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Die
Erfindung betrifft eine programmierbare verlustleistungsarme nichtflüchtige Speicherzelle.
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Speicherzellen
sind bei jeder Anwendung, die das Speichern von Daten erfordert,
notwendig. Typische Halbleiter-Schaltkreise weisen Speicherzellen
entweder verteilt zwischen Logik-Schaltelementen
oder als Blockspeicher, wie zum Beispiel SRAM-Speicher, auf. Ein Blockspeicher besteht
aus einer Matrix aus Speicherzellen, wobei nur wenige Zellen von
Lese- oder Schreib-Operationen betroffen sind. Daher können sich
die Reihen der Speichermatrix Elemente teilen, die die Schreib- oder Lese-Operationen
unterstützen,
wie zum Beispiel Leseverstärker
(sense-amplifier).
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Andererseits
ist es bei verteilten Speicherzellen beispielsweise als Teil eines
Logik-Schaltkreises typischerweise erforderlich, dass die Zellen
ihre gespeicherte Information beständig bereithalten: die Zellen
werden ständig
ausgelesen.
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Insbesondere
bei mobilen Anwendungen ist es auch wichtig, den Energieverbrauch
der Speicherzellen möglichst
gering zu halten.
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Als
nichtflüchtiger
Speicher wird beispielsweise eine Flash-Speicherzelle 100 verwendet,
wie in 1 gezeigt, und
welche aus einem Speicher-Transistor 101 besteht, bei dem
ein sogenanntes Floating-Gate, das aus einer isolierenden Halbleiterschicht
besteht, die die gespeicherte Information der Flash-Speicherzelle 100 als
Ladung enthält,
und aus einem Pass-Transistor 102 besteht, der den Ladungsfluss
zu bzw. von dem Speicher-Transistor 100 steuert. Zusätzlich benötigt die
Flash-Speicherzelle 100 eine hohe zweite Versorgungsspannung
(12V bis 18v), woraus sich der Nachteil eines größeren Flächenverbrauchs für die Ladungs-Pumpen
ergibt, die die benötigte
zweite Versorgungsspannung aus der Versorgungsspannung des Chips
erzeugen, und außerdem
treten Probleme wie Übersprechen (cross-talk)
auf. Auch hat die Flash-Technologie ein begrenztes Skalierungspotential.
Ferner lässt
sich eine Flash-Speicherspeicherzelle nur etwa 100000 mal wiederbeschreiben.
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Ferner
ist aus [1] eine in 2 gezeigte nichtflüchtige Phasenwechsel-Speicherzelle 200 bekannt,
die aufweist: eine obere Elektrode 201, eine Phasenwechselwiderstandsschicht 202 und
eine untere Elektrode 203. Fließt ein Programmierstrom durch
den Widerstand 202, wird eine hohe Temperatur erzeugt,
welche einen Phasenwechsel des Speichermaterials induziert, wodurch
die Leitfähigkeit
der Phasenwechselwiderstandsschicht geändert wird. Somit kann die
Phasenwechsel-Speicherzelle 200 entsprechend zwei verschiedenen
Widerstandswerten nichtflüchtige
Daten speichern.
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Ferner
ist aus [1], wie in 3 gezeigt
eine nichtflüchtige
Speicherzelle 300 bekannt, die aufweist: eine Flip-Flop-Einheit 301,
Zugriffs-Kontroller 302, 303 und eine Betriebsspannungsquelle
VCC 304. Die Flip-Flop-Einheit weist ein n-MOS-Gatter auf
und speichert komplementäre
Daten in den Knoten 310, 311. Die nichtvolatilen
Widerstandsspeicher 305, 306, die zwischen die
Flip-Flop-Schaltung 301 und die Betriebsspannung VCC 304 geschaltet
sind, speichern unterschiedliche Logik-Werte in Abhängigkeit
des Zustands des Widerstands, der durch die Stromstärke des
Programmierstroms geändert
wird. Die Zugriff-Kontroller 302, 303 steuern
die Verbindung zwischen den Bitleitungen 307, 308 und
der Flip-Flop-Einheit 301 in
Abhängigkeit
eines Schalt-Zustands einer Wortleitung 309.
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Jedoch
fließt
durch die nichtflüchtig
programmierbaren Widerstände,
auch wenn sie einen hohen Widerstand haben, ein Leckstrom, so dass
zur Aufrechterhaltung der Potentialdifferenz zwischen den beiden
Knoten 310, 311 durch die Betriebsspannungsquelle
Energie verbraucht wird. Auch kann ein Leckstrom je nach Art und
Technologie der nichtflüchtigen
Speicherelemente u. U. zu einem unerwünschten Löschen des programmierten Widerstandwertes
führen.
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Um
dies zu verhindern, ist, wie in 4 gezeigt,
in [1] gemäß dem Stand
der Technik ein Schalttransistor 401 zum Steuern des Lese/Schreibvorgangs
und zur Verminderung von Leckströmen
zwischen die Betriebsspannung und die beiden nichtflüchtig programmierbaren
Widerständen 402, 403 geschaltet.
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Ein
Nachteil dieser Anordnung ist aber, dass Leckströme zwischen den Widerständen 402, 403 selbst
fließen
können,
was zu einem langsamen Ladungsaustausch zwischen den beiden Knoten 404, 405 führt und
somit zur oben beschriebenen Verringerung der Potentialdifferenz
zwischen den beiden Knoten 404, 405, so dass diese über die
Betriebsspannungsquelle kompensiert werden muss, was wiederum zu
erhöhtem
Energieverbrauch führt.
Außerdem
ist über
den Transistor 401 nicht der volle Spannungshub gewährleistet,
da er zur Betriebsspannung hin geschaltet ist.
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Der
Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine verlustleistungsarme
programmierbare nichtflüchtige
Speicherzelle zu erhalten.
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Es
wird eine verlustarme nichtflüchtige
Speicherzelle bereitgestellt, die einen ersten Transistor und einen
zweiten Transistor aufweist. Ein erster Source-/Drain-Anschluss
des ersten Transistors ist mit einem ersten Knoten gekoppelt, und
ein erster Source-/Drain-Anschluss des zweiten Transistors ist mit
einem zweiten Knoten gekoppelt. Der erste Transistor und der zweite
Transistor sind kreuzweise miteinander gekoppelt, wobei der Gate-Anschluss
des ersten Transistors mit dem zweiten Knoten gekoppelt ist und
der Gate-Anschluss des zweiten Transistors mit dem ersten Knoten
gekoppelt ist. Die nichtflüchtige
Speicherzelle weist einen dritten Transistor auf, dessen erster
Source-/Drain-Anschluss mit dem ersten Knoten gekoppelt ist, dessen
zweiter Source-/Drain-Anschluss
mit einer ersten Schreibleitung gekoppelt ist und dessen Gate-Anschluss
mit einer Zugriffsleitung gekoppelt ist. Ferner weist die nichtflüchtige Speicherzelle
einen vierten Transistor auf, dessen erster Source-/Drain-Anschluss
mit dem zweiten Knoten gekoppelt ist, dessen zweiter Source-/Drain-Anschluss mit einer
zweiten Schreibleitung gekoppelt ist und dessen Gate-Anschluss mit
der Zugriffsleitung gekoppelt ist. Zudem weist die Speicherzelle
auf: einen ersten elektrisch nichtflüchtig programmierbaren Widerstand,
dessen erster Anschluss mit dem ersten Knoten gekoppelt ist, und
einen zweiten elektrisch nichtflüchtig
programmierbaren Widerstand, dessen erster Anschluss mit dem zweiten
Knoten gekoppelt ist. Die nichtflüchtige Speicherzelle weist
auf: einen fünften
Transistor zur Reduktion des durch den ersten Widerstand fließenden Leckstroms,
dessen erster Source-/Drain-Anschluss mit dem zweiten Anschluss
des ersten Widerstands oder mit dem zweiten Anschluss des ersten
Transistors gekoppelt ist, und einen sechsten Transistor zur Reduktion
des durch den zweiten Widerstand fließenden Leckstroms, dessen erster
Source-/Drain-Anschluss
mit dem zweiten Anschluss des zweiten Widerstands oder mit dem zweiten
Anschluss des zweiten Transistors gekoppelt ist.
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Die
nichtflüchtige
Speicherzelle hat im Vergleich zu dem oben genannten Stand der Technik den
Vorteil, dass aufgrund der beiden jeweils mit den nichtflüchtig programmierbaren
Widerständen
in Reihe geschalteten Transistoren zur Verminderung der Leckströme im Gegensatz
zum Stand der Technik auch die Leckströme zwischen den beiden nichtflüchtig programmierbaren
Widerständen
verringert werden, so dass der Energieverbrauch zur Aufrechterhaltung
der Potentialdifferenz zwischen den beiden Knoten und damit zur
Bewahrung des Logik-Zustands
an den Ausgängen
der Speicherzelle verringert wird.
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Die
beiden Transistoren zur Reduktion der Leckströme werden so gepulst, dass
Schreiboperationen möglich
sind und dass die Potentialdifferenz zwischen den beiden Knoten,
welche den entsprechenden Logik-Wert darstellt, ausreichend hoch bleibt.
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Gemäß einem
anderen Ausführungsbeispiel der
Erfindung ist vorgesehen, dass die nichtflüchtige Speicherzelle einen
ersten Transistor und einen zweiten Transistor aufweist. Ein erster
Source-/Drain-Anschluss des ersten Transistors ist mit einem ersten
Knoten gekoppelt und ein erster Source-/Drain-Anschluss des zweiten Transistors ist
mit einem zweiten Knoten gekoppelt. Der erste Transistor und der
zweite Transistor sind kreuzweise miteinander gekoppelt, wobei der
Gate-Anschluss des ersten Transistors mit dem zweiten Knoten gekoppelt
ist und der Gate-Anschluss des zweiten Transistors mit dem ersten
Knoten gekoppelt ist. Die nichtflüchtige Speicherzelle weist
einen dritten Transistor auf, dessen erster Source-/Drain-Anschluss mit dem
ersten Knoten gekoppelt ist, dessen zweiter Source-/Drain-Anschluss
mit einer ersten Schreibleitung gekoppelt ist und dessen Gate-Anschluss
mit einer Zugriffsleitung gekoppelt ist. Ferner weist die nichtflüchtige Speicherzelle
einen vierten Transistor auf, dessen erster Source-/Drain-Anschluss
mit dem zweiten Knoten gekoppelt ist, dessen zweiter Source-/Drain-Anschluss
mit einer zweiten Schreibleitung gekoppelt ist und dessen Gate-Anschluss
mit der Zugriffsleitung gekoppelt ist. Die nichtflüchtige Speicherzelle
weist auf: einen ersten elektrisch nichtflüchtig programmierbaren Widerstand,
dessen erster Anschluss mit dem ersten Knoten gekoppelt ist, einen zweiten
elektrisch nichtflüchtig
programmierbaren Widerstand, dessen erster Anschluss mit dem zweiten
Knoten gekoppelt ist, und einen fünften Transistor zur Reduktion
des Leckstroms, dessen erster Source-/Drain-Anschluss mit dem zweiten
Source-/Drain-Anschluss
des ersten Transistors und dem zweiten Source/Drain-Anschluss des
zweiten Transistors gekoppelt ist.
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Bevorzugte
Ausgestaltungen der Erfindung ergeben sich aus den abhängigen Patentansprüchen.
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Gemäß einer
anderen bevorzugten Ausgestaltung der Erfindung sind die Transistoren
der nichtflüchtigen
Speicherzelle Feldeffekttransistoren.
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Diese
eignen sich für
Speicherelemente besonders gut, weil die Steuerung der Transistoren
im Gegensatz zu Bipolar-Transistoren
nahezu stromlos funktioniert.
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Gemäß einer
anderen Ausgestaltung der Erfindung sind die Transistoren der nichtflüchtigen Speicherzelle
n-Feldeffekttransistoren.
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Die
Verwendung von n-Feldeffekttransistoren ist insbesondere dann sinnvoll,
wenn das Programmieren der nichtflüchtig programmierbaren Widerstände durch
einen elektrischen Strom durchgeführt wird. Der Einsatz nur eines
einzigen Transistortyps bedingt eine größere Integrationsdichte der
Anordnung.
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In
einer alternativen Ausführungsform
der Erfindung sind der erste Transistor, der zweite Transistor,
der dritte Transistor und der vierte Transistor n-Feldeffekttransistoren
und der fünfte
Transistor und der sechste Transistor p-Feldeffekt-Transistoren.
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Gemäß einer
alternativen Ausführungsform sind
alle Transistoren der nichtflüchtigen
Speicherzelle n-Feld-Transistoren,
wobei der fünfte
Transistor ein n-Feldeffekttransistor
ist, der zwischen das Bezugspotential und den ersten Transistor
und den zweiten Transistor geschaltet ist.
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Durch
die Art der Anordnung wird der volle Spannungshub für die Lese/Schreiboperation
gewährleistet
und es werden nur n-Feldeffekttransistoren verwendet, was eine höhere Integrationsdichte bewirkt.
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Nach
einem anderen Ausführungsbeispiel sind
der erste Transistor, der zweite Transistor, der dritte Transistor
und der vierte Transistor der nichtflüchtigen Speicherzelle n-Feldeffekttransistoren, und
der fünfte
Transistor zur Reduktion des Leckstroms ist ein p-Feldeffekttransistor,
der zwischen die Betriebsspannung und den ersten Transistor und
den zweiten Transistor geschaltet ist.
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Gemäß einem
alternativen Ausführungsbeispiel
der Erfindung sind der zweite Source-/Drain-Anschluss des fünften Transistors
und der zweite Source-/Drain-Anschluss des sechsten Transistors
jeweils mit der Betriebsspannung gekoppelt.
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Gemäß noch einem
anderen Ausführungsbeispiel
der Erfindung sind der zweite Source-/Drain-Anschluss des ersten
Transistors und der zweite Source-/Drain-Anschluss des zweiten Transistors
jeweils mit einem Bezugspotential gekoppelt.
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Gemäß noch einer
anderen Ausführungsform
der Erfindung ist das Bezugspotential das Massepotential.
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Gemäß einer
alternativen Ausführungsform der
Erfindung sind der erste Transistor und der zweite Transistor p-Feldeffekttransistoren,
der dritte Transistor, der vierte Transistor, der fünfte Transistor
und der sechste Transistor n-Feldeffekttransistoren.
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In
einer anderen Ausführungsform
der Erfindung sind der erste Transistor, der zweite Transistor, der
dritte Transistor und der vierte Transistor p-Feldeffekttransistoren
und der fünfte
Transistor und der sechste Transistor n-Feldeffekttransistoren.
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Diese
Alternative ist bevorzugt, wenn eine hohe Betriebsspannung Vdd an
den beiden Knoten erforderlich ist, um die Widerstandselemente zu
programmieren.
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In
noch einer anderen Ausführungsform
der Erfindung sind der zweite Source-/Drain-Anschluss des fünften Transistors
und des sechsten Transistors jeweils mit einem Bezugspotential gekoppelt.
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Im
Fall, dass der Betrieb der nichtflüchtig programmierbaren Widerstände einen
bestimmten Spannungsbereich erfordert, können die nichtflüchtig programmierbaren
Widerstände
an Zwischen-Spannungsknoten angeschlossen sein.
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In
einem anderen Ausführungsbeispiel
der Erfindung ist das Bezugspotential das Massepotential.
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In
noch einem weiteren Ausführungsbeispiel der
Erfindung ist der zweite Source-/Drain-Anschluss des ersten Transistors
und des zweiten Transistors jeweils mit der Betriebsspannung gekoppelt.
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In
einem weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiel
sind die beiden nichtflüchtig
programmierbaren Widerstände
PCRAM-Widerstände (PCRAM
= phase-change-RAM = Phasenwechsel-RAM).
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In
noch einem weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiel sind die beiden
nichtflüchtig
programmierbaren Widerstände
MRAM-Widerstände (MRAM =
magneto-resistive-RAM = Magnetwiderstands-RAM).
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In
einem anderen bevorzugten Ausführungsbeispiel
sind die beiden nichtflüchtig
programmierbaren Widerstände
CBRAM-Widerstände (CBRAM
= Conductive-bridging-RAM = Leitungsbrücken-RAM).
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In
einem weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiel
der Erfindung ist der erste Knoten mit dem Gate-Anschluss eines
ersten Transistors eines Transmissions-Gatter-Schalters gekoppelt
und der zweite Knoten mit dem Gate-Anschluss eines zweiten Transistors
des Transmissions-Gatter-Schalters gekoppelt.
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Der
Vorteil der Erfindung besteht darin, dass durch die stetige Speicherung
der Ladungen in den beiden Knoten eine kontinuierliche Spannung
bereitgestellt ist, an die eine Last anlegbar ist. Hierbei ist ein
kontinuierliches Auslesen der Speicherzelle ohne einen (Sense-Amplifier)
möglich,
was zum Beispiel bei programmierbaren Schaltungen (z.B. FPGAs) erforderlich
ist. Eine Schaltung kann beispielsweise Verbindungen konfigurieren
unter Verwendung eines Transmissions-Gatter Schalters, wobei hier
die zueinander komplementären
Signale an den Ausgängen
der nichtflüchtigen
Speicherzelle zur Steuerung des Transmissions-Gatter Schalters benutzt
werden.
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In
einem alternativen bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung
ist mindestens ein Ausgabepuffer jeweils mit einem der Ausgänge gekoppelt.
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Die
unterschiedlich leitenden elektrisch nichtflüchtig programmierbaren Widerstände bewirken
ein unterschiedliches Ansteigen des Potentials an dem ersten Knoten
und dem zweiten Knoten.
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In
einer anderen Ausführungsform
der Erfindung weist ein Halbleiterbauelement mindestens eine der
verlustleistungsarmen nichtflüchtigen
Speicherzellen auf.
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Ein
Aspekt der Erfindung ist das Speichern eines Bits durch Modifizieren
der Widerstandswerte der zwei nichtflüchtig programmierbaren Widerstandselemente,
die in einen Schaltkreis integriert sind, so dass die Daten auch
nach dem Ausschalten der Betriebsspannung gelesen werden können und
die Schreiboperation erleichtert wird. Die Erfindung verwendet Widerstandselemente,
deren Widerstandswert auf solche Weise geändert werden kann, dass der
Widerstandwert, auch wenn keine Betriebsspannung angelegt ist, unverändert bestehen
bleibt. Durch die Verwendung des fünften Transistors und des sechsten
Transistors zur Verminderung der Leckströme durch die beiden nichtflüchtig programmierbaren
Widerstände
werden Energieverluste verringert.
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Ausführungsbeispiele
der Erfindung sind in den Figuren dargestellt und werden im Folgenden näher erläutert.
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Es
zeigen
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1 eine
Flash-Speicherzelle gemäß dem Stand
der Technik;
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2 eine
nichtflüchtige
Phasenwechsel-Speicherzelle gemäß dem Stand
der Technik;
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3 eine
nichtflüchtige
Speicherzelle mit einer Flip-Flop-Schaltung gemäß dem Stand der Technik;
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4 eine
nichtflüchtige
Speicherzelle mit Flip-Flop-Schaltung
und einem Transistor zur Verminderung der Leckströme gemäß dem Stand
der Technik;
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5a bis 5f nichtflüchtige Speicherzellen
gemäß bevorzugten
Ausführungsbeispielen
der Erfindung;
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6a und 6b nichtflüchtige Speicherzellen
mit genau einem Transistor zur Reduktion von Leckströmen gemäß der Erfindung;
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7 eine
nichtflüchtige
Speicherzelle, die einen Schalter steuert, gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel
der Erfindung; und
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8 eine
nichtflüchtige
Speicherzelle mit einem Ausgabepuffer gemäß einem alternativen Ausführungsbeispiel
der Erfindung.
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5a zeigt
eine nichtflüchtige
Speicherzelle 500, die nur n-Feldeffekttransistoren aufweist,
welche bevorzugt sind, wenn die beiden nichtflüchtig programmierbaren Widerstände 507, 508 durch
einen Strom programmiert werden, da der inhärente Durchlassstrom eines
n-Feldeffekttransistors größer ist,
als der eines p-Feldeffekttransistors. Der erster Source-/Drain-Anschluss des ersten
Transistors 501 ist mit dem ersten Knoten 503 gekoppelt,
und der erste Source-/Drain-Anschluss des zweiten Transistors 502 ist
mit dem zweiten Knoten 504 gekoppelt. Der zweite Source-/Drain-Anschluss
des ersten Transistors 501 ist mit dem Massepotential gekoppelt
und der zweite Source-/Drain-Anschluss des zweiten Transistors 502 ist
ebenfalls mit dem Massepotential gekoppelt. Der erste Transistor 501 und
der zweite Transistor 502 sind kreuzweise miteinander gekoppelt,
wobei der Gate-Anschluss des ersten Transistors 501 mit
dem zweiten Knoten 504 gekoppelt ist und der Gate-Anschluss
des zweiten Transistors 502 mit dem ersten Knoten 503 gekoppelt
ist. Der dritte Transistor 505 ist über den ersten Source-/Drain-Anschluss
mit dem ersten Knoten 503 gekoppelt und über den
zweiten Source-/Drain-Anschluss mit einer ersten Schreibleitung
gekoppelt ist und über
den Gate-Anschluss
mit einer Zugriffsleitung ZL gekoppelt. Der vierte Transistor 506 ist über den
ersten Source-/Drain-Anschluss mit dem zweiten Knoten 504 gekoppelt
und über
den zweiten Source/Drain-Anschluss mit einer zweiten Schreibleitung gekoppelt
und über
den Gate-Anschluss mit der Zugriffsleitung ZL gekoppelt. Der erste
elektrisch nichtflüchtig
programmierbare Widerstand 507 ist über seinen ersten Anschluss
mit dem ersten Knoten 503 gekoppelt und der zweite elektrisch
nichtflüchtig
programmierbare Widerstand 508 ist über seinen ersten Anschluss
mit dem zweiten Knoten 504 gekoppelt. Der fünfte Transistor 509 zur
Reduktion des durch den ersten Widerstand 507 fließenden Leckstroms
ist über
den ersten Source-/Drain-Anschluss
mit dem zweiten Anschluss des ersten Widerstands 507 gekoppelt
und über
den zweiten Source-/Drain-Anschluss mit der Betriebsspannung gekoppelt,
und der sechste Transistor 510 zur Reduktion des durch
den zweiten Widerstand 508 fließenden Leckstroms ist über seinen
ersten Source-/Drain-Anschluss mit dem zweiten Anschluss des zweiten
Widerstands 508 gekoppelt und über seinen zweiten Source-/Drain-Anschluss
mit der Betriebsspannung gekoppelt.
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Die
beiden nichtflüchtig
programmierbaren Widerstände 507, 508 können so
genannte PCRAM- (oder PRAM)-Widerstände, MRAM-Widerstände oder CBRAM- (oder PMC,
oder IMT)- Widerstände) sein.
Der PCRAM-Technologie liegt das Prinzip eines reversiblen thermisch
induzierten Phasenwechsels zwischen der amorphen und der (poly)-
kristallinen Phase eines z.B. Chalkogenid-Glases zugrunde. Ein amorpher
Zustand ist durch einen hohen Widerstandswert gekennzeichnet, während ein
polykristalliner Zustand durch einen niedrigen Widerstandswert gekennzeichnet
ist. Die Dauer und die Stärke
des elektrischen Strom-Pulses, mit dem der Widerstand programmiert
wird, entscheidet, ob das Widerstandsmaterial in die amorphe Phase übergeht
und damit einen hohen Widerstandswert hat, oder ob es in die kristalline
Phase übergeht
und damit einen niedrigen Widerstandswert hat. Der Phasenwechsel
zwischen den beiden unterschiedlichen Phasen-Zuständen wird
zum amorphen Zustand hin durch einen kurzen elektrischen Strom-Puls
höherer
Stromstärke
verursacht, der Wärme
erzeugt, wodurch das Material des Widerstands aufgeheizt wird. Nach
dem Ende des Strompulses kühlt
sich das Material sehr schnell ab, so dass es in den amorphen Zustand übergeht
und nicht kristallisiert. Der Wechsel des Widerstandsmaterials zurück in die
kristalline Phase wird durch einen längeren Strompuls geringerer
Stromstärke
bewirkt. Dadurch wird das amorphe Material über die Glasstemperatur hinaus
erhitzt und so lange auf dieser Temperatur gehalten, bis Keim-Bildung
Bzw. -wachstum einsetzt und Kristallisation stattfindet. Die Dauer und
die Stärke
des elektrischen Strompulses entscheiden also, ob das Material des
Widerstandselements in die amorphe Phase übergeht und damit einen hohen
Widerstandswert hat oder ob das Material des Widerstandselements
in die kristalline Phase übergeht
und damit einen niedrigen Widerstandswert hat. Typische Werte für Phasenwechsel-Elemente sind
ein Rücksetz-Strom
von 200 μA über 20 ns
mit einem anschließenden
Widerstandswert im Bereich von 1 MΩ und ein Setz-Strom von ungefähr 50 μA über 50 ns,
woraus ein Widerstandswert von 10 kΩ resultiert.
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Ein
positiver Aspekt der PCRAM-Technologie ist, dass Skalieren nicht
nachteilig, sondern sogar vorteilhaft ist: je kleiner die Strukturen
werden, desto kleiner können
die elektrischen Ströme
sein, die benötigt
werden, um den Phasenwechsel zwischen amorpher Phase und polykristalliner
Phase zu induzieren. Ferner können
Phasenwechselelemente mit sublithographischen Techniken in den oberen Schichten
eines CMOS-Prozesses realisiert werden und daher können die
Widerstände über die
Transistoren gestapelt werden, zum Beispiel über die, die benötigt werden,
um die Speicherzelle auszubilden. Die für die PCRAM-Techniken in Frage
kommenden Chalkogenid-Verbindungen sind zum Beispiel GeSbTe oder
AgInSbTe. Jedoch ist die Erfindung nicht auf PCRAM-basierte Widerstandselemente
beschränkt, sondern
sie kann auch mit jeder anderen dafür in Frage kommenden Technologie
implementiert werden, wie zum Beispiel mit der MRAM-Technologie oder der
CBRAM-Technologie.
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Der
MRAM-Technologie liegt das Prinzip der magnetisch induzierten Widerstandsänderung
zugrunde. Einer der diesem Prinzip zugrunde liegenden Effekte ist
der Tunnelmagnetwiderstandseffekt. Die Widerstände bestehen hierbei z.B. aus
zwei ferromagnetischen Schichten, die von einer z.B. 1 nm dicken Oxidschicht
getrennt sind. Ist die Orientierung der Magnetisierung der beiden
ferromagnetischen Schichten gleich, können Elektronen durch die Oxidschicht
leicht tunneln, so dass der Widerstand gering ist, ist die Orientierung
der Magnetisierung der beiden ferromagnetischen Schichten jedoch
entgegengesetzt, so ist der Widerstand groß, weil die Wahrscheinlichkeit
für die
Elektronen, durch die Oxidschicht zu tunneln, in diesem Fall gering
ist.
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Ein
weiterer Effekt, der in der MRAM-Technologie Anwendung findet und
mit dem Tunnelwiderstandseffekt verwandt ist, ist der Riesenmagnetwiderstandseffekt.
Hierbei werden zwei ferromagnetische Schichten durch einige Atomlagen
nichtmagnetischen Materials, wie zum Beispiel Kupfer, getrennt. Nun
orientieren sich die Magnetisierungen der ferromagnetischen Schichten
entgegengesetzt. Diese quasi antiferromagnetische Ordnung ist jedoch
so instabil, dass bereits ein kleines äußeres magnetisches Feld das
Schichtsystem in den ferromagnetischen Zustand bringt, bei dem die
Schichten gleiche magnetische Orientierung haben. Dabei ändert sich der
elektrische Widerstand der Schichtstruktur stark, was zum Begriff
des Riesenmagnetwiderstands geführt
hat.
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Das
Prinzip der CBRAM-Technologie beruht auf der spannungsinduzierten
Diffusion von Metallionen in einem Festkörperelektrolyten. Durch Anlegen einer
Spannung geeigneter Polarisation können so Metallionen zunächst generiert
werden und dann im elektrischen Feld zwischen zwei Elektroden wandern und
somit eine leitende Brücke
(conductive bridge) ausbilden. Legt man nun eine geeignete Spannung inverser
Polarität
an so werden Metallionen aus dem Festkörperelektrolyten entfernt,
die leitende Brücke bricht
zusammen, der Widerstand steigt. Die Widerstandsdifferenz zwischen
etablierter Leitfähigkeitsbrücke und
nicht vorhandener Brücke
beträgt
ca. 6 Größenordnungen.
Beide Zustände
zeigen dabei eine Speicherhaltung von ca. 10 Jahren. Die Schaltzeiten
der CBRAM-Technologie liegen bei etwa 10ns.
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5b zeigt
ein weiteres Ausführungsbeispiel
gemäß der vorliegenden
Erfindung, wobei der erste Transistor 521 und der zweite
Transistor 522 p-Feldeffekttransistoren sind und die anderen
Transistoren n-Feldeffekttransistoren sind. Die Anordnung der Schaltelemente
ist davon abgesehen, dass es eine CMOS-Schaltungsanordnung ist,
analog zu 5a, mit dem Unterschied, dass
der zweite Anschluss des ersten Transistors 521, bzw. der
zweite Anschluss des zweiten Transistors 522 nicht mit
dem Massepotential gekoppelt ist, sondern mit der Betriebsspannung
gekoppelt ist und der zweite Anschluss des fünften Transistors 529 bzw.
der zweite Anschluss des sechsten Transistors 530 nicht
mit der Betriebsspannung gekoppelt ist, sondern mit dem Massepotential
gekoppelt ist.
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Anhand 5b soll
die Funktionsweise der Schaltung beschrieben werden.
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Die
Widerstandselemente R1 und R2 werden immer
so programmiert, dass entweder R1 = 0 Ω (an) und
R2 = ∞ Ω (aus) oder
R1 = ∞ Ω (aus) und
R2 = 0 Ω (an).
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Die
Schreiboperation der Zelle weist eine Programmierphase und eine
Kipp-Phase auf. In der Programmierphase wird ein Setz- bzw. ein Rücksetzstrom
oder eine Ladung durch die Widerstände R1 527 und
R2 528 mittels der Schreibleitungen
der n-FET-Passtransistoren 525, 526 geschickt,
während
die Zugriffsleitung ZL aktiv ist. R1 527 und
R2 528 werden komplementär programmiert,
zum Beispiel wird R1 527 auf aus
und R2 528 auf an programmiert.
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Die
Kipp-Phase erfolgt zum Beispiel, wenn die Ströme bzw. Ladungen der beiden
Schreibleitungen dieselbe Polarität haben, so dass die Knoten
Q1 523 und Q2 524 denselben
Logik-Wert haben, wenn die Pass-Transistoren 525, 526 abgeschaltet
sind. Im Fall, dass die Knoten Q1 und Q2 den Logik-Wert "1" haben,
werden die beiden Transistoren P1 521 und
P2 522 abgeschaltet. Die Knoten
Q1 und Q2 beginnen nun,
sich über
die Widerstände
R1 und R2 zu entladen.
Wenn zum Beispiel R1 im Aus-Zustand ist
und R2 An-Zustand ist, dann bleibt Q1 bei "1" während Q2 "0" wird. Somit kippt
die Vorrichtung in einen stabilen, stetigen Zustand, wobei Q1 und Q2 komplementäre Werte
haben.
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Da
der Ausgabewert stabil ist, kann er zu jeder Zeit ausgelesen werden.
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In
der Speicherzelle werden in dem Fall, dass nach der Abschaltzeitdauer
die Knoten Q1 und Q2 entladen
wurden, die programmierten Logik-Werte wiederhergestellt. Während des
Einschaltens wird die Betriebsspannung Vdd wieder hochgefahren und bewirkt
das Anwachsen des Potentials bei Q1 und
Q2. R1 und R2 entscheiden, welches Potential schneller anwächst und
sorgen dafür,
dass die Zelle in den gewünschten
Zustand kippt. Ist zum Beispiel R1 aus und R2 an, steigt das Potential bei Q1 schneller
an und die Zelle kippt, so dass Q1 = "1" und Q2 = "0".
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Allgemein
ausgedrückt
geschieht das Programmieren des ersten nichtflüchtig programmierbaren Widerstands 507 und
des zweiten nichtflüchtig programmierbaren
Widerstands 508 derart, dass die beiden nichtflüchtig programmierbaren
Widerstände dauerhafte
zueinander komplementäre
Widerstandswerte haben, so dass entweder der erste nichtflüchtig programmierbare
Widerstand 507 einen niedrigen Widerstandswert aufweist
und der zweite nichtflüchtig
programmierbare Widerstand 508 einen hohen Widerstandswert
aufweist oder der erste nichtflüchtig programmierbare
Widerstand 507 einen hohen Widerstandswert aufweist und
der zweite nichtflüchtig programmierbare
widerstand 508 einen niedrigen Widerstandswert aufweist.
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In
der Kipp-Phase geschieht das Einstellen eines definierten dauerhaften
Zustands des ersten Knotens 503 und des zweiten Knotens 504 der
nichtflüchtigen
Speicherzelle 500, wobei die logischen Werte des ersten
Knotens 503 und des zweiten Knotens 504 den jeweiligen
Widerstandswerten der beiden nichtflüchtig programmierbaren Widerstände entsprechen,
die vorher programmiert wurden, was im Einzelnen allgemein ausgedrückt wie
folgt abläuft, wobei
aufgrund der Symmetrie der Schaltung ohne Beschränkung der Allgemeinheit angenommen
wird, dass der erste Widerstand 507 auf einen niedrigen Widerstandswert
programmiert ist und der zweite Widerstand 508 auf einen
hohen Widerstandswert programmiert ist:
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Das
Potential des mit dem ersten Anschluss des ersten Widerstands 507 gekoppelten
ersten Knotens 503 ändert
sich in Richtung des an dem zweiten Anschluss des ersten Widerstands 507 anliegenden Potentials,
welches ein Betriebspotential oder ein Bezugspotential sein kann.
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Das
Potential an dem Gate-Anschluss des zweiten Transistors 502,
welcher über
den Gate-Anschluss mit dem ersten Knoten 503 gekoppelt
ist, ändert
sich aufgrund der Kopplung mit dem ersten Knoten 503 und
schaltet damit den zweiten Transistor 502 durch, so dass
das Potential des zweiten Knotens 504 in Richtung des an
dem zweiten Source-/Drain-Anschluss des zweiten Transistors 502 anliegenden
Potentials geändert
wird, welches komplementär
zu dem Potential ist, das an dem zweiten Anschluss des ersten Widerstands 507 anliegt.
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Das
Potential an dem Gate-Anschluss des ersten Transistors 501 ändert sich
aufgrund der Kopplung mit dem zweiten Knoten 504 und sperrt
damit den ersten Transistor 501, so dass das Potential des
ersten Knotens 503 in Richtung des an dem zweiten Anschluss
des ersten Widerstands 507 anliegenden Potentials geändert wird,
wobei das an dem zweiten Anschluss des ersten Widerstands 507 anliegende
Potential komplementär
zu dem Potential ist, das an dem zweiten Source-/Drain-Anschluss des zweiten
Transistors 502 anliegt.
-
Schließlich wird
noch das Verhalten der Speicherzelle beim Wiedereinschalten der
Betriebsspannungsquelle der nichtflüchtigen Speicherzelle allgemein
erläutert:
Beim Wiedereinschalten der Betriebsspannungsquelle werden die in
dem ersten Knoten und dem zweiten Knoten vorhandenen logischen Werten
entsprechenden Potentiale bereitgestellt, die den dauerhaft programmierten
zueinander komplementären
Widerstandswerten des ersten elektrisch nichtflüchtig programmierbaren Widerstands
bzw. des zweiten elektrisch nichtflüchtig programmierbaren Widerstands
entsprechen, wobei der Vorgang folgende Schritte aufweist:
-
Hochfahren
der Betriebsspannung, wobei das Potential an den beiden Knoten ansteigt.
-
Die
unterschiedlich leitenden elektrisch nichtflüchtig programmierbaren Widerstände bewirken
ein unterschiedliches Ansteigen des Potentials an dem ersten Knoten
und dem zweiten Knoten.
-
An
den mit dem ersten Knoten und dem zweiten Knoten gekoppelten Gate-Anschlüssen des ersten
Transistors und des zweiten Transistors liegen nun unterschiedliche
Potentiale an, so dass an dem ersten Transistor in Source-/Drain-Richtung
ein anderes Potential abfällt
als an dem zweiten Transistor, was zu einer Verstärkung des
Potentialunterschieds zwischen dem Potential an dem ersten Knoten
und an dem zweiten Knoten führt,
so dass der Zustand der beiden Knoten mit zueinander komplementären logischen
Werten, der vor dem Abschalten vorlag, wiederhergestellt wird.
-
5c zeigt
noch ein weiteres Ausführungsbeispiel
gemäß der vorliegenden
Erfindung, wobei der erste Transistor 541, der zweite Transistor 542, der
dritte Transistor 545 und der vierte Transistor 546 p-Feldeffekttransistoren
sind, der fünfte
Transistor 549 und der sechste Transistor 550 n-Feldeffekttransistoren
sind. Die Anordnung ist analog zu der Anordnung in 5b.
Sie ist bevorzugt, wenn die volle Betriebsspannung Vdd an den Knoten 543, 544 erforderlich
ist, um die Widerstandselemente zu programmieren.
-
5d zeigt
ein weiteres Ausführungsbeispiel
gemäß der Erfindung,
bei dem das Bezugspotential an den Knoten 571, 572,
mit denen der zweite Source-/Drain-Anschluss des fünften Transistors 569 und
der zweite Source-/Drain-Anschluss des sechsten Transistors 570 verbunden
ist, nicht das Massepotential ist. Die Anordnung ist analog zu der
Anordnung in 5c.
-
5e zeigt
ein Ausführungsbeispiel
gemäß der vorliegenden
Erfindung, wobei der erste Transistor 581a, der zweite
Transistor 582a, der dritte Transistor 585a und
der vierte Transistor 586a n-Feldeffekttransistoren sind,
der fünfte
Transistor 589a und der sechste Transistor 590a p-Feldeffekttransistoren sind.
Der fünfte
Transistor 589a und der sechste Transistor 590a sind
jeweils zwischen die Widerstände
zur Verminderung der Leckströme 587a, 588a und die
Betriebsspannung geschaltet.
-
5f zeigt
ein Ausführungsbeispiel
gemäß der vorliegenden
Erfindung, bei dem die gleichen Transistoren wie in 5a verwendet
werden. Im Gegensatz zu 5a sind
die Transistoren zur Verminderung der Leckströme 589b, 590b jedoch
zwischen den ersten Transistor 581b bzw. den zweiten Transistor 582b und
das Bezugspotential geschaltet.
-
Alle
Ausführungsbeispiele
in 5a-5f weisen zwei getaktete Transistoren
auf, die jeweils ein Widerstandselement zur Leckstromvermeidung
vom Bezugspotential trennen können.
Da ein Transistor im abgeschalteten Zustand typischerweise einen
wesentlich höheren
Widerstand darstellt als ein auf hohen Widerstand programmiertes
nicht-flüchtiges Speicherelement,
wird somit eine möglichst
lang andauernde Speicherung eines Spannungspegels im Falle einer
Taktabschaltung gewährleistet.
Der Takt muss damit nur in größeren Zeitabständen gepulst werden,
was die Verlustleistung verringert.
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6a zeigt
eine nichtflüchtige
Speicherzelle 600. Sie ist analog zu der Anordnung in 5a,
mit dem Unterschied, dass sie genau einen Transistor 609 zur
Verminderung der Leckströme
aufweist. Dieser ist zwischen den ersten Transistor 601 und
den zweiten Transistor 602 und das Bezugspotential geschaltet,
so dass für
Lese-/Schreibvorgänge
der volle Spannungshub gewährleistet
ist und trotzdem eine hohe Integrationsdichte und ein niedriger
Fertigungsaufwand erreicht wird, indem nur n-Feldeffekttransistoren
verwendet werden.
-
6b zeigt
eine ähnlich
wie in 6a aufgebaute nichtflüchtige Speicherzelle 610,
wobei der Transistor zur Verminderung der Leckströme 619 ein p-Feldeffekttransistor
ist und der Transistor zur Verminderung der Leckströme 619 zwischen
den ersten Widerstand 617, den zweiten Widerstand 618 und
die Betriebsspannung geschaltet ist.
-
7 zeigt
eine weitere Ausführungsform der
Erfindung, bei der an die Ausgänge 701, 702 der Speicherzelle
jeweils ein Gate-Anschluss eines Transmissions-Gatter-Schalters 703 angeschlossen ist.
Hierbei wird durch die Speicherzelle der Transmissions-Gatter-Schalter 703 gesteuert
und die Daten auf nichtflüchtige
und verteilte Weise bereitgestellt. Das komplementäre Signal
wird von den beiden Ausgängen 701, 702 der
Speicherzelle jeweils direkt zu den beiden Gate-Anschlüssen des Transmissions-Gatter-Schalters 703 ohne
zusätzliche
Einrichtungen wie Leseverstärker
(sense-amplifier) geschickt.
-
8 zeigt
noch eine andere Ausführungsform
der Erfindung, wobei die Speicherzelle mit dem Ausgabepuffer verbunden
ist.
-
Im
Allgemeinen ist der Vorteil der Erfindung, dass durch das Zwischenschalten
von Transistoren jeweils zwischen die beiden nichtflüchtig programmierbaren
Widerstände
und das Bezugspotential oder die Betriebsspannungsquelle die Leckströme durch
die beiden nichtflüchtig
programmierbaren Widerstände
verringert werden, wodurch der Energieverbrauch der Speicherzelle
verkleinert wird. Da Anwendungen heute oft mobil sind, spielt der
Energieverbrauch von Speicheranordnungen eine entscheidende Rolle.
-
In
diesem Dokument ist folgende Veröffentlichung
zitiert:
-
-
- 100
- Flash-Speicherzelle
- 101
- Speicher-Transistor
- 102
- Pass-Transistor
- 200
- nichtflüchtige Phasenwechsel-Speicherzelle
- 201
- obere
Elektrode
- 202
- Phasenwechsel-Widerstandsschicht
- 203
- untere
Elektrode
- 300
- nichtflüchtige Speicherzelle
- 301
- Flip-Flop-Einheit
- 302
- Zugriffs-Kontroller
- 303
- Zugriffs-Kontroller
- 304
- Betriebsspannungsquelle
VCC
- 305
- nichtvolatiler
Widerstandsspeicher
- 306
- nichtvolatiler
Widerstandsspeicher
- 307
- Bitleitung
- 308
- Bitleitung
- 309
- Wortleitung
- 310
- Knoten
- 311
- Knoten
- 400
- nichtflüchtige Speicherzelle
- 401
- Transistor
- 402
- nichtflüchtig programmierbarer
Widerstand
- 403
- nichtflüchtig programmierbarer
Widerstand
- 404
- Knoten
- 405
- Knoten
- 500
- nichtflüchtige Speicherzelle
- 501
- erster
Transistor
- 502
- zweiter
Transistor
- 503
- erster
Knoten
- 504
- zweiter
Knoten
- 505
- dritter
Transistor
- 506
- vierter
Transistor
- 507
- erster
nichtflüchtig
programmierbarer Widerstand
- 508
- zweiter
nichtflüchtig
programmierbarer Widerstand
- 509
- fünfter Transistor
zur Reduktion der Leckströme
- 510
- sechster
Transistor zur Reduktion der Leckströme
- 520
- nichtflüchtige Speicherzelle
- 511
- erster
Transistor
- 522
- zweiter
Transistor
- 523
- erster
Knoten
- 524
- zweiter
Knoten
- 525
- dritter
Transistor
- 526
- vierter
Transistor
- 527
- erster
nichtflüchtig
programmierbarer Widerstand
- 528
- zweiter
nichtflüchtig
programmierbarer Widerstand
- 529
- fünfter Transistor
zur Reduktion der Leckströme
- 530
- sechster
Transistor zur Reduktion der Leckströme
- 540
- nichtflüchtige Speicherzelle
- 541
- erster
Transistor
- 542
- zweiter
Transistor
- 543
- erster
Knoten
- 544
- zweiter
Knoten
- 545
- dritter
Transistor
- 546
- vierter
Transistor
- 547
- erster
nichtflüchtig
programmierbarer Widerstand
- 548
- zweiter
nichtflüchtig
programmierbarer Widerstand
- 549
- fünfter Transistor
zur Reduktion der Leckströme
- 550
- sechster
Transistor zur Reduktion der Leckströme
- 560
- nichtflüchtige Speicherzelle
- 561
- erster
Transistor
- 562
- zweiter
Transistor
- 563
- erster
Knoten
- 564
- zweiter
Knoten
- 565
- dritter
Transistor
- 566
- vierter
Transistor
- 567
- erster
nichtflüchtig
programmierbarer Widerstand
- 568
- zweiter
nichtflüchtig
programmierbarer Widerstand
- 569
- fünfter Transistor
zur Reduktion der Leckströme
- 570
- sechster
Transistor zur Reduktion der Leckströme
- 571
- Zwischenknoten
- 572
- Zwischenknoten
- 581a
- erster
Transistor
- 582a
- zweiter
Transistor
- 583a
- erster
Knoten
- 584a
- zweiter
Knoten
- 585a
- dritter
Transistor
- 586a
- vierter
Transistor
- 587a
- erster
nichtflüchtig
programmierbarer Widerstand
- 588a
- zweiter
nichtflüchtig
programmierbarer Widerstand
- 589a
- fünfter Transistor
zur Reduktion der Leckströme
- 590a
- sechster
Transistor zur Reduktion der Leckströme
- 581b
- erster
Transistor.
- 582b
- zweiter
Transistor
- 583b
- erster
Knoten
- 584b
- zweiter
Knoten
- 585b
- dritter
Transistor
- 586b
- vierter
Transistor
- 587b
- erster
nichtflüchtig
programmierbarer Widerstand
- 588b
- zweiter
nichtflüchtig
programmierbarer Widerstand
- 589b
- fünfter Transistor
zur Reduktion der Leckströme
- 590b
- sechster
Transistor zur Reduktion der Leckströme
- 600
- nichtflüchtige Speicherzelle
- 601
- erster
Transistor
- 602
- zweiter
Transistor
- 603
- erster
Knoten
- 604
- zweiter
Knoten
- 605
- dritter
Transistor
- 606
- vierter
Transistor
- 607
- erster
nichtflüchtig
programmierbarer Widerstand
- 608
- zweiter
nichtflüchtig
programmierbarer Widerstand
- 609
- fünfter Transistor
zur Reduktion der Leckströme
- 610
- nichtflüchtige Speicherzelle
- 611
- erster
Transistor
- 612
- zweiter
Transistor
- 613
- erster
Knoten
- 614
- zweiter
Knoten
- 615
- dritter
Transistor
- 616
- vierter
Transistor
- 617
- erster
nichtflüchtig
programmierbarer Widerstand
- 618
- zweiter
nichtflüchtig
programmierbarer Widerstand
- 619
- fünfter Transistor
zur Reduktion der Leckströme
- 700
- nichtflüchtige Speicherzelle
- 701
- erster
Knoten
- 702
- zweiter
Knoten
- 703
- Transmissions-Gatter-Schalter
- 704
- erster
Transistor des Transmissions-Gatter-Schalters
- 705
- zweiter
Transistor des Transmissions-Gatter-Schalters
- 800
- nichtflüchtige Speicherzelle
- 801
- Ausgabepuffer