leistungsversorgung zu elektromagnetischer Energie konvertiert und
die elektromagnetische Energie zu einer Sekundärseite eines Umformers emittiert,
in Übereinstimmung
mit einer EIN-/AUS-Operation
eines Schaltelementes, das mit einer Primärseite des Umformers verbunden ist;
einer Vielzahl von Energieausbreitungssektionen, die elektromagnetische
Energie, die von dem Schaltregler emittiert wird als Lichtemissionsenergie
zu einer Vielzahl von Halbleiterlichtemissionsquellen ausbreiten;
einer Primärstromerfassungssektion,
die einen Strom auf der Primärseite
des Umformers erfasst; einer Sekundärstromerfassungssektion, die
einen Strom erfasst, der von der Sekundärseite des Umformers zu einer
beliebigen aus der Vielzahl von Halbleiterlichtquellen zugeführt wird;
einer Spannungserfassungssektion, die eine Spannung erfasst, die
an mindestens eine beliebige aus der Vielzahl von Halbleiterlichtquellen
angelegt wird; und einer Steuersektion, die ein Schaltsignal basierend
auf dem Strom, der durch die Sekundärstromerfassungssektion erfasst
wird, generiert und die EIN-AUS-Operation
des Schaltelementes in Übereinstimmung
mit dem generierten Schaltsignal steuert ebenso wie eine EIN-Operation
des Schaltelementes begrenzt, wenn der Strom, der durch die Primärstromerfassungssektion
erfasst wird, einen Grenzstromwert erreicht, wobei die Steuersektion
den Grenzstromwert absenkt, wenn die Spannung, die durch die Spannungserfassungssektion
erfasst wird, eine erste eingestellte Spannung überschreitet.
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(Operation)
In einem Prozess, wo Lichtemissionsenergie von einem Schaltregler
zu jeder Halbleiterlichtquelle zugeführt wurde, werden ein Strom auf
der Primärseite
eines Umformers, ein Strom, der von der Sekundärseite des Umformers zu einer
beliebigen der Halbleiterlichtquellen zugeführt wird, und eine Spannung,
die an eine beliebige der Halbleiterlichtquellen angelegt wird,
jeweils erfasst. EIN-/AUS-Operation des Schaltelementes wird basierend
auf dem Strom, der der Halbleiterlichtquelle zugeführt wird,
gesteuert und es wird ein spezifizierter Strom jeder Halbleiterlichtquelle
zugeführt,
was jede Halbleiterlichtquelle veranlasst, in einem stabilen Zustand
zu illuminieren. Wenn z. B. der Strom auf der Primärseite des
Umformers einen Grenzstromwert bei Variationen in der Leistungsspannung
erreicht hat, während
jede Halbleiterlichtquelle leuchtet, wird die EIN-Operation des
Schaltelementes begrenzt und ein Anstieg in dem Strom, der auf der
Primärseite
des Umformers fließt,
wird unterdrückt
und Leuchten jeder Halbleiterlichtquelle wird aufrechterhalten.
Wenn die Spannung, die an die Halbleiterlichtquelle angelegt wird,
angestiegen ist und eine erste eingestellte Spannung bei einer Störung in
einer beliebigen der Halbleiterlichtquellen überschritten hat, wird die
EIN-Operation des Schaltelementes bei einem Abfall in dem Grenzstromwert
unverzüglich
begrenzt, wobei somit magnetische Sättigung des Umformers gemildert
wird. Dies unterdrückt
einen plötzlichen
Anstieg in der Ausgangsspannung des Schaltreglers und verhindert
Schaden an dem Schaltungselement.
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In Übereinstimmung
mit einer oder mehr Ausführungsformen
sieht ein dritter Aspekt der Erfindung die Beleuchtungssteuereinheit
für eine
Fahrzeugbeleuchtungsvorrichtung gemäß dem ersten oder zweiten Aspekt
vor, wobei die Steuersektion die EIN-Operation des Schaltelementes
zwangsweise stoppt, wenn die Spannung, die durch die Spannungserfassungssektion
erfasst wird, eine zweite eingestellte Spannung überschreitet, die höher als die
erste eingestellte Spannung ist.
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(Operation)
Durch zwangsweises Stoppen der EIN-Operation des Schaltelementes,
wenn die Spannung, die an eine Halbleiterlichtquelle angelegt wird,
die zweite eingestellte Spannung überschritten hat, die höher als
die erste eingestellte Spannung ist, ist es möglich, Schaden an dem Schaltungselement zuverlässig zu
verhindern.
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Wie
aus der vorangehenden Beschreibung verstanden wird, ist es gemäß der Beleuchtungssteuereinheit
für eine
Fahrzeugbeleuchtungsvorrichtung von Anspruch 1 möglich, einen plötzlichen
Anstieg in der Ausgangsspannung des Schaltreglers bei einer Störung in
einer Halbleiterlichtquelle zu unterdrücken, um somit Schaden an dem
Schaltungselement zu verhindern.
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Gemäß der Beleuchtungssteuereinheit
für eine
Fahrzeugbeleuchtungsvorrichtung von Anspruch 2 ist es möglich, einen
plötzlichen
Anstieg in der Ausgangsspannung des Schaltreglers bei einer Störung in
der Halbleiterlichtquelle zu unterdrücken, um somit Schaden an dem
Schaltungselement sogar in einem Fall zu verhindern, wo eine Vielzahl
von Halbleiterlichtquellen vorgesehen ist.
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Gemäß dem dritten
Aspekt der Erfindung ist es möglich,
Schaden an dem Schaltungselement zuverlässig zu verhindern.
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Kurze Beschreibung der Zeichnungen
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1 ist
ein Blockdiagramm einer Beleuchtungssteuereinheit für eine Fahrzeugbeleuchtungsvorrichtung,
das eine erste Ausführungsform
der Erfindung zeigt;
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2 ist
ein Schaltungsblockdiagramm, das eine erste Ausführungsform einer Steuerschaltung zeigt;
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3 ist
ein Wellenformdiagramm, das die Operation der Steuerschaltung der
ersten Ausführungsform
veranschaulicht;
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4 ist
ein Schaltungsblockdiagramm, das eine zweite Ausführungsform
der Steuerschaltung zeigt;
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5 ist
ein Wellenformdiagramm, das die Operation der Steuerschaltung der
zweiten Ausführungsform
veranschaulicht;
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6 ist
ein Blockdiagramm der Beleuchtungssteuereinheit für eine Fahrzeugbeleuchtungsvorrichtung,
das eine zweite Ausführungsform
der Erfindung zeigt; und
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7 ist
ein Schaltungsblockdiagramm, das eine dritte Ausführungsform
der Steuerschaltung zeigt.
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Detaillierte Beschreibung
der bevorzugten Ausführungsformen
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Als
Nächstes
werden Ausführungsform
der Erfindung auf dem Weg von Beispielen mit Bezug auf die Figuren
beschrieben. 1 ist ein Blockdiagramm einer
Beleuchtungssteuereinheit für
eine Fahrzeugbeleuchtungsvorrichtung, das eine erste Ausführungsform
der Erfindung zeigt. 2 ist ein Schaltungsblockdiagramm,
das eine erste Ausführungsform
einer Steuerschaltung zeigt. 3 ist ein Wellenformdiagramm,
das die Operation der Steuerschaltung der ersten Ausführungsform
ver anschaulicht. 4 ist ein Schaltungsblockdiagramm,
das eine zweite Ausführungsform
der Steuerschaltung zeigt. 5 ist ein
Wellenformdiagramm, das die Operation der Steuerschaltung der zweiten
Ausführungsform
zeigt. 6 ist ein Blockdiagramm der Beleuchtungssteuereinheit
für eine
Fahrzeugbeleuchtungsvorrichtung, das eine zweite Ausführungsform der
Erfindung zeigt. 7 ist ein Schaltungsblockdiagramm,
das eine dritte Ausführungsform
der Steuerschaltung zeigt.
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Wie
in 1 gezeigt, hat die Beleuchtungssteuereinheit für eine Fahrzeugbeleuchtungsvorrichtung 10,
als eine Komponente einer Fahrzeugbeleuchtungsvorrichtung, einen
Schaltregler vom Vorwärtstyp 12,
eine Ausgangsschaltung 12 und eine Steuerschaltung 16.
Mit dem Ausgang der Ausgangsschaltung 16 sind drei LEDs 18 als
eine Halbleiterlichtquelle verbunden, die aus einem Halbleiterlichtemissionselement
besteht. Die LED 18 kann als eine Lichtquelle für verschiedene
Typen von Fahrzeugbeleuchtungsvorrichtungen konfiguriert sein, einschließlich eines
Scheinwerfers, Brems- und Rücklichtlampen,
eines Nebelscheinwerfers und eines Blinklichts. Es kann eine einzelne
LED 18 verwendet werden, oder es kann eine Vielzahl von
direkt verbundenen LEDs als ein einzelner Lichtquellenblock verwendet
werden. Oder es kann eine Vielzahl von Lichtquellenblöcken verwendet
werden, die parallel verbunden sind.
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Der
Schaltregler vom Vorwärtstyp 12 hat
einen Kondensator C1, einen Wandler (Vorwärtswandler) T1, einen NMOS-Transistor 20 und
einen Widerstand R1. Ein Ende des Umformers ist mit einem Eingangsanschluss 22 verbunden.
Das andere Ende ist mit einem Eingangsanschluss 24 über den NMOS-Transistor 20 und
den Widerstand R1 verbunden. Der Eingangsanschluss 22 ist
mit dem positiven Anschluss einer Fahrzeugbatterie (Gleichstromenergieversorgung)
verbunden, und der Eingangsanschluss 24 ist mit dem negativen
Anschluss der Fahrzeugbatterie verbunden und ist geerdet. Der NMOS-Transistor 20 hat
einen Drain, der mit der Primärseite
des Umformers T1 verbunden ist, eine Source, die mit dem Widerstand
R verbunden ist, und ein Gate, das mit der Steuerschaltung 16 verbunden ist.
Der NMOS-Transistor 20 ist gestaltet, als Reaktion auf
ein Schaltsignal (Impulssignal), das von der Steuerschaltung 16 ausgegeben
wird, EIN-/AUS-geschaltet zu werden. Wenn der NMOS-Transistor EIN-/AUS-geschaltet
wird, wird eine Eingangsspannung von einer im Auto montierten Batterie
zu elektromagnetischer Energie konvertiert und wird dann von der
Sekundärseite
des Umformers T1 emittiert. Es gibt keine Lücke zwischen der Primärseite und
der Sekundärseite
des Umformers T1. Wenn der NMOS-Transistor EIN-/AUS-geschaltet wird,
sind die Primärseite
und die Sekundärseite
miteinander gekoppelt, und elektromagnetische Energie, die in dem Umformer
T1 akkumuliert ist, wird von der Sekundärseite des Umformers T1 zu
der Ausgangsschaltung 14 emittiert.
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Der
Widerstand R1 ist als ein Primärstromerfassungsmittel
zum Erfassen eines Stroms konfiguriert, der auf der Primärseite des
Umformers T1 fließt, d.
h. eines Stroms, der durch den NMOS-Transistor 20 fließt. Eine
Spannung, die über
dem Widerstand R1 generiert wird, wird zu der Steuerschaltung 16 eingegeben.
An Stelle einer Erfassung einer Spannung, die über dem Widerstand R1 generiert
wird, ist es auch möglich,
die Drain-Spannung des NMOS-Transistors 20 in die Steuerschaltung 16 einzugeben
und einen Primärstrom
unter Verwendung des Durchlasszustandswiderstands (on-state resistance)
des NMOS-Transistors 20 zu
erfassen.
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Die
Ausgangsschaltung 14, die als eine Gleichrichtungs-/Glättungssektion
dient, hat Dioden D1, D2, eine Spule L1, einen Kondensator C2 und
einen Widerstand R2. Die Anode der Diode D1 ist mit der Sekundärseite des
Umformers T1 verbunden. Die Verbindungsstelle der Spule L1 und des
Kondensators C2 ist mit einem Ausgangsanschluss 26 verbunden.
Ein Ende des Wider stands R2 ist mit einem Ausgangsanschluss 28 verbunden,
und das andere Ende des Widerstands R2 ist geerdet. Mit dem Ausgangsanschluss 26, 28 sind
jeweils ein Ende und das andere Ende der LEDs, die in Reihe verbunden
sind, verbunden.
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Die
Dioden D1, D2, die Spule L1 und der Kondensator C2 sind als eine
Energieausbreitungssektion zum Ausbreiten als Lichtemissionsenergie der
elektromagnetischen Energie, die von der Sekundärseite des Umformers T1 emittiert
wird, konfiguriert. Die Dioden D1, D2 sind als eine Gleichrichtungssektion
zum Gleichrichten eines Stroms konfiguriert, der von der Sekundärseite des
Umformers T1 ausgegeben wird. Die Spule L1 und der Kondensator C2
sind als eine Glättungssektion
zum Glätten
des gleichgerichteten Stroms konfiguriert. Der Widerstand R2 ist
als eine Sekundärstromerfassungssektion
zum Erfassen eines Stroms konfiguriert, der von der Sekundärseite des
Umformers T1 zu der LED 18 zugeführt wird, d. h. eines Stroms,
der durch die LED 18 fließt, um so zu erlauben, dass
eine Spannung über
dem Widerstand R2 zu der Steuerschaltung 12 eingegeben
wird.
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Wie
in 2 gezeigt, hat die Steuersektion 16 eine
Rückkopplungssteuervorrichtung 30,
eine PWM-(Impulsbreitenmodulation, Pulse Width Modulation) Steuervorrichtung 32,
Komparatoren 34, 36, einen NPN-Transistor 38,
Bezugsspannungen 40, 42, Widerstände R3,
R4, R5, R6, R7, R8, R9, R10 und eine Zener-Diode ZD1. Die Steuerschaltung 16 extrahiert
eine Spannung über
dem Widerstand R1, eine Spannung über dem Widerstand R2 und eine Spannung,
die an den Ausgangsanschluss 26 (Ausgangsspannung des Schaltreglers 12)
angelegt wird, generiert ein PWM-Signal als ein Schaltsignal basierend
auf der Spannung über
dem Widerstand R2 (ein Strom, der durch die LED 18 fließt), und
steuert die EIN-/AUS-Operation des NMOS-Transistors 20 ebenso
wie sie die EIN-Operation des NMOS-Transistors 20 begrenzt,
wenn der Strom, der durch den Umformer T1 fließt, einen Grenzstromwert erleichtert,
senkt den Grenzstromwert ab, wenn die Ausgangsspannung des Schaltreglers 12 eine
erste eingestellte Spannung überschritten
hat, und stoppt die EIN-Operation des NMOS-Transistors 20 zwangsweise,
wenn die Ausgangsspannung des Schaltreglers 12 eine zweite
eingestellte Spannung überschritten
hat, die höher
als die erste eingestellte Spannung ist.
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Insbesondere
extrahiert die Rückkopplungssteuervorrichtung 30 die
Spannung über
dem Widerstand R2, führt
eine Rückkopplungssteuerungs-Arithmetikoperation
zum Einstellen des Stroms, der durch die LED 18 fließt, zu einem
vorher spezifizierten Strom, z. B. einem Nennstrom, durch und gibt
das Ergebnis der Arithmetikoperation zu der PWM-Steuervorrichtung 32 aus.
Die PWM-Steuervorrichtung 31 generiert ein PWM-Signal basierend
auf dem Ergebnis der Arithmetikoperation der Rückkopplungssteuervorrichtung 30 und
gibt das generierte PWM-Signal zu
dem Gate des NMOS-Transistors 20 aus, um die EIN-/AUS-Operation des
NMOS-Transistors zu steuern. Mit anderen Worten schaltet die Rückkopplungssteuervorrichtung 30 den
NMOS-Transistor 20 in Übereinstimmung
mit einem PWM-Signal EIN/AUS und führt einen konstanten Strom
von dem Schaltregler 12 zu der LED 18 über die
Ausgangsschaltung 14 zu.
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In
der Steuerschaltung 32 wird eine Spannung 200 über dem
Widerstand R1 an den negativen Anschluss eines Komparators 36 angelegt,
um den Strom zu überwachen,
der auf der Primärseite
des Umformers T1 fließt,
wie in 3 gezeigt. An den positiven Anschluss wird eine
Bezugsspannung V0 angelegt, die durch Teilen der Ausgangsspannung
einer Bezugsspannung 42 mit einem Widerstand R9 und einem
Widerstand R10 erhalten wird. Die Bezugsspannung V0 ist in Entsprechung
mit dem Grenzstromwert eingestellt.
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Der
Komparator 36 führt
einen Vergleich zwischen einer Spannung, die an den negativen Eingangsanschluss
(Spannung entsprechend dem Strom auf der Primärseite des Umformers T1) angelegt
wird, und der Bezugsspannung V0, die an den positiven Eingangsanschluss
(Spannung entsprechend dem Grenzstromwert) angelegt wird, durch und
gibt ein Signal hohen Pegels zu der PWM-Steuervorrichtung 32 aus,
wenn die Spannung in dem positiven Eingangsanschluss höher als
die Spannung in dem negativen Eingangsanschluss ist, d. h. wenn
der Strom, der auf der Primärseite
des Umformers T1 fließt,
den Grenzstromwert nicht erreicht hat. Wenn ein Signal hohen Pegels
von dem Komparator 36 ausgegeben wird, gibt die PWM-Steuervorrichtung 32 das
generierte PWM-Signal zu dem Gate des NMOS-Transistors 20 aus.
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Wenn
der Strom, der auf der Primärseite
des Umformers T1 fließt,
bei Variationen in der Energieversorgungsspannung ansteigt, und
der Pegel der Spannung 200, die an den negativen Eingangsanschluss
des Komparators 36 angelegt wird, die Bezugsspannung V0
erreicht hat, wird die Ausgabe des Komparators 36 von einem
hohen Pegel zu einem tiefen Pegel invertiert, und es wird ein PWM-Signal, um
den NMOS-Transistor 20 AUS zu schalten, in der PWM-Steuervorrichtung 32 so
generiert, um die EIN-Operation des NMOS-Transistors 20 zu
begrenzen. D. h. wenn ein Signal tiefen Pegels von dem Komparator 36 ausgegeben
wird, wird der Einsatz des PWM-Signals so reduziert (relative Einschaltdauer
wird verringert), um die EIN-Operation des NMOS-Transistors 20 zu
begrenzen.
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Die
Widerstände
R3, R4, die als eine Komponente der Spannungserfassungssektion zum
Erfassen einer Spannung dienen, die an jede LED 18 angelegt
wird, teilen die Ausgangsspannung der Ausgangsschaltung 12 und
legen die Spannung, die so erhalten wird, an die Katode der Zener-Diode
ZD1 an. Die Zener-Spannung
der Zener-Diode ZD1 ist z. B. auf 40 V als eine erste eingestellte
Spannung eingestellt, wenn die Spannung der Aus gangsschaltung 14 auf
30 V eingestellt ist. Wenn die Spannung der Ausgangsschaltung 14 bei
einem Drahtbruch in der LED 18 ansteigt und die Ausgangsspannung
der Ausgangsschaltung 14 die Zener-Spannung der Zener-Diode
ZD1 überschreitet,
wird der NPN-Transistor eingeschaltet und es wird eine Bezugsspannung V0', die kleiner als
die Bezugsspannung V0 ist, an den positiven Eingangsanschluss des
Komparators 36 angelegt.
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Um
den Grenzstromwert zu verringern, fällt mit anderen Worten die
Bezugsspannung V0, die an den positiven Eingangsanschluss des Komparators 36 angelegt
wird, auf V0'. Als
ein Ergebnis wird in einem Prozess, wo sich der Strom, der auf der
Primärseite
des Umformers T1 fließt,
erhöht,
der Ausgang des Komparators 36 tief angesteuert, jedes
Mal, wenn die Spannung 200 über dem Widerstand R1 die Bezugsspannung
V0' erreicht. Um
die EIN-Operation des NMOS-Transistors 20 zu begrenzen,
wird der NMOS-Transistor 20 unverzüglich ausgeschaltet. Dies mildert
magnetische Sättigung
des Umformers T1 und unterdrückt
eine Erhöhung
in dem Strom, der auf der Primärseite
des Umformers T1 fließt,
ebenso wie einen plötzlichen
Anstieg in der Spannung auf der Sekundärseite des Umformers T1, wobei
dadurch Schaden an einem Schaltungselement, wie etwa dem NMOS-Transistor 20,
verhindert wird.
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Eine
einfache Begrenzung des Stroms, der auf der Primärseite des Umformers T1 fließt, verursacht
eine allmähliche
Erhöhung
in der Ausgangsspannung des Umformers T1, was zu einer Ausgangsüberspannung
der Ausgangsschaltung 14 führt. Um dies zu verhindern,
wird die Ausgangsspannung der Ausgangsschaltung 14 durch
den Komparator 34 in der Steuerschaltung 16 überwacht.
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Die
Ausgangsspannung der Bezugsspannung 40 wird als eine zweite
eingestellte Spannung an den positiven Eingangsanschluss des Komparators 34 angelegt.
Eine Spannung, die durch Teilen der Ausgangsspannung der Ausgangsschaltung 14 mit
dem Widerstand R5 und dem Widerstand R6 erhalten wird, wird an den
negativen Eingangsanschluss angelegt. Die Widerstände R5,
R6 sind als eine Spannungserfassungssektion zum Erfassen einer Spannung
konfiguriert, die an die LED 18 angelegt wird.
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Der
Komparator 34 gibt ein Signal hohen Pegels zu der PWM-Steuervorrichtung 32 aus,
wenn die Spannung in dem positiven Eingangsanschluss höher als
die Spannung in dem negativen Eingangsanschluss ist. In diesem Fall
gibt die PWM 32 das generierte PWM-Signal zu dem NMOS-Transistor 20 ohne Reaktion
auf die Ausgabe des Komparators 34 aus. Wenn die Spannung
in dem negativen Eingangsanschluss des Komparators 34 die
Spannung in dem negativen Eingangsanschluss überschreitet, wird die Ausgabe
des Komparators 34 von einem hohen Pegel zu einem tiefen
Pegel invertiert, und Generierung des PWM-Signals wird durch die
PWM-Steuervorrichtung 32 gestoppt, wobei der NMOS-Transistor 20 unverzüglich ausgeschaltet
und die Operation gestoppt wird. Als ein Ergebnis ist es möglich zu
verhindern, dass die Ausgangsspannung der Ausgangsschaltung 14 die
zweite eingestellte Spannung überschreitet,
z. B. 54 V, wobei dadurch Schaden an einem Schaltungselement der
Ausgangsschaltung 14 oder der LED 18 zuverlässig verhindert
wird.
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Gemäß dieser
Ausführungsform
wird der Grenzstromwert abgesenkt, um magnetische Sättigung
des Umformers T1 zu mildern, wenn die Spannung der Ausgangsschaltung 14 bei
einem Drahtbruch in der LED 18 angestiegen ist und die
Ausgangsspannung der Ausgangsschaltung 14 die erste eingestellte
Spannung überschritten
hat. Es ist somit möglich,
eine Erhöhung
in dem Strom, der auf der Primärseite
des Umformers T1 fließt,
ebenso wie eine plötzliche
Erhöhung
in der Spannung auf der Sekundärseite
des Umformers T1 zu unterdrücken,
wobei dadurch Schaden an einem Schaltungselement, wie etwa dem NMOS-Transistor 20,
verhindert wird. Gemäß dieser
Ausführungsform
wird ferner der NMOS-Transistor unverzüglich abgeschaltet, wenn die
Ausgangsspannung der Ausgangsschaltung 14 die zweite eingestellte
Spannung überschritten
hat. Es ist somit möglich,
Schaden an einem Schaltungselement der Ausgangsschaltung 14 oder
der LED 18 zuverlässig
zu verhindern.
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In
dieser Ausführungsform
wird die Bezugsspannung V0 zu V0' abgesenkt,
um den Grenzstromwert abzusenken, wenn die Ausgangsspannung der Ausgangsschaltung 14 die
erste eingestellte Spannung überschritten
hat. Wie in 4 gezeigt, ist es auch möglich, die
Ausgangsspannung der Ausgangsschaltung 14 mit den Widerständen R3,
R4 zu teilen, die so erhaltene Spannung zu dem negativen Eingangsanschluss
des Komparators 36 über
die Zener-Diode ZD1 einzugeben, die Spannung über dem Widerstand R1 zu dem
negativen Eingangsanschluss des Komparators 36 über einen
Widerstand R11 einzugeben und an den positiven Eingangsanschluss
des Komparators 36 die Spannung anzulegen, die durch Teilen
der Ausgangsspannung der Bezugsspannung 42 mit dem Widerstand
R9 und dem Widerstand R10 erhalten wird.
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In
diesem Fall wird, wie in 5 gezeigt, wenn die Ausgangsspannung
der Ausgangsschaltung 14 die erste eingestellte Spannung
bei einer Zeitsteuerung t1 überschritten
hat, die Zener-Spannung der Zener-Diode ZD1 als eine Versatzspannung
Voffset zu dem negativen Eingangsanschluss des Komparators 36 hinzugefügt. Durch
Anheben des Pegels der Spannung 200 über dem Widerstand R1 mit der
Versatzspannung Voffset ist es möglich, den
Strom, der auf der Primärseite
des Umformers T1 fließt,
zu begrenzen, ähnlich
zu einem Fall, wo die Bezugsspannung V0 auf V0' abgesenkt wird, um den Grenzstromwert
abzusenken.
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Als
Nächstes
wird eine zweite Ausführungsform
der Erfindung mit Bezug auf 6 und 7 beschrieben.
Diese Ausführungsform sieht
eine Ausgangsschaltung 44 auf der Sekundärseite des
Umformers noch zu der Ausgangsschaltung 14 vor, um einen
Multiausgangsschaltregler 12 vorzusehen. Die Konfiguration
dieser Ausführungsform
ist die gleiche wie die, die in 1 gezeigt
wird, mit Ausnahme dessen, dass die Steuerschaltung 16 teilweise
unterschiedlich ist.
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Die
Ausgangsschaltung 44 hat Dioden D3, D4, eine Spule L2,
einen Kondensator C3 und einen Widerstand R12. Die Anode die Diode
D3 ist mit der Sekundärseite
des Umformers T1 verbunden. Die Spule L2 ist mit einer Spule L1
magnetisch gekoppelt. Ein Ende der Spule L2 ist mit einem Ausgangsanschluss 46 verbunden.
Ein Ende des Widerstands R12 ist mit einem Ausgangsanschluss 48 verbunden. Zwischen
den Ausgangsanschlüssen 46 und 48 sind drei
LEDs 18 in Reihe verbunden.
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Wie
in 7 gezeigt, hat die Steuerschaltung 16 noch
zu einer Rückkopplungssteuervorrichtung 30,
einer PWM-Steuervorrichtung 32, einem Komparator 34,
Widerständen
R5 und R6 und einer Bezugsspannung 40 einen Komparator 36,
eine Bezugsspannung 42, Widerstände R9, R10, R11, R13, R14,
R16, R16, eine Zener-Diode ZD1 und Dioden D5, D6. Die Widerstände 13, 14 teilen
die Spannung, die an einen Ausgangsanschluss 26 angelegt
wird, und geben die so erhaltene Spannung zu der Katode der Zener-Diode
ZD1 über
die Diode D5 aus. Die Widerstände
R15, R16 teilen die Spannung, die an den Ausgangsanschluss 46 der
Ausgangsschaltung 44 angelegt wird, und geben die so erhaltene
Spannung zu der Katode der Zener-Diode ZD1 über die Diode D6 aus. D. h.
D5 und D6 sind miteinander über
den Weg einer verdrahteten OR-Verbindung miteinander verbunden und
mit der Katode der Zener-Diode ZD1 verbunden. Wenn die Spannung,
die an die Ausgangsanschlüsse 24, 46 angelegt
wird, die Zener-Spannung der Zener-Diode ZD1 überschritten hat, wird die
Zener-Spannung an den negativen Eingangsanschluss des Komparators 36 angelegt.
In diesem Fall wird die Zener-Span nung ebenso wie die Spannung über dem
Widerstand R1 zu dem negativen Eingangsanschluss des Komparators 36 eingegeben. Ähnlich zu
dem Fall, der in 4 gezeigt wird, ist es durch
Anheben des Pegels der Spannung 200 über dem Widerstand R1 möglich, den
Strom zu begrenzen, der auf der Primärseite des Umformers T1 fließt.
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Gemäß dieser
Ausführungsform
wird der Grenzstromwert abgesenkt, um magnetische Sättigung
des Umformers T1 zu mildern, wenn die Ausgangsspannung einer beliebigen
der Ausgangsschaltungen 14 und 44 bei einem Drahtbruch
in der LED 18 angestiegen ist und die Ausgangsspannung die
erste eingestellte Spannung überschritten
hat. Es ist somit möglich,
eine Erhöhung
in dem Strom, der auf der Primärseite
des Umformers T1 fließt,
ebenso wie einen plötzlichen
Anstieg in der Spannung auf der Sekundärseite des Umformers T1 zu
unterdrücken,
wobei dadurch Schaden an einem Schaltungselement, wie etwa dem NMOS-Transistor 20,
verhindert wird. Gemäß dieser
Ausführungsform
wird ferner der NMOS-Transistor unverzüglich abgeschaltet, wenn die
Ausgangsspannung einer beliebigen der Ausgangsschaltungen 14 und 44 die
zweite eingestellte Spannung überschritten
hat. Es ist somit möglich,
Schaden an einem Schaltungselement der Ausgangsschaltung 14 oder
der LED 18 zuverlässig
zu verhindern.
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Gemäß dieser
Ausführungsform
wird ein Strom mit dem Stromverhältnis
entsprechend dem Wicklungsverhältnis
der Spule L1 zu der Spule L2 von den Ausgangsschaltungen 14, 44 zu
der LED 18 zugeführt.
Es ist somit möglich,
einen Strom, der durch die LED 18 fließt, als eine Last in der Ausgangsschaltung 14 und
einen Strom, der durch die LED 18 fließt, als eine Last in der Ausgangsschaltung 44 unter
Verwendung des Wicklungsverhältnisses der
Spule L1 zu der Spule L2 beliebig einzustellen.
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Während die
Spannungen, die jeweils an den Ausgangsanschluss 26, 46 angelegt
werden, an die Zener-Diode ZD1 über
die Dioden D5, D6 angelegt werden, ist es möglich, eine einfache Konfiguration
zu verwenden, wo nur die Spannung einer Ausgangsschaltung 14 oder 44,
die mehr Aufmerksamkeit erfordert, an die Katode der Zener-Diode
ZD1 angelegt wird.