DE102004058941B4

DE102004058941B4 - Halbleiterschaltung

Info

Publication number: DE102004058941B4
Application number: DE102004058941A
Authority: DE
Inventors: Hiroshi Yoshida; Kazuhito Fujii
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2003-12-09
Filing date: 2004-12-07
Publication date: 2007-09-20
Anticipated expiration: 2024-12-08
Also published as: US20050122152A1; JP2005198240A; KR20050056151A; CN1627641A; DE102004058941A1; TW200520389A; CN1310426C; KR100641861B1; US7187213B2; TWI269532B

Abstract

Halbleiterschaltung mit:
einer ersten Verzögerungsschaltung (1), die eine erste Integrierschaltung (14) beinhaltet;
einer zweiten Verzögerungsschaltung (2), die eine zweite Integrierschaltung (18) beinhaltet;
einem Schaltungsabschnitt (5, N2, 4), der eine In-Phase-Version und eine Version invertierter Phase eines Eingangssignals individuell zu einer und der anderen von der ersten und der zweiten Verzögerungsschaltung eingibt; und
einem Flip-Flop (3), der ein Ausgangssignal von der ersten Verzögerungsschaltung und ein Ausgangssignal von der zweiten Verzögerungsschaltung an seinem ersten bzw. zweiten Eingangsanschluss (S, R) empfängt, dadurch gekennzeichnet, dass
eine Mehrzahl der Halbleiterschaltungen in Reihe geschaltet ist und wobei eine anführende der Mehrzahl von in Reihe geschalteten Halbleiterschaltungen eine längste Verzögerungszeit aufweist.

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft Halbleiterschaltungen und speziell eine Halbleiterschaltung mit einer Filterfunktion.
Es gibt herkömmliche Halbleiterschaltungen, die eine Störungsfilterfunktion und eine Signalverzögerungsfunktion aufweisen. Eine solche herkömmliche Halbleiterschaltung beinhaltet eine Mehrzahl von in Reihe geschalteten Invertiererschaltungen und einen Kondensator, der zwischen Masse und einen Knoten zwischen gegebenen der Invertiererschaltungen geschaltet ist.
Nun wird durch Einstellen eines Kondensators und der dem Kondensator vorhergehenden Invertiererschaltung eine Zeitkonstante bestimmt.
Bei dieser herkömmlichen Halbleiterschaltung wird die Zeitkonstante derart bestimmt, so dass sich an dem Knoten zwischen den gegebenen Invertiererschaltungen die Signalanstiegssteigung und die Signalabfallsteigung voneinander unterscheiden. Zum Bei spiel ist die Zeitkonstante derart bestimmt, sodass das Signal langsam ansteigt und scharf abfällt.
Dann wird durch Ausnutzen der Differenz zwischen der Signalanstiegssteigung und der Abfallsteigung und der Schwelle des folgenden Invertierers eine Filterfunktion erreicht.

Während der verwandte Stand der Technik die durch die japanische Patentoffenlegungsschrift Nr. 7-95022 (1995: 1) offenbarte Erfindung beinhaltet, ist es nicht Aufgabe der darin beschriebenen Erfindung eine Filterfunktion zu erhalten. Das heißt, wenn eine Mehrzahl von schmalen Störungspulsen sukzessiv auf das Eingangssignal überlagert werden, ist es schwierig, die Störungspulse ordentlich wegzufiltern.

Die oben genannte herkömmliche Halbleiterschaltung ist in der Lage, nur entweder L-Pegel-Störungen, die während ursprünglichen H-Signalperioden überlagert sind, oder H-Pegel-Störungen, die während ursprünglichen L-Signalperioden überlagert sind, wegzufiltern.

Eine Halbleiterschaltung nach dem Oberbegriff des Patentanspruches 1 ist aus der US 5,834,968 bekannt.

Es ist Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Halbleiterschaltung bereitzustellen, die geeignet ist, effektiv eine Filterfunktion auf sowohl während ursprünglichen H-Signalperioden überlagerte L-Pegel-Störungen sowie während ursprünglichen L-Signalperioden überlagerte H-Pegel-Störungen anzuwenden.

Die Aufgabe wird durch eine Halbleiterschaltung nach Anspruch 1 gelöst. Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gegeben.

Ein In-Phase-Signal wird zu einer Verzögerungsschaltung eingegeben und ein Signal invertierter Phase wird zu der anderen Verzögerungsschaltung eingegeben. Wenn das Eingangssignal ansteigt (oder abfällt), kann folglich die eine Verzögerungsschaltung auf der Basis einer zuvor in dieser Verzögerungsschaltung gesetzten Filterzeit beurteilen, ob das nachfolgende Signal eine Störung ist oder nicht. Wenn das Eingangssignal abfällt (oder ansteigt), kann die andere Verzögerungsschaltung auf der Basis einer zuvor in dieser anderen Verzögerungsschaltung gesetzten Filterzeit beurteilen, ob das nachfolgende Signal eine Störung ist oder nicht. Die von den zwei Verzögerungsschaltungen ausgegebenen Signale werden in dem Flip-Flop zusammengeführt und als ein Ausgangssignal bereitgestellt. Es ist deshalb möglich, effektiv eine Filterfunktion auf sowohl während ursprünglichen H-Signal-Pulsperioden überlagerte L-Pegel-Störungen als auch während ursprünglichen L-Signal-Pulsperioden überlagerte H-Pegel-Störung anzuwenden. Die Halbleiterschaltung kann Integrierschaltungen verwendend während Filterzeitperioden kontinuierlich das Eingangssignal überwachen. Selbst wenn eine Mehrzahl von Störungspulsen schmaler Breite sukzessiv auf das Eingangssignal überlagert wird, kann deshalb die Halbleiterschaltung effektiv die Mehrzahl von Störungspulsen wegfiltern.

Es folgt die Beschreibung von Ausführungsbeispielen anhand der beigefügten Zeichnungen. Von den Figuren zeigen:
1 ein Schaltungsdiagramm einer Halbleiterschaltung nach einer ersten bevorzugten Ausführungsform;
2 ein Zeitdiagramm, das dazu verwendet wird, den Betrieb der Halbleiterschaltung der ersten bevorzugten Ausführungsform zu beschreiben;
3 ein Diagramm, das die Arbeitslogik des Flip-Flop zeigt, der in der Halbleiterschaltung der ersten bevorzugten Ausführungsform beinhaltet ist;
4 ein Schaltungsdiagramm einer Halbleiterschaltung nach einer zweiten bevorzugten Ausführungsform;
5 ein Zeitdiagramm, das dazu verwendet wird, den Betrieb der Halbleiterschaltung der zweiten bevorzugten Ausführungsform zu beschreiben;
6 ein Schaltungsdiagramm einer Halbleiterschaltung nach einer dritten bevorzugten Ausführungsform;
7 ein Diagramm, das die Betriebslogik des Flip-Flop zeigt, der in der Halbleiterschaltung der dritten bevorzugten Ausführungsform beinhaltet ist;
8 ein Zeitdiagramm, das dazu verwendet wird, den Betrieb der Halbleiterschaltung der dritten bevorzugten Ausführungsform zu beschreiben;
9 ein Schaltungsdiagramm einer Halbleiterschaltung nach einer vierten bevorzugten Ausführungsform;
10 ein Zeitdiagramm, das dazu verwendet wird, den Betrieb der Halbleiterschaltung der vierten bevorzugten Ausführungsform zu beschreiben;
11 und 12 Schaltungsdiagramme, die spezifische Konfigurationen von Konstantstromschaltungen zeigen;
13 und 14 Schaltungsdiagramme, die spezifische Schaltungskonfigurationen von weiteren Beispielen der Halbleiterschaltung der vierten bevorzugten Ausführungsform zeigen;
15 ein Schaltungsdiagramm einer Halbleiterschaltung nach einer fünften bevorzugten Ausführungsform;
16 ein Schaltungsdiagramm, das dazu verwendet wird, ein durch die Halbleiterschaltung der fünften bevorzugten Ausführungsform gelöstes Problem zu beschreiben;
17 ein Zeitdiagramm, das dazu verwendet wird, das durch die Halbleiterschaltung der fünften bevorzugten Ausführungsform gelöste Problem zu beschreiben;
18 ein Schaltungsdiagramm, das ein weiteres Beispiel einer Reihenschaltung von Halbleiterschaltungen nach der fünften bevorzugten Ausführungsform zeigt;
19 ein Diagramm, das dazu verwendet wird, zu beschreiben, wie ein Analogsignal, das um ein Schwellenpotential herum überlagerte Störungen enthält, auf der Basis von dem Schwellenpotential in ein Digitalsignal umgewandelt wird;
20 ein Diagramm, das eine Konfiguration zeigt, bei der einer Halbleiterschaltung vorangehend eine Schmitt-Schaltung separat vorgesehen ist;
21 bis 23 Schaltungsdiagramme, die spezifische Konfigurationen herkömmlicher Schmitt-Schaltungen zeigen;
24 und 25 Schaltungsdiagramme, die spezifische Konfigurationen von Invertiererschaltungen zeigen, die geeignet sind, ein einzelnes Schwellenpotential zu setzen;
26 ein Diagramm, das die Relation zwischen einem Eingangssignal zu und einem Ausgangssignal von einer Halbleiterschaltung nach einer sechsten bevorzugten Ausführungsform zeigt; und
27 bis 29 Schaltungsdiagramme, die weitere Beispiele der Halbleiterschaltung der sechsten bevorzugten Ausführungsform zeigen.
Bezugnehmend auf die Zeichnungen, die die bevorzugten Ausführungsformen illustrieren, wird die vorliegende Erfindung nun speziell beschrieben.
Erste bevorzugte Ausführungsform
1 ist ein Schaltungsdiagramm der Halbleiterschaltung nach einer ersten bevorzugten Ausführungsform.
Die Halbleiterschaltung von 1 beinhaltet zwei Verzögerungsschaltungen 1 und 2, ein Flip-Flop 3 und ein Signalinvertiermittel 4. Die Verzögerungsschaltungen 1 und 2 beinhalten jeweils eine Integrierschaltung.
Die erste Verzögerungsschaltung 1 beinhaltet eine Mehrzahl (bei dieser bevorzugten Ausführungsform drei) von ersten Invertiererschaltungen 10 bis 12 und einen ersten Kondensator 14, der eine Integrierschaltung bildet. Das Signalinvertiermittel 4 geht der ersten Verzögerungsschaltung 1 voran.
Spezieller sind das Signalinvertiermittel 4 und die drei ersten Invertiererschaltungen 10 bis 12 in dieser Reihenfolge zwischen einen Eingangsanschluss 5, der ein Eingangssignal empfängt, und den S-Eingangsanschluss des Flip-Flop 3 in Reihe geschaltet. Der erste Kondensator 14 ist zwischen Masse und einen Knoten N1 geschaltet, der einer gegebenen der ersten Invertiererschaltungen nachfolgt (in 1 befindet sich der Knoten N1 zwischen der Invertiererschaltung 10 und der Invertiererschaltung 11).
Die zweite Verzögerungsschaltung 2 ist mit einem Ast von einem Knoten N2 verbunden, der sich zwischen dem Eingangsanschluss 5 und dem Signalinvertiermittel 4 befindet.
Die zweite Verzögerungsschaltung 2 beinhaltet zweite Invertiererschaltungen 15 bis 17 derselben Anzahl wie die der ersten Invertiererschaltungen 10 bis 12 (bei dieser bevorzugten Ausführungsform drei zweite Invertiererschaltungen 15 bis 17) und einen zweiten Kondensator 18, der eine Integrierschaltung bildet.
Spezieller sind die drei zweiten Invertiererschaltungen 15 bis 17 in Reihe zwischen den Knoten N2 und den R-Eingangsanschluss des Flip-Flop 3 geschaltet. Der zweite Kondensator 18 ist zwischen Masse und einen Knoten N3 geschaltet, der einer gegebenen der zweiten Invertiererschaltungen nachfolgt (in 1 befindet sich der Knoten N3 zwischen der Invertiererschaltung 15 und der Invertiererschaltung 16).
Da das Signalinvertiermittel 4 zwischen dem Knoten N2 und der ersten Verzögerungsschaltung 1 angeordnet ist, wie in 1 gezeigt, weisen das für die erste Verzögerungsschaltung 1 bereitgestellte Eingangssignal und das für die zweite Verzögerungsschaltung 2 bereitgestellte Eingangssignal entgegengesetzte Phase auf.
Der Q-Ausgangsanschluss des Flip-Flop 3 ist mit einem Ausgangsanschluss 6 verbunden.
Als nächstes wird bezugnehmend auf das Zeitdiagramm von 2 der Betrieb der Halbleiterschaltung von 1 beschrieben. Wie in 2 gezeigt ist, enthält das von dem Eingangsanschluss 5 bereitgestellte Eingangssignal IN L-Pegel-Störungssignale INn1, die auf einem H-Pegel-Signalpuls INh überlagert sind. Ebenfalls enthält das Eingangssignal IN H-Pegel-Störungssignale INn2, die auf einen L-Pegel-Signalpuls INl überlagert sind.
Während einige Zeitverzögerung auftritt, während das Eingangssignal IN durch die Invertiererschaltungen hindurchgeht, zeigt das Zeitdiagramm von 2 die Zeitverzögerung nicht. Bei die ser bevorzugten Ausführungsform unterscheiden sich in dem ersten und dem zweiten Kondensator 14 und 18 die Laderate und die Entladerate voneinander. Das heißt, die Halbleiterschaltung oder der erste und der zweite Kondensator 14 und 18 und die vorhergehenden Invertiererschaltungen 10 und 15 sind derart gestaltet, sodass die Laderate langsamer ist und die Entladerate schneller ist.
Das Zeitdiagramm von 2 nimmt an, dass durch Entladen keine Zeitverzögerung verursacht wird, da die Entladerate des ersten und des zweiten Kondensators 14 und 18 schnell ist.
Als erstes wird beschrieben, wie das Signal in der ersten Verzögerungsschaltung 1 variiert.
Das von dem Eingangsanschluss 5 eingegebene Eingangssignal IN wird beim Durchgehen durch das Signalinvertiermittel 4 in der Phase invertiert und durch die erste Invertiererschaltung 10 wieder invertiert. Deshalb ist das von der ersten Invertiererschaltung 10 ausgegebene Signal in Phase mit dem zu dem Eingangsanschluss 5 eingegebenen Eingangssignal IN.
Das heißt, mit ansteigendem Eingangssignal IN steigt das von der ersten Invertiererschaltung 10 ausgegebene Signal entsprechend. Mit abfallendem Eingangssignal IN fällt das von der ersten Invertiererschaltung 10 ausgegebene Signal entsprechend.
Wenn das von der ersten Invertiererschaltung 10 ausgegebene Signal ansteigt, beginnt nun der erste Kondensator 14 ein langsames Laden. Wenn das von der ersten Invertiererschaltung 10 ausgegebene Signal abfällt, beginnt der erste Kondensator 14 andererseits ein schnelles Entladen.
Mit Ansteigen des von der ersten Invertiererschaltung 10 ausgegebenen Signals beginnt folglich das zu der ersten Invertierer schaltung 11 eingegebene Signal A in einer Kurve mit einer sanften Steigung anzusteigen. Wenn das von der ersten Invertiererschaltung 10 ausgegebene Signal abfällt, fällt das zu der ersten Invertiererschaltung 11 eingegebene Signal A schnell ab.
Folglich zeigt das in die erste Invertiererschaltung 11 eingegebene Signal A bei dem Eingangssignal IN von 2 den in 2 gezeigten Signalverlauf.
Das heißt, wenn der H-Pegel-Signalpuls INh als das Eingangssignal IN zu dem Eingangsanschluss 5 bereitgestellt wird, beginnt entsprechend das Potential des Signals A langsam in einer Kurve anzusteigen. Während der Signalpuls INh auf dem H-Pegel verbleibt, steigt dann das Potential des Signals A langsam weiter an, so dass der H-Pegel über ein zuvor in der ersten Invertiererschaltung 11 gesetztes Schwellenpotential "a" erreicht wird, und dann hält es den H-Pegel.
Die Zeitperiode von dem Beginn des langsamen Potentialanstiegs des Signals A bis zu dem Erreichen des Schwellenpotentials "a" durch das Potential des Signals A wird als eine Filterzeit bezeichnet. Die Filterzeit ist eine Zeitperiode zum Bestimmen, ob das Eingangssignal IN das ursprüngliche Pulssignal ist. Das heißt, ein Puls des Eingangssignals IN, der kürzer als die Filterzeit ist, wird als Störung beurteilt. Andererseits wird ein Puls des Eingangssignals IN, der länger als die Filterzeit ist, als ein ursprünglicher Signalpuls beurteilt.
Als nächstes wird von dem Eingangsanschluss 5 die auf dem Signalpuls INh überlagerte L-Pegel-Störung INn1 eingegeben. Mit Abfallen der Störung INn1 fällt dann, wie in 2 gezeigt ist, entsprechend der Signalverlauf des Signals A schnell ab. Während die Störung INn1 auf dem L-Pegel bleibt, hält dann das Signal A ebenfalls den L-Pegel.
Nachdem das erste Störungssignal INn1 vergegangen ist, nimmt das Eingangssignal IN wieder den ursprünglichen Signalpuls INh an und hält ihn bis zu der Eingabe des zweiten Störungssignals INn1. Da der ursprüngliche Signalpuls INh wiederhergestellt ist, beginnt entsprechend der Signalverlauf des Signals A langsam in einer Kurve anzusteigen.
Da die Zeitperiode zwischen dem Ende des ersten Störungssignals INn1 und der Eingabe des zweiten Störungssignals INn1 kürzer als die Filterzeit ist, fällt jedoch der Signalverlauf des Signals A rapide ab, ohne das Schwellenpotential "a" zu erreichen.
Nachfolgend hält die Wellenform A den L-Pegel während das zweite Störungssignal INn1 vorhanden ist. Da das Eingangssignal IN den ursprünglichen Signalpuls INh wiederannimmt, beginnt entsprechend der Signalverlauf des Signals A danach langsam und kurvenförmig anzusteigen.
Der Signalpuls INh hält dann den H-Pegel für eine Weile und fällt dann ab und der L-Pegel-Signalpuls IN1 wird als das Eingangssignal IN bereitgestellt; entsprechend steigt der Signalverlauf des Signals A weiter langsam an und fällt dann rapide ab.
Während der Signalpuls IN1 auf dem L-Pegel verbleibt, verbleibt danach der Signalverlauf des Signals A ebenfalls auf dem L-Pegel. Der Signalpuls INl enthält die Störung INn2, die kürzer als die Filterzeit ist. Die Störung INn2 verursacht, dass der Signalverlauf des Signals A sägezahnartig variiert. Das Potential des sägezahnartigen Signals A erreicht nicht das Schwellenpotential "a", weil die Störung INn2 kürzer als die Filterzeit ist.
Die erste Invertiererschaltung 11 arbeitet auf der Basis des Schwellenpotentials "a". Das heißt, wenn das Potential des Sig nals A das Schwellenpotential "a" übersteigt, gibt die erste Invertiererschaltung 11 ein invertiertes L-Pegel-Signal aus. Wenn das Potential des Signals A unter das Schwellenpotential "a" geht, gibt die erste Invertiererschaltung 11 auch ein invertiertes H-Pegel-Signal aus.
Wenn das in 2 gezeigte Signal A in die erste Invertiererschaltung 11 eingegeben wird, ändert sich entsprechend das Signal A nach dem Hindurchgehen durch die ersten Invertiererschaltungen 11 und 12, sodass es zu dem in 2 gezeigten Signal S wird, und das Signal S wird in den S-Eingangsanschluss des Flip-Flop 3 eingegeben.
Wenn das Potential des Signals A das Schwellenpotential "a" übersteigt, steigt das Signal S entsprechend. Und wenn das Potential des Signals A niedriger als das Schwellenpotential "a" wird, fällt das Signal S entsprechend.
Als nächstes wird beschrieben, wie das Signal in der zweiten Verzögerungsschaltung 2 variiert.
In der zweiten Invertiererschaltung 15 wird das Eingangssignal IN in der Phase invertiert. Deshalb weisen das zu dem Eingangsanschluss 5 bereitgestellte Eingangssignal IN und das von der zweiten Invertiererschaltung 15 ausgegebene Signal entgegengesetzte Phase auf.
Das heißt, mit ansteigendem Eingangssignal IN fällt das von der zweiten Invertiererschaltung 15 ausgegebene Signal entsprechend ab. Mit abfallendem Eingangssignal IN steigt das von der zweiten Invertiererschaltung 15 ausgegebene Signal entsprechend an.
Wenn das von der zweiten Invertiererschaltung 15 ausgegebene Signal ansteigt, beginnt nun der zweite Kondensator 18 ein langsames Laden. Wenn das von der zweiten Invertiererschaltung 15 ausgegebene Signal abfällt, beginnt der zweite Kondensator 18 ein schnelles Entladen.
Mit Ansteigen des von der zweiten Invertiererschaltung 15 ausgegebenen Signals beginnt folglich das in die zweite Invertiererschaltung 16 eingegebene Signal B in einer Kurve mit einer sanften Steigung anzusteigen. Wenn das von der zweiten Invertiererschaltung 15 ausgegebene Signal abfällt, fällt das in die zweite Invertiererschaltung 16 eingegebene Signal B schnell ab.
Bei dem Eingangssignal IN von 2 zeigt das in die zweite Invertiererschaltung 16 eingegebene Signal B folglich den in 2 gezeigten Signalverlauf.
Das heißt, wenn der H-Pegel-Signalpuls INh als das Eingangssignal IN zu dem Eingangsanschluss 5 bereitgestellt wird, dann fällt entsprechend das Signal B schnell ab. Während der Signalpuls INh auf dem H-Pegel verbleibt, hält dann das Signal B den L-Pegel.
Als Nächstes wird die auf dem Signalpuls INh überlagerte L-Pegel-Störung INn1 von dem Eingangsanschluss 5 eingegeben. Mit Abfallen der Störung INn1 beginnt dann entsprechend, wie in 2 gezeigt, der Signalverlauf des Signals B langsam und kurvenförmig anzusteigen. Da die Dauer der Störung INn1 kürzer als die Filterzeit ist, fällt das Signal B vor dem Erreichen eines zuvor in der zweiten Invertiererschaltung 16 gesetzten Schwellenpotentials "b" schnell ab.
Die Zeitperiode von dem Beginn eines langsamen Potentialanstiegs des Signals B bis zu dem Erreichen des Schwellenpotentials "b" durch das Signal B wird als eine Filterzeit bezeichnet. Die Filterzeit ist eine Zeitperiode zum Bestimmen, ob das Eingangssignal IN das ursprüngliche Pulssignal ist. Das heißt, ein Puls des Eingangssignals IN, der kürzer als die Filterzeit ist, wird als eine Störung beurteilt. Andererseits wird ein Puls des Eingangssignals IN, der länger als die Filterzeit ist, als ein ursprünglicher Signalpuls beurteilt.
Das Signal B bewahrt bis zu der Eingabe der zweiten Störung INn1 den L-Pegel. Mit der Eingabe der zweiten Störung INn1 beginnt dann entsprechend das Signal B langsam in einer Kurve anzusteigen. Da die Dauer der Störung INn1 kürzer als die Filterzeit ist, fällt jedoch das Signal B vor dem Erreichen des Schwellenpotentials "b" schnell ab.
Da das Eingangssignal IN den ursprünglichen Signalpuls INh wiedererlangt, hält nachfolgend der Signalverlauf des Signals B den L-Pegel.
Der Signalpuls INh bewahrt dann den H-Pegel für eine Weile und fällt dann ab und der L-Pegel-Signalpuls INl wird als das Eingangssignal IN bereitgestellt; entsprechend beginnt der Signalverlauf des Signals B langsam in einer Kurve zu steigen.
Während der Signalpuls INl auf dem L-Pegel verbleibt, steigt danach der Signalverlauf des Signals B weiter langsam über das Schwellenpotential "b", so dass der H-Pegel erreicht wird, und dann bewahrt das Signal B den H-Pegel.
Der Signalpuls INl enthält zwei Störungssignale INn2, die kürzer als die Filterzeit sind. Deshalb fällt bei dem Anstieg der ersten Störung INn2 der Signalverlauf des Signals B ab und variiert dann sägezahnartig. Das Potential des sägezahnartigen Signals B erreicht nicht das Schwellenpotential "b". Mit dem Wiedererreichen des ursprünglichen Signalpulses INl durch das Eingangssignal IN beginnt dann entsprechend das Signal B langsam in einer Kurve über das Schwellenpotential "b" zu steigen, so dass der H-Pegel erreicht wird, und dann bewahrt das Signal B den H-Pegel.
Die zweite Invertiererschaltung 16 arbeitet auf der Basis des Schwellenpotentials "b". Das heißt, wenn das Potential des Signals B das Schwellenpotential "b" übersteigt, gibt die zweite Invertiererschaltung 16 ein invertiertes L-Pegelsignal aus. Die zweite Invertiererschaltung 16 gibt ein invertiertes H-Pegelsignal aus, wenn das Potential des Signals B unter das Schwellenpotential "b" kommt.
Wenn das in 2 gezeigte Signal B zu der zweiten Invertiererschaltung 16 eingegeben wird, ändert sich entsprechend das Signal B nach dem Hindurchgehen durch die zweiten Invertiererschaltungen 16 und 17 derart, dass es das in 2 gezeigte Signal R wird und das Signal R wird zu dem R-Eingangsanschluss des Flip-Flop 3 eingegeben.
Wenn das Potential des Signals B das Schwellenpotential "b" übersteigt, steigt das Signal R entsprechend an. Wenn das Potential des Signals B unterhalb des Schwellenpotentials "b" kommt, fällt das Signal R entsprechend ab.
Der Flip-Flop 3 arbeitet gemäß der Logiktabelle von 3.
Das heißt, wenn die Eingabe des Signals S zu dem S-Eingangsanschluss auf dem H-Pegel ist und die Eingabe des Signals R zu dem R-Eingangsanschluss auf dem L-Pegel ist, gibt der Flip-Flop 3 von dem Q-Ausgangsanschluss ein Signal OUT auf dem H-Pegel aus. Wenn der Eingang des Signals S zu dem S-Eingangsanschluss auf dem L-Pegel ist und der Eingang des Signals R zu dem R-Eingangsanschluss auf dem H-Pegel ist, gibt der Flip-Flop 3 andererseits von dem Q-Ausgangsanschluss ein Signal OUT auf dem L-Pegel aus.
Wenn die Signaleingänge S und R zu den S- und R-Eingangsanschlüssen beide auf dem L-Pegel sind, dann gibt der Q- Ausgangsanschluss kontinuierlich das Ausgangssignal OUT auf dem vorherigen Ausgangspegel gehalten aus.
Wenn die Signale S und R wie in 2 gezeigt zu den entsprechenden Eingangsanschlüssen des Flip-Flop 3 geliefert werden, gibt wie soweit beschrieben der Q-Ausgangsanschluss des Flip-Flop 3 das Ausgangssignal OUT wie in 2 gezeigt aus.
Wie in 2 zu sehen ist, sind bei der Halbleiterschaltung dieser bevorzugten Ausführungsform (1) die Störungen INn1 und INn2, die auf dem Eingangssignal IN überlagert sind, in dem Ausgangssignal OUT nicht vorhanden.
Wie zuvor erwähnt, wird das Eingangssignal IN von dem Eingangsanschluss 5, nachdem es durch das Signalinvertiermittel 4 in der Phase invertiert ist, für die eine Verzögerungsschaltung 1 bereitgestellt, während das unberührte Eingangssignal IN für die andere Verzögerungsschaltung 2 bereitgestellt wird.
Wenn das Eingangssignal IN ansteigt, beurteilt dann die eine Verzögerungsschaltung 1 auf der Basis der zuvor in dieser Verzögerungsschaltung 1 gesetzten Filterzeit, ob das folgende Signal eine Störung ist oder nicht (das heißt, sie überwacht während der Filterzeit kontinuierlich das Eingangssignal, um zu bestimmen, ob das dem Ansteigen folgende Pulssignal eine Störung ist oder nicht).
Wenn das Eingangssignal IN abfällt, beurteilt andererseits die andere Verzögerungsschaltung 2 auf der Basis der zuvor in dieser Verzögerungsschaltung 2 gesetzten Filterzeit, ob das folgende Signal eine Störung ist oder nicht (das heißt, sie überwacht während der Filterzeit kontinuierlich das Eingangssignal, um zu bestimmen, ob das dem Abfall folgende Pulssignal eine Störung ist oder nicht).
Nachfolgend werden die von den zwei Verzögerungsschaltungen 1 und 2 ausgegebenen Signale S und R in dem Flip-Flop 3 zusammengeführt, so dass das Ausgangsignal OUT bereitgestellt wird.
Folglich stellt die Verwendung der Halbleiterschaltung dieser bevorzugten Ausführungsform effektiv eine Filterfunktion von sowohl während ursprünglichen H-Signal-Pulsperioden überlagerter L-Pegel-Störung als auch von während ursprünglichen L-Signal-Pulsperioden überlagerter H-Pegel-Störung bereit.
Die Halbleiterschaltung dieser bevorzugten Ausführungsform verwendet Integrierschaltungen (die Kondensatoren 14 und 18), um während Filterzeitperioden kontinuierlich das Eingangssignal zu überwachen, um zu entscheiden, ob Pulssignale eine Störung sind oder nicht. Ebenfalls sind die Potentialveränderungsraten an den Integrierschaltungen (den Kondensatoren 14 und 18) derart bestimmt, sodass das Potential beim Abfallen schneller variiert als beim Ansteigen, was es ermöglicht, effektiv Störungen wegzufiltern, selbst wenn eine Mehrzahl von Störungspulsen schmaler Breite sukzessiv auf dem Eingangssignal überlagert ist.
Zweite bevorzugte Ausführungsform
4 zeigt die Halbleiterschaltung nach einer zweiten bevorzugten Ausführungsform.
Wie in 4 zu sehen ist, sind bei der Halbleiterschaltung dieser bevorzugten Ausführungsform die Invertiererschaltungen 10 und 15, die den Kondensatoren 14 bzw. 18 wie in 1 gezeigt vorangehen, aus NMOS 10a bzw. 15a und Konstantstromschaltungen 10b bzw. 15b gebildet.
Das heißt, die erste Invertiererschaltung 10 ist wie folgt konfiguriert. Der Ausgang des Signalinvertiermittels 4 ist mit der Gateelektrode des NMOS 10a verbunden. Das Drain des NMOS 10a ist mit der Konstantstromschaltung 10b verbunden. Die Source des NMOS 10a ist mit Masse verbunden. Ein Knoten N10, der zwischen dem Drain des NMOS 10a und der Konstantstromschaltung 10b angeordnet ist, ist mit dem Knoten N1 verbunden.
Die Konstantstromschaltung 10b arbeitet derart, sodass verursacht wird, dass ein Konstantstrom zu dem NMOS 10a fließt.
Die zweite Invertiererschaltung 15 ist wie folgt konfiguriert. Der Knoten N2 ist mit der Gateelektrode des NMOS 15a verbunden. Das Drain des NMOS 15a ist mit der Konstantstromschaltung 15b verbunden. Die Source des NMOS 15a ist mit Masse verbunden. Ein Knoten N15, der zwischen dem Drain des NOMS 15a und der Konstantstromschaltung 15b angeordnet ist, ist mit dem Knoten N3 verbunden.
Die Konstantstromschaltung 15b arbeitet derart, sodass verursacht ist, dass ein Konstantstrom zu dem NMOS 15a fließt.
Ansonsten ist die Konfiguration dieselbe wie die von 1 und wird deshalb hier nicht wieder beschrieben.
Als nächstes wird bezugnehmend auf das Zeitdiagramm von 5 der Betrieb der Halbleiterschaltung von 4 beschrieben. Als erstes wird der Betrieb der ersten Verzögerungsschaltung 1 beschrieben.
An dem Eingangsanschluss 5 steigt ein H-Pegelsignal an und ein H-Pegeleingangssignal IN wird eingegeben, das durch das Signalinvertiermittel 4 invertiert wird. Deshalb wird ein L-Pegelsignal zu der Gateelektrode des NMOS 10a eingegeben. Folglich schaltet der NMOS 10a aus, und der Konstantstrom von der Konstantstromschaltung 10b fließt durch die Knoten N10 und N1 zu dem ersten Kondensator 14. Das heißt, bei dem Ansteigen des H-Pegel-Eingangssignals IN beginnt der erste Kondensator 14 langsam und linear zu laden, was endet, nachdem eine gegebene Zeit verstrichen ist.
Da das in 5 gezeigte H-Pegel-Eingangssignal IN zu dem Eingangsanschluss 5 bereitgestellt wird, variiert folglich das zu der ersten Invertiererschaltung 11 eingegebene Signal A wie in 5 gezeigt. Das heißt, mit dem Ansteigen des Eingangssignals IN beginnt entsprechend der Signalverlauf des Signals A langsam und linear anzusteigen. Dann übersteigt er das zuvor in der ersten Invertiererschaltung 11 gesetzte Schwellenpotential "a", sodass der H-Pegel erreicht wird, und das Signal A bewahrt den H-Pegel.
Als nächstes fällt das H-Pegel-Eingangssignal IN und ein L-Pegel-Eingangssignal IN wird für den Eingangsanschluss 5 bereitgestellt und dann wird das L-Pegel-Eingangssignal IN durch das Signalinvertiermittel 4 zu dem H-Pegel invertiert.
Das invertierte H-Pegel-Signal wird zu der Gateelektrode des NMOS 10a eingegeben, sodass verursacht wird, dass der NMOS 10a anschaltet. Deshalb fließt der Konstantstrom von der Konstantstromschaltung 10b durch den NMOS 10a zu Masse und die in dem ersten Kondensator 14 angesammelte Ladung wird schnell durch den NMOS 10a zur Masse entladen.
Wenn das in 5 gezeigte L-Pegel-Eingangssignal IN zu dem Eingangsanschluss 5 bereitgestellt ist, variiert entsprechend das zu der ersten Invertiererschaltung 11 eingegebene Signal A wie in 5 gezeigt. Das heißt, mit dem Abfallen des Eingangssignals IN fällt entsprechend der Signalverlauf des Signals A schnell ab. Er wird folglich niedriger als das Schwellenpotential "a", so dass der L-Pegel erreicht wird, und dann bewahrt das Signal A den L-Pegel.
Als nächstes wird der Betrieb der zweiten Verzögerungsschaltung 2 beschrieben.
An dem Eingangsanschluss 5 steigt das H-Pegel-Signal an und das H-Pegel-Eingangssignal IN wird eingegeben, dann schaltet der NMOS 15a an. Deshalb fließt der Konstantstrom von der Konstantstromschaltung 15b durch den NMOS 15a zu Masse und die in dem zweiten Kondensator 18 angesammelte Ladung wird durch den NMOS 15a schnell zu Masse entladen.
Da das in 5 gezeigte H-Pegel-Eingangssignal IN zu dem Eingangsanschluss 5 bereitgestellt ist, variiert folglich das zu der zweiten Invertiererschaltung 16 eingegebene Signal B wie in 5 gezeigt. Das heißt mit dem Ansteigen des Eingangssignals IN fällt entsprechend der Signalverlauf des Signals B schnell ab. Er wird folglich niedriger als das zuvor in der zweiten Invertiererschaltung 16 eingestellte Schwellenpotential "b", so dass der L-Pegel erreicht wird, und das Signal B bewahrt den L-Pegel.
Als nächstes fällt das H-Pegel-Eingangssignal IN ab und dann wird das L-Pegel-Eingangssignal IN für den Eingangsanschluss 5 bereitgestellt und der NMOS 15a schaltet aus. Deshalb fließt der Konstantstrom von der Konstantstromschaltung 15b durch die Knoten N15 und N3 zu dem zweiten Kondensator 18. Das heißt, bei dem Abfall des H-Pegel-Eingangssignals IN beginnt der zweite Kondensator 18 langsam und linear zu laden, was endet, nachdem eine gegebene Zeit verstrichen ist.
Da das in 5 gezeigte L-Pegel-Eingangssignal IN zu dem Eingangsanschluss 5 bereitgestellt ist, variiert folglich das zu der zweiten Invertiererschaltung 16 eingegebene Signal B wie in 5 gezeigt. Das heißt, mit dem Abfallen des Eingangssignals IN beginnt entsprechend der Signalverlauf des Signals B langsam und linear anzusteigen. Er übersteigt dann das Schwellenpoten tial "b", so dass der H-Pegel erreicht wird, und dann bewahrt das Signal B den H-Pegel.
Wie in den 2 und 5 zu sehen ist, steigen bei der Halbleiterschaltung dieser bevorzugten Ausführungsform die Signale A und B linear von dem L-Pegel zu dem H-Pegel an, während die Signale A und B bei der Halbleiterschaltung der ersten bevorzugten Ausführungsform kurvenförmig ansteigen.
Weil die Signale A und B linear ansteigen, ist es folglich bei der Halbleiterschaltung dieser bevorzugten Ausführungsform leicht, die Filterzeit von dem Beginn eines linearen Potentialanstiegs der. Signale A und B zu dem Erreichen der Schwellenpotentiale "a" bzw. "b" durch die Signale A und B zu setzen. Dies bietet eine verbesserte Störungsbeurteilung.
Ferner ist es durch Setzen verschiedener Potentialwerte zwischen dem Schaltungsabschnitt, der den Konstantstromschaltungen 10b und 15b folgt (mit den Bezugszeichen 11, 16, 3 etc. bezeichnete Komponenten), und der Leistungsversorgung der den NMOS 10a und 15a vorhergehenden Stufe möglich, die Halbleiterschaltung dieser bevorzugten Ausführungsform derart zu konfigurieren, dass Pegelverschiebung sowie die Störungsfilterfunktion realisiert sind.
Natürlich stellt die Halbleiterschaltung dieser bevorzugten Ausführungsform dieselben Effekte bereit, die die Halbleiterschaltung der ersten bevorzugten Ausführungsform bereitstellt.
Dritte bevorzugte Ausführungsform
6 zeigt die Halbleiterschaltung nach einer dritten bevorzugten Ausführungsform.
Wie in 6 zu sehen ist, sind bei der Halbleiterschaltung dieser bevorzugten Ausführungsform die Invertiererschaltungen 10 und 15, die den Kondensatoren 14 und 18 wie in 1 gezeigt vorangehen, aus PMOS 10p bzw. 15p, Konstantstromschaltungen 10q bzw. 15q und Festleistungsversorgungen 10r bzw. 15r gebildet.
Das heißt, die erste Invertiererschaltung 10 ist wie folgt konfiguriert. Der Ausgang des Signalinvertiermittels 4 ist mit der Gateelektrode des PMOS 10p verbunden. Das Drain PMOS 10p ist mit der Konstantstromschaltung 10q verbunden. Die Source des PMOS 10p ist mit der Festleistungsversorgung 10r verbunden. Ein Knoten N10, der zwischen dem Drain des PMOS 10p und der Konstantstromschaltung 10q angeordnet ist, ist mit dem Knoten N1 verbunden.
Die zweite Invertiererschaltung 15 ist wie folgt konfiguriert. Der Knoten N2 ist mit der Gateelektrode des PMOS 15p verbunden. Das Drain PMOS 15p ist mit der Konstantstromschaltung 15q verbunden. Die Source des PMOS 15p ist mit der Festleistungsversorgung 15r verbunden. Ein Knoten N15, der zwischen dem Drain des PMOS 15p und der Konstantstromschaltung 15q angeordnet ist, ist mit dem Knoten N3 verbunden.
Die Konstantstromschaltungen 10q und 15q arbeiten derart, das ein Konstantstrom in einer Richtung entgegengesetzt zu der Richtung der PMOS 10p und 15p entnommen wird.
Die Halbleiterschaltung dieser bevorzugten Ausführungsform wendet einen Flip-Flop 3 an, der auf der Basis der in 7 gezeigten Logiktabelle arbeitet. Der Ausgang der ersten Verzögerungsschaltung 1 ist mit dem S'-Eingangsanschluss des Flip-Flop 3 verbunden und der Ausgang der zweiten Verzögerungsschaltung 2 ist mit dem R'-Eingangsanschluss des Flip-Flop 3 verbunden.
Der Flip-Flop 3 der Halbleiterschaltung der ersten bevorzugten Ausführungsform ist durch den Flip-Flop 3 ersetzt, der gemäß der Logiktabelle von 7 arbeitet, um den Betrieb zu verwenden, dass, wenn die zu den S'- und R'-Eingangsanschlüssen eingegebenen Signale beide auf dem H-Pegel sind, der Flip-Flop 3 den vorigen Ausgangslogikzustand bewahrt, den er annahm, bevor die Signaleingaben zu den S'- und R'-Eingangsanschlüssen beide den H-Pegel erreichen.
Das heißt, bei der Halbleiterschaltung dieser bevorzugten Ausführungsform variiert die Zeitkonstante der Kondensatoren 14 und 18. Das heißt, die Kondensatoren 14 und 18 werden schnell geladen und linear und langsam entladen. Deshalb überlappen die H-Pegelperioden des zu dem einen Eingangsanschluss des Flip-Flop 3 eingegebenen Signals und die H-Perioden des zu dem anderen Eingangsanschluss eingegebenen Signals teilweise.
Zum Beispiel sind bei dem in 2 gezeigten Zeitdiagramm direkt nachdem das Eingangssignal IN von dem L-Pegel auf den H-Pegel wechselt und direkt nachdem es von dem H-Pegel auf den L-Pegel wechselt der S-Eingangsanschluss und der R-Eingangsanschluss des Flip-Flop 3 beide auf dem L-Pegel und nach der Logiktabelle von 3 bleibt das Ausgangssignal OUT des Flip-Flop 3 auf dem Pegel, den es vor der Variation des Eingangssignals IN annahm.
Da der Flip-Flop 3 nach der Logiktabelle von 7 arbeitet, bleibt bei der Halbleiterschaltung von dieser bevorzugten Ausführungsform ähnlich, wenn beide Eingänge zu dem Flip-Flop 3 auf dem H-Pegel überlappen, dann der Ausgangszustand von dem Flip-Flop 3 zu vor dem Überlapp ungeändert.
Wenn das Eingangssignal IN abfällt, beurteilt bei der Halbleiterschaltung dieser bevorzugten Ausführungsform die erste Ver zögerungsschaltung 1 auf der Basis der zuvor in der ersten Verzögerungsschaltung 1 gesetzten Filterzeit, ob das nachfolgende Signal eine Störung ist oder nicht (das heißt, sie überwacht während der Filterzeit kontinuierlich das Eingangssignal, um zu bestimmen, ob das dem Abfall folgende Pulssignal eine Störung ist oder nicht).
Wenn das Eingangssignal IN ansteigt, beurteilt andererseits die zweite Verzögerungsschaltung 2 auf der Basis der zuvor in der zweiten Verzögerungsschaltung 2 gesetzten Filterzeit, ob das nachfolgende Signal eine Störung ist oder nicht (das heißt, sie überwacht während der Filterzeit kontinuierlich das Eingangssignal, um zu bestimmen, ob das dem Ansteigen folgende Pulssignal eine Störung ist oder nicht).
Ansonsten ist die Konfiguration dieselbe wie die von 1 und ist deshalb hier nicht wieder beschrieben. Wenn das Eingangssignal IN und das Ausgangssignal von dem Flip-Flop 3 in derselben Phase sein sollen, können die Eingangsanschlüsse in umgekehrtem Verhältnis geschaltet sein oder ein Signalinvertiermittel kann nachfolgend zu dem Flip-Flop 3 vorgesehen sein.
Als nächstes wird bezugnehmend auf das Zeitdiagramm von 8 der Betrieb der Halbleiterschaltung von 6 beschrieben. Zuerst wird der Betrieb der ersten Verzögerungsschaltung 1 beschrieben.
An dem Eingangsanschluss 5 steigt ein H-Pegel-Signal an und ein H-Pegel-Eingangssignal IN wird eingegeben, dass durch das Signalinvertiermittel 4 invertiert wird. Deshalb wird ein L-Pegel-Signal zu der Gateelektrode des PMOS 10p eingegeben. Dies schaltet den PMOS 10p an und dann geht das Potential des Knotens N1 schnell auf das Potential der Festleistungsversorgung 10r und der erste Kondensator 14 wird schnell geladen.
Da das in 8 gezeigte H-Pegel-Eingangssignal IN zu dem Eingangsanschluss 5 bereitgestellt ist, ändert sich folglich das zu der ersten Invertiererschaltung 11 eingegebene Signal A wie in 8 gezeigt. Das heißt, mit ansteigendem Eingangssignal IN steigt entsprechend der Signalverlauf des Signals A schnell an und das Potential des Signals A übersteigt das zuvor in der ersten Invertiererschaltung 11 gesetzte Schwellenpotential "a", sodass der H-Pegel erreicht wird, und dann bewahrt das Signal A den H-Pegel.
Als nächstes fällt das H-Pegel-Eingangssignal IN ab und ein L-Pegel-Eingangssignal IN wird zu dem Eingangsanschluss 5 eingegeben und dann wird das L-Pegel-Eingangssignal IN durch das Signalinvertiermittel 4 zu dem H-Pegel invertiert.
Das invertierte H-Pegel Signal wird zu der Gateelektrode des PMOS 10p eingegeben, so dass verursacht wird, dass der PMOS 10p ausschaltet. Deshalb entnimmt die Konstantstromschaltung 10q Strom und die in dem ersten Kondensator 14 angesammelte Ladung beginnt linear und langsam zu entladen.
Wenn das in 8 gezeigte L-Pegel-Eingangssignal IN zu dem Eingangsanschluss 5 eingegeben wird, ändert sich entsprechend das zu der ersten Invertiererschaltung 11 eingegebene Signal A wie in 8 gezeigt. Das heißt, mit dem Abfall des Eingangssignals IN beginnt entsprechend der Signalverlauf des Signals A langsam und linear abzufallen. Er wird folglich niedriger als das Schwellenpotential "a", so dass der L-Pegel erreicht wird, und dann bewahrt das Signal A den L-Pegel.
Als nächstes wird der Betrieb der zweiten Verzögerungsschaltung 2 beschrieben.
Wenn das H-Pegel-Eingangssignal IN zu dem Eingangsanschluss 5 eingegeben wird, schaltet der PMOS 15p aus. Dann entnimmt die Konstantstromschaltung 15b Strom und die in dem zweiten Kondensator 18 angesammelte Ladung beginnt linear zu entladen.
Da das in 8 gezeigte H-Pegel-Eingangssignal IN zu dem Eingangsanschluss 5 bereitgestellt wird, ändert sich folglich das zu der zweiten Invertiererschaltung 16 eingegebene Signal B wie in 8 gezeigt. Das heißt, mit ansteigendem Eingangssignal IN fällt entsprechend der Signalverlauf des Signals B linear ab. Er wird dann niedriger als das zuvor in der zweiten Invertiererschaltung 16 gesetzte Schwellenpotential "b", so dass der L-Pegel erreicht wird, und dann bewahrt das Signal B den L-Pegel.
Als nächstes fällt das H-Pegel-Eingangssignal IN ab und das L-Pegel-Eingangssignal IN wird zu dem Eingangsanschluss 5 eingegeben und dann schaltet der PMOS 15p an. Deshalb geht das Potential des Knotens N3 rapide zu dem Potential der Festleistungsversorgung 15r und der zweite Kondensator 18 wird geladen.
Da das in 8 gezeigte L-Pegel-Eingangssignal IN zu dem Eingangsanschluss 5 bereitgestellt wird, ändert sich folglich das zu der zweiten Invertiererschaltung 16 eingegebene Signal B wie in 8 gezeigt. Das heißt, mit dem Abfallen des Eingangssignals IN steigt entsprechend der Signalverlauf des Signals B schnell an und das Potential des Signals B übersteigt das Schwellenpotential "b", so dass der H-Pegel erreicht wird, und dann bewahrt das Signal B den H-Pegel.
Wenn das in 8 gezeigte L-Pegel-Eingangssignal IN zu dem Eingangsanschluss 5 bereitgestellt wird, ändert sich folglich das zu der zweiten Invertiererschaltung 16 eingegebene Signal B wie in 8 gezeigt. Das heißt, mit dem Abfall des Eingangssignals IN beginnt entsprechend der Signalverlauf des Signals B schnell anzusteigen. Dann übersteigt er das Schwellenpotential "b", so dass der H-Pegel erreicht wird und dann bewahrt das Signal B den H-Pegel.
Während bei der Halbleiterschaltung der ersten bevorzugten Ausführungsform die Signale A und B kurvenförmig von dem L-Pegel auf den H-Pegel ansteigen, fallen, wie in den 2 und 8 zu sehen ist, die Signale A und B bei der Halbleiterschaltung dieser bevorzugten Ausführungsform linear von dem H-Pegel zu dem L-Pegel ab.
Weil die Signale A und B linear abfallen, ist es folglich bei der Halbleiterschaltung dieser bevorzugten Ausführungsform leicht, die Filterzeit von dem Beginn eines linearen Potentialabfalls der Signale A und B zu dem Erreichen der Schwellenpotentiale "a" bzw. "b" durch die Signale A und B zu setzen. Dies bietet eine verbesserte Störungsbeurteilung.
Ferner ist es, ähnlich der Halbleiterschaltung der zweiten bevorzugten Ausführungsform, durch Setzen unterschiedlicher Potentialwerte an der negativen Elektrodenseite zwischen dem Schaltungsabschnitt, der den Konstantstromschaltungen 10q und 15q folgt (mit den Bezugszeichen 11, 16, 3 etc. gezeigte Komponenten), und dem Schaltungsabschnitt der den PMOS 10p und 15p vorangehenden Stufe möglich, die Halbleiterschaltung dieser bevorzugten Ausführungsform derart zu konfigurieren, dass Pegelverschiebung auf der negativen Elektrodenseite sowie die Störungsfilterfunktion realisiert werden.
Natürlich stellt die Halbleiterschaltung dieser bevorzugten Ausführungsform dieselben Effekte bereit, die die Halbleiterschaltung der ersten bevorzugten Ausführungsform bereitstellt.
Vierte bevorzugte Ausführungsform
9 zeigt die Halbleiterschaltung nach einer vierten bevorzugten Ausführungsform.
Wie aus 9 zu sehen ist, sind bei der Halbleiterschaltung dieser bevorzugten Ausführungsform die Invertiererschaltungen 10 und 15, die den Kondensatoren 14 bzw. 18 vorangehen, wie in 1 gezeigt ist, als Schaltungen gebildet, die jeweils zwei Konstantstromschaltungen 10s und 10t und 15s und 15t beinhalten.
Das heißt, die erste Invertiererschaltung 10 ist wie folgt konfiguriert. Der Ausgang des Signalinvertiermittels 4 verzweigt sich an einem Knoten N20 und ist jeweils mit den Konstantstromschaltungen 10s bzw. 10t verbunden. Die Ausgänge der zwei Konstantstromschaltungen 10s und 10t sind an einem Knoten N21 zusammengeschaltet. Der Knoten N21 ist mit dem Knoten N1 verbunden.
Die zweite Invertiererschaltung 15 ist wie folgt konfiguriert. Der Knoten N2 ist mit einem Knoten N30 verbunden und verzweigt sich zu den Konstantstromschaltungen 15s und 15t. Die Ausgänge der zwei Konstantstromschaltungen 15s und 15t sind an einem Knoten N31 zusammengeschaltet. Der Knoten N31 ist mit dem Knoten N3 verbunden.
Die Konstantstromschaltung 10s (oder 15s) und die Konstantstromschaltung 10t (oder 15t) arbeiten in einer alternativen Weise auf der Basis des Potentials des Knoten N20 (oder N30).
Das heißt, die Konstantstromschaltung 10s (15s) arbeitet, wenn das Potential des Knotens N20 (N30) auf dem L-Pegel ist, in welchem Fall die Konstantstromschaltung 10t (15t) nicht arbeitet. Andererseits arbeitet die Konstantstromschaltung 10t (15t), wenn das Potential des Knotens N20 (N30) auf dem H-Pegel ist, in welchem Fall die Konstantstromschaltung 10s (15s) nicht arbeitet.
Die Konstantstromschaltungen 10s und 15s arbeiten derart, das verursacht wird, dass ein Konstantstrom in die Halbleiterschaltung fließt, und die Konstantstromschaltungen 10t und 15t arbeiten, so dass Konstantstrom aus der Halbleiterschaltung entnommen wird.
In anderen Gesichtspunkten ist die Konfiguration dieselbe wie die von 1 und deshalb hier nicht wieder beschrieben.
Als nächstes wird der Betrieb der Halbleiterschaltung von 9 auf das Zeitdiagramm von 10 bezugnehmend beschrieben. Als erstes wird der Betrieb der ersten Verzögerungsschaltung 1 beschrieben.
An dem Eingangsanschluss 5 steigt ein H-Pegel-Signal an und ein H-Pegel-Eingangssignal IN wird eingegeben, welches durch das Signalinvertiermittel 4 invertiert wird. Deshalb geht der Knoten N20 auf den L-Pegel. Wenn der Knoten N20 den L-Pegel erreicht, arbeitet die Konstantstromschaltung 10s, während die Konstantstromschaltung 10t nicht arbeitet, so dass der Konstantstrom von der Konstantstromschaltung 10s durch die Knoten N21 und N1 zu dem ersten Kondensator 14 fließt. Das heißt, bei dem Ansteigen des H-Pegel-Eingangssignals IN beginnt entsprechend der erste Kondensator 14 langsam und linear zu laden, was endet, nachdem eine gegebene Zeit verstrichen ist.
Da das in 10 gezeigte H-Pegel-Eingangssignal IN zu dem Eingangsanschluss 5 bereitgestellt wird, ändert sich folglich das zu der ersten Invertiererschaltung 11 eingegebene Signal A wie in 10 gezeigt. Das heißt, mit dem Ansteigen des Eingangssignals IN beginnt entsprechend der Signalverlauf des Sig nals A langsam und linear anzusteigen. Dann übersteigt er das zuvor in der ersten Invertiererschaltung 11 gesetzte Schwellenpotential "a", so dass der H-Pegel erreicht wird, und das Signal A bewahrt den H-Pegel.
Als nächstes fällt das H-Pegel-Eingangssignal IN ab und ein L-Pegel-Eingangssignal IN wird zu dem Eingangsanschluss 5 bereitgestellt und dann wird das L-Pegel-Eingangssignal IN durch das Signalinvertiermittel 4 zu dem H-Pegel invertiert.
Dies verursacht, dass der Knoten N20 auf den H-Pegel geht. Wenn der Knoten N20 den H-Pegel erreicht, arbeitet die Konstantstromschaltung 10t, während die Konstantstromschaltung 10s nicht arbeitet, sodass der Konstantstromentnahmevorgang durch die Konstantstromschaltung 10t verursacht, dass die in dem ersten Kondensator 14 angesammelte Ladung linear durch die Knoten N21 und N1 entladen wird. Das heißt, bei dem Abfall des H-Pegel-Eingangssignals IN beginnt entsprechend der erste Kondensator 14 langsam und linear zu entladen, was endet, nachdem eine gegebene Zeit verstrichen ist.
Wenn das in 10 gezeigte L-Pegel-Eingangssignal IN zu dem Eingangsanschluss 5 bereitgestellt wird, ändert sich entsprechend das zu der ersten Invertiererschaltung 11 eingegebene Signal A wie in 10 gezeigt. Das heißt, mit dem Abfall des Eingangssignals IN beginnt entsprechend der Signalverlauf des Signals A langsam und linear abzufallen. Er wird folglich niedriger als das Schwellenpotential "a", sodass der L-Pegel erreicht wird, und dann bewahrt das Signal A den L-Pegel.
Als nächstes wird der Betrieb der zweiten Verzögerungsschaltung 2 beschrieben.
An dem Eingangsanschluss 5 steigt das Signal auf den H-Pegel und das H-Pegel-Eingangssignal IN wird eingegeben und der Kno ten N30 geht auf den H-Pegel. Wenn der Knoten N30 den H-Pegel erreicht, arbeitet die Konstantstromschaltung 15t, während die Konstantstromschaltung 15s nicht arbeitet, so dass der Konstantstromentnahmebetrieb durch die Konstantstromschaltung 15t verursacht, dass die in dem zweiten Kondensator 18 angesammelte Ladung linear durch die Knoten N31 und N3 entladen wird. Das heißt, bei dem Ansteigen des H-Pegel-Eingangssignals IN beginnt entsprechend der zweite Kondensator 18 langsam und linear zu entladen, was endet, nachdem eine gegebene Zeit verstrichen ist.
Wenn das in 10 gezeigte H-Pegel-Eingangssignal IN zu dem Eingangsanschluss 5 eingegeben wird, ändert sich entsprechend das zu der zweiten Invertiererschaltung 16 eingegebene Signal B wie in 10 gezeigt. Das heißt, mit dem Ansteigen des Eingangssignals IN beginnt entsprechend der Signalverlauf des Signals B langsam und linear abzufallen. Er wird folglich niedriger als das zuvor in der zweiten Invertiererschaltung 16 gesetzte Schwellenpotential "b", so dass der L-Pegel erreicht wird, und dann bewahrt das Signal B den L-Pegel.
Als nächstes fällt das H-Pegel-Eingangssignal IN und das L-Pegel-Eingangssignal IN wird zu dem Eingangsanschluss 5 eingegeben, was verursacht, dass der Knoten N30 auf den L-Pegel geht. Wenn der Knoten N30 den L-Pegel erreicht, arbeitet die Konstantstromschaltung 15s, während die Konstantstromschaltung 15t nicht arbeitet, sodass der Konstantstrom von der Konstantstromschaltung 15s durch die Knoten N31 und N3 zu dem zweiten Kondensator 18 fließt. Das heißt, bei dem Abfall des H-Pegel-Eingangssignals IN beginnt entsprechend der zweite Kondensator 18 langsam und linear zu laden, was endet, nachdem eine gegebene Zeit verstrichen ist.
Da das in 10 gezeigte H-Pegel-Eingangssignal IN zu dem Eingangsanschluss 5 eingegeben wird, ändert sich folglich das zu der zweiten Invertiererschaltung 16 eingegebene Signal B wie in 10 gezeigt. Das heißt, mit dem Abfall des Eingangssignals IN beginnt entsprechend der Signalverlauf des Signals B langsam und linear zu steigen. Dann übersteigt er das Schwellenpotential "b", so dass der H-Pegel erreicht wird, und das Signal B bewahrt den H-Pegel.
Folglich steigen bei der Halbleiterschaltung dieser bevorzugten Ausführungsform an den Knoten N1 und N3 die Signale A und B linear von dem L-Pegel zu dem H-Pegel und fallen ebenfalls linear von dem H-Pegel zu dem L-Pegel. Dies erleichtert die Belastungsbestimmung filterbarer Störungssignale.
Das heißt, wenn Störungssignale sukzessiv auf ein Eingangssignal überlagert sind, erfordert perfektes Wegfiltern des zweiten und folgender Störungssignale, dass, z.B. mit dem Signal A (B) in 2, das Entladen vor der Eingabe des zweiten Störungssignals nach dem Verschwinden des ersten Störungssignals komplettiert ist.
Ob das Entladen des Signals A (B) vor der Eingabe des zweiten Störungssignals komplettiert wird, hängt bei dem Zeitdiagramm von 2 davon ab, welcher von der Störungsbelastung und dem Verhältnis zwischen dem Lade- und dem Entladestrom der Kondensatoren 14 und 18 größer ist, wo sich die Grenze an dem Punkt befindet, wo die beiden gleich sind.
Während 2 das Entladen des Signals A (B) instantan erreicht zeigt, fällt das tatsächliche Signal A (B) auch beim Entladen in einer Kurve ab.
Da bei dieser bevorzugten Ausführungsform das Laden und das Entladen des Signals A (B) beide mit konstantem Strom erreicht werden, sind jedoch deren Anstieg und Abfall beide linear. Entsprechend ist es bei der Halbleiterschaltung dieser bevorzugten Ausführungsform leichter, das Verhältnis zwischen Lade- und Entladeströmen zu berechnen, als bei der ersten bis der dritten bevorzugten Ausführungsform.
Dies erleichtert es, die Belastung filterbarer (sukzessiver) Störung zu bestimmen.
Ferner stellt die Halbleiterschaltung dieser bevorzugten Ausführungsform ebenso wie die Halbleiterschaltungen der zweiten und der dritten bevorzugten Ausführungsform eine Pegelverschiebefunktion zusätzlich zu demselben Effekt (Filterfunktion) bereit, den die Halbleiterschaltung der ersten bevorzugten Ausführungsform bereitstellt.
Das Schaltungsdiagramm von 9 zeigt konzeptuell die Halbleiterschaltung dieser bevorzugten Ausführungsform. 11 zeigt ein Beispiel eines spezifischen Schaltungsdiagramms der Konstantstromschaltungen 10s und 15s von 9. 12 zeigt ein Beispiel eines spezifischen Schaltungsdiagramms der Konstantstromschaltungen 10t und 15t von 9.
In 11 bildet ein Transistor 10sa eine Referenzschaltung; wenn mit dem An/Aus-Schalten des Transistors 10sa Strom durch diese Referenzschaltung fließt, schaltet in der abhängigen Schaltung, die mit der Referenzschaltung kooperiert, ein Transistor 10sb an und bildet einen Stromspiegel, und dann fließt Strom, sodass die Kondensatoren 14 und 18 geladen werden.
In 12 bildet ein Transistor 10ta eine Referenzschaltung; wenn mit dem An/Aus-Schalten des Transistors 10ta Strom zu dieser Referenzschaltung fließt, schaltet in der abhängigen Schaltung, die mit der Referenzschaltung kooperiert, ein Transistor 10tb an und bildet einen Stromspiegel, und dann fließt Strom, sodass die Kondensatoren 14 und 18 entladen werden.
Während die obige Beschreibung ein Beispiel gezeigt hat, bei dem die Konstantstromschaltung 10s (oder 15s) und die Konstantstromschaltung 10t (oder 15t) beide Schaltvorgänge durchführen, kann die Schaltung auch derart konfiguriert sein, sodass nur einer von ihnen auf der Basis eines von einer vorhergehenden Stufe eingegebenen Signals arbeitet. Die 13 und 14 zeigen Beispiele spezifischer Schaltungsdiagramme in diesem Fall.
13 zeigt eine Schaltungskonfiguration, bei der die Konstantstromschaltungen 10t und 15t auf der Basis eines von der vorhergehenden Stufe eingegebenen Signals arbeiten, wobei die Konstantstromschaltungen 10s und 15s ohne Schaltvogänge beständig einen Konstantstromfluss bereitstellen. Die Schaltungskonfiguration von 13 erfordert, dass der durch die Konstantstromschaltungen 10t und 15t entnommene Konstantstrom größer als der von den Konstantstromschaltungen 10s und 15s fließende Konstantstrom ist.
14 zeigt eine Schaltungskonfiguration, bei der die Konstantstromschaltungen 10s und 15s auf der Basis eines von der vorhergehenden Stufe eingegebenen Signals arbeiten, wobei die Konstantstromschaltungen 10t und 15t ohne Schaltvorgänge beständig Konstantstrom entnehmen. Die Schaltungskonfiguration von 14 erfordert, dass der durch die Konstantstromschaltungen 10t und 15t entnommene Konstantstrom kleiner als der von den Konstantstromschaltungen 10s und 15s fließende Konstantstrom ist.
Fünfte bevorzugte Ausführungsform
Die Halbleiterschaltung einer fünften bevorzugten Ausführungsform ist dadurch gekennzeichnet, dass eine Mehrzahl der Halbleiterschaltungen der ersten bevorzugten Ausführungsform in Reihe geschaltet sind, um die Verzögerungszeit des Ausgangssignals bezüglich des Eingangssignals zu erhöhen.
15 ist ein Schaltungsdiagramm einer Halbleiterschaltung dieser bevorzugten Ausführungsform. Während 15 eine Reihenschaltung von zwei Stufen von Halbleiterschaltungen der ersten bevorzugten Ausführungsform zeigt, ist die Anzahl von Stufen nicht auf zwei beschränkt. Wie in 15 gezeigt ist, ist der Q-Ausgangsanschluss des Flip-Flop 3 der der Halbleiterschaltung vorhergehenden Stufe mit einem Eingangsanschluss (in 15 nicht gezeigt) der folgenden Halbleiterschaltung verbunden. Die Konfiguration jeder Halbleiterschaltungsstufe ist dieselbe, wie die der ersten bevorzugten Ausführungsform und deshalb hier nicht wieder beschrieben.
Die Verwendung der Halbleiterschaltung dieser bevorzugten Ausführungsform ermöglicht es, zu verursachen, dass der Q-Ausgangsanschluss der Flip-Flop-Schaltung 3 der Endstufe ein Ausgangssignal OUT ausgibt, ohne die Pulsbreite des Eingangssignals IN zu reduzieren oder zu eliminieren.
Zum Beispiel ist, wie in 16 gezeigt, bei einem weiteren Verfahren zum Erhöhen der Verzögerungszeit des Ausgangssignals relativ zu dem Eingangssignal eine herkömmliche Halbleiterschaltung in Reihe mit der vorhergehenden Halbleiterschaltung der ersten bevorzugten Ausführungsform geschaltet.
Wie in 16 gezeigt ist, beinhaltet die herkömmliche Halbleiterschaltung in Reihe geschaltete Invertiererschaltungen 41 bis 44 und einen Kondensator 45, der zwischen Masse und einen gegebenen Knoten N40 zwischen Invertiererschaltungen geschaltet ist.
Wie in 17 gezeigt ist, stellt der Ausgangsanschluss 6 der Halbleiterschaltung von 16 ein Ausgangssignal mit einer schmaleren Pulsbreite als der des Eingangssignals bereit.
In dem Zeitdiagramm von 17 ist das Signal oben ein Eingangssignal IN, das zu dem Eingangsanschluss 5 der Halbleiterschaltung von 16 bereitgestellt ist, bei dem eine Störung auf dem Eingangssignal IN überlagert ist. Das zweite Signal ist ein Ausgangssignal OUT von dem Q-Ausgangsanschluss des Flip-Flop 3 von 16, von dem Störung weggefiltert wurde.
Das dritte Signal ist ein Signal T an dem Knoten N40. Das Signal unten ist ein Ausgangssignal OUT', das von dem Ausgangsanschluss 6 der Halbleiterschaltung von 16 bereitgestellt wird.
Das Zeitdiagramm von 17 zeigt keine Zeitverzögerung. Die dem Knoten N40 unmittelbar folgende Invertiererschaltung 43 arbeitet auf der Basis eines Schwellenpotentials "t".
Wie durch Vergleichen des Eingangssignals IN und des Ausgangssignals OUT' von 17 zu sehen ist, ist die Pulsbreite des Ausgangssignals OUT' schmaler als die Pulsbreite des Eingangssignals IN.
Mit der Halbleiterschaltung dieser bevorzugten Ausführungsform, die in 15 gezeigt ist, kann jedoch die Endstufe ein Ausgangssignal bereitstellen, das dieselbe Pulsbreite wie das für die erste Stufe bereitgestellte Eingangssignal aufweist, wenn in jeder Halbleiterschaltungsstufe die Laderate des ersten Kondensators 14 gleich der Laderate des zweiten Kondensators 18 gesetzt wird und die Endladerate des ersten Kondensators 14 gleich der Entladerate des zweiten Kondensators 18 gesetzt wird.
Nach der Halbleiterschaltung dieser bevorzugten Ausführungsform ist es folglich möglich, Reduktion oder Elimination der Eingangssignal-Pulsbreite zu verhindern, selbst wenn mehrere Stufen von Halbleiterschaltungen in Reihe geschaltet sind, um die Verzögerungszeit des Ausgangssignals bezüglich des Eingangssignals zu erhöhen.
Wenn die zweite und die folgenden Halbleiterschaltungsstufen Verzögerungszeiten von nicht mehr als der Filterzeit der ersten Halbleiterschaltungsstufe aufweisen, ist es auch möglich, die Filterzeit in der ersten Halbleiterschaltungsstufe zu bestimmen und die Verzögerungszeit in weiteren Halbleiterschaltungsstufen zu bestimmen. Das heißt, die Filterzeit und die Verzögerungszeit können in separaten Halbleiterschaltungen gesetzt werden.
Wenn die Halbleiterschaltung mit der größten Verzögerungszeit (Filterzeit) in der ersten Stufe angeordnet ist, ist es ferner möglich, Fehlfunktion zu unterdrücken und die Leistungsaufnahme zu reduzieren. Diese Effekte basieren auf den unten ausgeführten Faktoren.
Eine Änderung des Logikzustands in einer Halbleiterschaltung kann Störungen induzieren und Leistung verbrauchen. Falls eine Halbleiterschaltung mit der maximalen Verzögerungszeit nicht in der ersten Stufe sondern in einer zweiten oder folgenden Stufe angeordnet ist, dann durchläuft ein Eingangssignal, das eine Störung mit einer großen Pulsbreite enthält, mehrere Halbleiterschaltungsstufen, bevor die Halbleiterschaltung mit der maximalen Verzögerungszeit erreicht wird. Dann ist es wahrscheinlicher, dass das Durchgehen des eine Störung enthaltenden Eingangssignals durch mehrere Halbleiterschaltungsstufen weitere Störungen induziert und unnötig Leistung verbraucht.
Wenn die Halbleiterschaltung mit der maximalen Verzögerungszeit jedoch wie oben beschrieben in der ersten Stufe angeordnet ist, können alle auf das Eingangssignal überlagerte Störungen mit entfernbaren Pulsbreiten effektiv in der ersten Halbleiterschaltungsstufe entfernt werden. Dies verhindert unnötige Stö rungsübertragung zu der zweiten und den folgenden Halbleiterschaltungsstufen.
Da keine unnötige Logikzustandsänderung in der zweiten und den folgenden Halbleiterschaltungsstufen auftritt, ist es folglich möglich, unnötige Vorgänge der folgenden Halbleiterschaltungen zu verhindern, um Fehlfunktion zu unterdrücken und die Leistungsaufnahme in den folgenden Halbleiterschaltungen zu reduzieren.
Während die obige Beschreibung ein Beispiel gezeigt hat, bei dem mehrere Stufen von den Halbleiterschaltungen der ersten bevorzugten Ausführungsform in Reihe geschaltet sind, soll dieses Beispiel illustrativ sein. Das heißt, irgendeine der Halbleiterschaltungen der ersten bis der vierten bevorzugten Ausführungsform kann als die mehreren Stufen von Halbleiterschaltungen angenommen werden.
Zum Beispiel kann, wie in 18 gezeigt, eine Mehrzahl von Halbleiterschaltungen der zweiten bevorzugten Ausführungsform in Reihe geschaltet sein, oder Halbleiterschaltungen der ersten bis der vierten bevorzugten Ausführungsform können in Kombination angenommen sein, sodass in Reihe geschaltete Halbleiterschaltungsstufen gebildet sind.
In diesem Fall ist es möglich, alle Konstantstromschaltungen derart zu konfigurieren, so dass sie mit derselben Referenzschaltung verbunden sind. Das heißt, eine einzelne Referenzschaltung (nicht gezeigt) erzeugt einen Referenzstrom und abhängige Strompfade sind mit diesem Referenzstrompfad stromspiegel-verbunden und werden als die Konstantstromschaltungen verwendet.
Diese Konfiguration reduziert Variationen unter den Konstantstromschaltungen während der Herstellung.
Das heißt, wenn individuelle Konstantstromschaltungen aus separaten Schaltungen gemacht sind, treten während der Herstellung unter den Konstantstromschaltungen Variationen auf, die Variationen unter den Eigenschaften der Konstantstromschaltungen verursachen. Solch eine Variation erscheint als eine Differenz zwischen der geplanten Verzögerungszeit (Filterzeit) und der Verzögerungszeit (Filterzeit) des tatsächlich hergestellten Produktes, was zu Fehlfunktion der Halbleiterschaltung führt. Das heißt, eine tatsächlich produzierte Halbleiterschaltung, die die Haupt-Filterfunktion bereitstellt und eine tatsächlich produzierte Halbleiterschaltung, die die Haupt-Verzögerungsfunktion bereitstellt, unterscheiden sich von den Geplanten.
Wenn eine Mehrzahl von Konstantstromschaltungen derart konfiguriert ist, dass sie mit derselben Referenzschaltung verbunden sind, tritt jedoch während der Herstellung Variation gemeinsam unter den mehreren Halbleiterschaltungsstufen auf, sodass das Verhältnis unter den Verzögerungszeiten der individuellen Stufen (oder das Verhältnis unter den Filterzeiten der individuellen Stufen) des hergestellten Produkts zu der geplanten Beziehung ungeändert ist.
Wenn zum Beispiel die erste und weitere Halbleiterschaltungsstufen derart geplant sind, dass die Verzögerungszeiten der zweiten und nachfolgender Stufen nicht länger als die Filterzeit der ersten Stufe sind, um die Verzögerungszeit und die Filterungszeit in separaten Halbleiterschaltungen zu setzen, bleibt entsprechend das Verhältnis unter den Verzögerungszeiten der individuellen Stufen (oder das Verhältnis unter den Filterzeiten der individuellen Stufen) in dem hergestellten Produkt zu dem geplanten ungeändert. Dies unterdrückt Fehlfunktion der Halbleiterschaltungen.
Während 18 die Konstantstromschaltungen 10b und 15b zeigt, die verursachen, dass Konstantstrom fließt, kann derselbe Effekt mit einer Mehrzahl von Konstantstromschaltungen erreicht werden, die Konstantstrom einziehen (die Konstantstromschaltungen 10q, 15q von 6), indem diese Konstantstromschaltungen (die Konstantstromschaltungen 10q, 15q von 6) derart konfiguriert werden, sodass sie auf der Basis derselben Referenzschaltung arbeiten (d.h. Stromspiegel-Struktur).
Sechste bevorzugte Ausführungsform
Eine Schaltung, die einen Schaltungsabschnitt beinhaltet, der ein Analogsignal in ein Digitalsignal umwandelt, wie die Halbleiterschaltung von 1, beinhaltet das unten ausgeführte Problem.
Zum Beispiel nehme man an, dass ein in 19 gezeigtes Analogsignal zu einer Invertiererschaltung mit einem Schwellenpotential Vs eingegeben wird. Das Analogsignal enthält Störungen, die fein um das Schwellenpotential Vs herum variieren.
In diesem Fall gibt die Invertiererschaltung ein Digitalsignal aus, wie in 19 gezeigt. Das heißt, das Ausgangsdigitalsignal beinhaltet Pulse, die die Störung wiedergeben (d.h. Prellen (chattering) tritt auf).
Um das Prellen zu unterdrücken, kann einer Invertiererschaltung 61 (die die Halbleiterschaltung von 1 in dem Fall der ersten bevorzugten Ausführungsform ist: im weiteren als eine Halbleiterschaltung 61 bezeichnet) eine Schmitt-Schaltung (Hystereseschaltung) 60 vorangehen. Die Schmitt-Schaltung 60 weist zwei Schwellenpotentiale auf. Die Differenz zwischen den beiden Schwellenpotentialen bildet eine Hysteresebreite.
Diese Konfiguration weist jedoch die unten stehenden Probleme auf.
Die 21 bis 23 sind spezifische Schaltungsdiagramme existierender Schmitt-Schaltungen 60. Die in 21 gezeigte Schmitt-Schaltung 60 beinhaltet drei PMOS und drei NMOS. Die in den 22 und 23 gezeigten Schmitt-Schaltungen 60 beinhalten jeweils eine Auswahlschaltung, einen Komparator, Widerstände, etc.
Wie in den 21 bis 23 zu sehen ist, benötigen diese Konfigurationen alle eine große Anzahl von Elementen. Dies ist so, weil zwei Schwellenpotentiale in einer Schmitt-Schaltung 60 gesetzt werden.
Eine Schmitt-Schaltung 60 separat von der Halbleiterschaltung 61 vorzusehen, weist entsprechend ein Problem auf, dass die Schmitt-Schaltung 60 eine große Fläche belegt. Auch verbraucht die Schmitt-Schaltung 60 eine hohe Leistung.
In dem Fall der Schmitt-Schaltung 60 von 21 werden in der Schmitt-Schaltung 60 durch Einstellen der Stromtreibefähigkeitsbalance unter den MOS-Transistoren zwei Schwellenpotentiale gesetzt. Es ist jedoch sehr schwer, die Balance zwischen solch einer großen Anzahl MOS-Tansistoren einzustellen. Deshalb ist es sehr schwierig die Schmitt-Schaltung 60 zu gestalten.
Ebenso ändert eine Variation der Gatespannung eines MOS-Transistors die Temperatureigenschaft der Stromtreibefähigkeit. Dies erschwert das Gestalten der Schmitt-Schaltung 60, da es ein Berücksichtigen der Temperatureigenschaft der Stromtreibefähigkeit erfordert.
Weiterhin ist es gut bekannt, dass eine Schmitt-Schaltung 60 mit zwei Schwellenpotentialen eine langsame Antwortrate auf das Eingangssignal aufweist. Das heißt, solch eine Schmitt-Schaltung 60 benötigt eine lange Antwortzeit sowohl bei einem Anstieg als auch bei einem Abfall des Eingangssignals.
Deshalb kann die Schmitt-Schaltung 60 einer Eingabe hochfrequenter Störung nicht folgen (Störung mit einer kürzeren Dauer als der Filterzeit der Halbleiterschaltung (Filterschaltung) 61, die der Schmitt-Schaltung 60 nachfolgt). Dann gibt die Schmitt-Schaltung 60 ein auf H festgesetztes Signal aus.
Dann wird das H-festgesetzte Signal, das länger als die Filterzeit ist, zu der Halbleiterschaltung (Filterschaltung) 61 eingegeben. Bei der Konfiguration von 20 bedeutet dies, dass die Halbleiterschaltung (Filterschaltung) 61 nicht effektiv die Hochfrequenzstörung wegfiltern kann.
Entsprechend sind bei der Halbleiterschaltung dieser bevorzugten Ausführungsform das Signalinvertiermittel 4 (auch als eine Invertiererschaltung betrachtet) und die zweite Invertierschaltung 15 in der Halbleiterschaltung (1) der ersten bevorzugten Ausführungsform wie folgt gestaltet.
Das heißt, das Signalinvertiermittel 4 ist derart gestaltet, so dass es ein erstes Schwellenpotential aufweist. Die zweite Invertiererschaltung 15 ist derart gestaltet, dass sie ein zweites Schwellenpotential aufweist. Die Differenz zwischen dem ersten Schwellenpotential und dem zweiten Schwellenpotential bildet eine Hysteresebreite.
Die 24 und 25 zeigen spezifische Schaltungskonfigurationen des Signalinvertiermittels 4 und der zweiten Invertiererschaltung 15 dieser bevorzugten Ausführungsform.
Wie in 24 gezeigt, sind das Signalinvertiermittel 4 und die zweite Invertiererschaltung 15 durch einen PMOS 63 und ei nen NMOS 64 gebildet. Der PMOS 63 und der NMOS 64 sind in Reihe zwischen ein festes Potential Vcc und Masse geschaltet.
Die Source des PMOS 63 ist mit dem festen Potential Vcc verbunden. Das Drain des PMOS 63 ist mit dem Drain des NMOS 64 verbunden. Die Source des NMOS 64 ist mit Masse verbunden. Das Gate des PMOS 63 und das Gate des NMOS 64 sind mit dem Eingangsanschluss verbunden.
Ein Knoten zwischen dem PMOS 63 und dem NMOS 64 gibt ein Signal zu der folgenden Schaltungsstufe aus.
Durch richtiges Gestalten der Gatebreite und der Gatelänge des PMOS 63, der Gatebreite und Gatelänge des NMOS 64 und von Ähnlichem ist es möglich, das Signalinvertiermittel 4 mit dem ersten Schwellenpotential und die zweite Invertiererschaltung 15 mit dem zweiten Schwellenpotential zu versehen.
Wie in 25 gezeigt, können das Signalinvertiermittel 4 und die zweite Invertiererschaltung 15 auch durch einen Komparator 65 und Widerstände 66 gebildet sein. Die Widerstände 66 sind zwischen ein festes Potential Vcc und Masse geschaltet.
Der Pluseingang des Komparators 65 empfängt ein Eingangssignal von der vorhergehenden Stufe. Der Minuseingang des Komparators 65 ist mit einem Knoten N60 zwischen den Widerständen 66 verbunden. Der Ausgang des Komparators 65 stellt ein Ausgangssignal für die folgende Schaltungsstufe bereit.
Durch richtiges Einstellen der Position des Knotens N60 bezüglich der Widerstände 66 ist es möglich, das Signalinvertiermittel 4 mit dem ersten Schwellenpotential und die zweite Invertiererschaltung 15 mit dem zweiten Schwellenpotential zu versehen.
26 zeigt Signalverlaufsänderungen bei der Halbleiterschaltung dieser bevorzugten Ausführungsform. Bei der Halbleiterschaltung von 1 weist das Signalinvertiermittel 4 (das als eine Invertiererschaltung betrachtet werden kann) ein erstes Schwellenpotential Vth1 auf und die zweite Invertiererschaltung 15 weist ein zweites Schwellenpotential Vth2 auf.
Der IN-Signalverlauf oben in 26 wird zu der Halbleiterschaltung eingegeben. Dann gibt die Halbleiterschaltung den unten in 26 gezeigten OUT-Signalverlauf aus.
Wenn der IN-Signalverlauf so ansteigt, dass das erste Schwellenpotential Vth1 erreicht wird, und dann eine gegebene in der Halbleiterschaltung gesetzte Filterzeit verstrichen ist, steigt der OUT-Signalverlauf an. Wenn das Potential des IN-Signalverlaufs abzufallen beginnt, so dass das zweite Schwellenpotential Vth2 erreicht wird, und dann eine gegebene in der Halbleiterschaltung gesetzte Filterzeit verstrichen ist, fällt der OUT-Signalverlauf ab.
Bei der Halbleiterschaltung dieser bevorzugten Ausführungsform weist in dieser Weise das Signalinvertiermittel 4 (auch als ein Invertierer betrachtet) das erste Schwellenpotential auf, die zweite Invertiererschaltung 15 weist die zweite Schwelle auf und das erste und das zweite Schwellenpotential bilden die Hysteresebreite.
Folglich wird in dem Signalinvertiermittel 4 und der zweiten Invertiererschaltung 15 jeweils nur ein einzelnes Schwellenpotential (Vth1 oder Vth2) gesetzt.
Dies reduziert die Schaltungsfläche, wie deutlich in den 24 und 25 zu sehen ist. Reduzieren der gesamten Schaltungsfläche reduziert die Leistungsaufnahme. Ferner ist das Setzen eines einzigen Schwellenpotentiales leicht.
Mit der Konfiguration von 24 kann zum Beispiel ein einzelnes Schwellenpotential leicht durch Einstellen der Stromtreibefähigkeitsbalance zwischen den zwei MOS-Transistoren 63 und 64 gesetzt werden. Mit der Konfiguration von 25 kann ein einzelnes Schwellenpotential leicht durch Einstellen der Position des Knotens N60 zwischen den Widerständen 66, der mit dem Minuseingang des Komparators 65 verbunden ist, gesetzt werden.
In 24 ist die Beweglichkeit des PMOS 63 als βp bezeichnet, die Gatespannung als Vthp, die Gatebreite als Wp und die Gatelänge als Lp. Ebenfalls ist die Beweglichkeit des NMOS 64 als βn bezeichnet, die Gatespannung als Vthn, die Gatebreite als Wn und die Gatelänge als Ln.
Dann kann eine Schwellenspannung Vth gemäß: βp·(Wp/Lp)·(V0 – Vth – Vthp)² = βn·(Wn/Ln)·(Vth – Vthn)² gesetzt werden. Wobei V0 der Spannungswert des festen Potentiales Vcc ist.
Nun wird angenommen, dass eine Schmitt-Schaltung 60 wie in 21 gezeigt MOS-Transistoren verwendend konstruiert ist (wenn die Gatespannung eines MOS-Transistors variiert, dann variiert die Temperatureigenschaft der Stromtreibefähigkeit). In diesem Fall ist es eine bekannte Tatsache, dass sich die Temperatureigenschaftsvariation des ersten Schwellenpotentials Vth1 und die Temperatureigenschaftsvariation des zweiten Schwellenpotentials Vth2 voneinander unterscheiden. Dies ist so, weil das erste und das zweite Schwellenpotential auf der Basis von zwei verschiedenen Eingangspotentialen bestimmt sind (das Eingangspotential von der der Schmitt-Schaltung 60 vorangehenden Stufe und das feste Potential in der Schmitt-Schaltung 60).
Deshalb weist die Hysteresebreite ΔVTH (=Vth1 – Vth2), die durch die Differenz zwischen dem ersten Schwellenpotential Vth1 und dem zweiten Schwellenpotential Vth2 bestimmt ist, eine Temperaturabhängigkeit auf.
Dieses Problem kann durch Annehmen der Halbleiterschaltung dieser bevorzugten Ausführungsform gelöst werden. Dies ist so, weil ein einzelnes Eingangssignal gemeinsam zu dem Signalinvertiermittel 4 und dem zweiten Invertierer 15 eingegeben wird und das erste Schwellenpotential Vth1 und das zweite Schwellenpotential Vth2 auf der Basis dieses einzelnen Eingangssignals bestimmt werden.
Man nehme an, das Signalinvertiermittel 4 und der zweite Invertierer 15 sind zum Beispiel wie in 24 gezeigt durch MOS-Transistoren gebildet (die Temperatureigenschaft der Stromtreibefähigkeit eines MOS-Transistors variiert mit dem Variieren von dessen Gatespannung). Da jedoch dasselbe Eingangssignal zu dem Signalinvertiermittel 4 und dem zweiten Invertierer 15 eingegeben wird, sind die Temperatureigenschaftsvariation des ersten Schwellenpotentials Vth1 und die Temperatureigenschaftsvariation des zweiten Schwellenpotentials Vth2 gleich.
Deshalb weist bei der Halbleiterschaltung dieser bevorzugten Ausführungsform die Hysteresebreite ΔVTH (=Vth1 – Vth2), die durch die Differenz zwischen dem ersten Schwellenpotential Vth1 und dem zweiten Schwellenpotential Vth2 bestimmt ist, keine Temperaturabhängigkeit auf.
Auch wird bei der Halbleiterschaltung dieser bevorzugten Ausführungsform in dem Signalinvertiermittel 4 und der zweiten Invertiererschaltung 15 jeweils nur ein einzelnes Schwellenpotential gesetzt. Wenn eine Hochfrequenz-Störung (mit einer Dauer, die kürzer als die Filterzeit der Halbleiterschaltung ist) zu dem Signalinvertiermittel 4 und der zweiten Invertiererschaltung 15 eingegeben wird, antworten sie schnell auf den Anstieg oder den Abfall dieser Störung.
Es ist deshalb möglich, die Hochfrequenzstörung unversehrt zu der dem Signalinvertiermittel 4 und der zweiten Invertiererschaltung 15 folgenden Schaltung zu übertragen. Selbst bei einer Hochfrequenz-Störung mit einer kürzeren Dauer als der Filterzeit, kann folglich die Halbleiterschaltung dieser bevorzugten Ausführungsform effektiv die Hochfrequenz-Störung wegfiltern.
Die obige Beschreibung hat eine Anwendung der Konfiguration dieser bevorzugten Ausführungsform auf die Halbleiterschaltung der ersten bevorzugten Ausführungsform gezeigt. Diese bevorzugte Ausführungsform kann jedoch auch auf die unten stehenden Beispiele angewandt werden.
In der obigen Beschreibung wird das erste Schwellenpotential Vth1 in dem Signalinvertiermittel 4 gesetzt und das zweite Schwellenpotential Vth2 wird in der zweiten Invertiererschaltung 15 gesetzt.
Eine neue, dritte Invertiererschaltung kann jedoch der ersten Verzögerungsschaltung 1 vorangehend vorgesehen sein und eine neue, vierte Invertiererschaltung kann der zweiten Verzögerungsschaltung 2 vorangehend vorgesehen sein.
Dabei wird ein erstes Schwellenpotential in der dritten Invertiererschaltung gesetzt und ein zweites Schwellenpotential wird in der vierten Invertiererschaltung gesetzt. Die Differenz zwischen dem ersten und dem zweiten Schwellenpotential bildet die Hysteresebreite. Die 27 bis 29 zeigen Beispiele einer solchen Struktur.
Die 27, 28 und 29 zeigen Beispiele, bei denen die Konfiguration dieser bevorzugten Ausführungsform auf die Halbleiter schaltungen der zweiten, dritten bzw. vierten bevorzugten Ausführungsform angewandt ist.
In den 27, 28 und 29 geht der ersten Verzögerungsschaltung 1 eine dritte Invertiererschaltung 71 voran. Auch geht der zweiten Verzögerungsschaltung 2 eine vierte Invertiererschaltung 72 voran. Das erste Schwellenpotential Vth1 wird in der dritten Invertiererschaltung 71 gesetzt und das zweite Schwellenpotential Vth2 wird in der vierten Invertiererschaltung 72 gesetzt.
Als spezifische Schaltungskonfigurationen in der dritten Invertiererschaltung 71 und der vierten Invertiererschaltung 72 sind jene angewandt, die bezugnehmend auf die 24 und 25 beschrieben sind.

Claims

Halbleiterschaltung mit: einer ersten Verzögerungsschaltung (1), die eine erste Integrierschaltung (14) beinhaltet; einer zweiten Verzögerungsschaltung (2), die eine zweite Integrierschaltung (18) beinhaltet; einem Schaltungsabschnitt (5, N2, 4), der eine In-Phase-Version und eine Version invertierter Phase eines Eingangssignals individuell zu einer und der anderen von der ersten und der zweiten Verzögerungsschaltung eingibt; und einem Flip-Flop (3), der ein Ausgangssignal von der ersten Verzögerungsschaltung und ein Ausgangssignal von der zweiten Verzögerungsschaltung an seinem ersten bzw. zweiten Eingangsanschluss (S, R) empfängt, dadurch gekennzeichnet, dass eine Mehrzahl der Halbleiterschaltungen in Reihe geschaltet ist und wobei eine anführende der Mehrzahl von in Reihe geschalteten Halbleiterschaltungen eine längste Verzögerungszeit aufweist.
Halbleiterschaltung nach Anspruch 1, bei der die erste Integrierschaltung einen ersten Kondensator (14) beinhaltet und die zweite Integrierschaltung einen zweiten Kondensator (18) beinhaltet.
Halbleiterschaltung nach Anspruch 2, bei der die erste Verzögerungsschaltung aufweist: eine Mehrzahl von in Reihe geschalteten ersten Invertiererschaltungen (10, 11, 12); und den ersten Kondensator zwischen einen ersten Knoten (N1) zwischen gegebenen von den ersten Invertiererschaltungen und ein erstes festes Potential geschaltet, und die zweite Verzögerungsschaltung aufweist: eine Mehrzahl von in Reihe geschalteten zweiten Invertiererschaltungen (15, 16, 17); und den zweiten Kondensator zwischen einen zweiten Knoten (N3) zwischen gegebenen von den zweiten Invertiererschaltungen und ein zweites festes Potential geschaltet.
Halbleiterschaltung nach Anspruch 3, bei der eine der dem ersten Knoten vorangehenden ersten Invertiererschaltungen aufweist: eine erste Konstantstromschaltung (10b) und einen zwischen die erste Konstantstromschaltung und eine Niedrigpotential-Leistungsversorgung geschalteten ersten N-Typ-Transistor (10a); und eine der dem zweiten Knoten vorangehenden zweiten Invertiererschaltungen aufweist: eine zweite Konstantstromschaltung (15b) und einen zwischen die zweite Konstantstromschaltung und eine Niedrigpotential-Leistungsversorgung geschalteten zweiten N-Typ-Transistor (15a); und wobei der erste Knoten zwischen die erste Konstantstromschaltung und den ersten N-Typ-Transistor geschaltet ist und der zweite Knoten zwischen die zweite Konstantstromschaltung und den zweiten N-Typ-Transistor geschaltet ist.
Halbleiterschaltung nach Anspruch 3 bei der eine der dem ersten Knoten vorangehenden ersten Invertiererschaltungen aufweist: eine erste Konstantstromschaltung (10q) und einen zwischen die erste Konstantstromschaltung und eine Hochpotential-Leistungsversorgung (10r) geschalteten ersten P-Typ-Transistor (10p); und eine der dem zweiten Knoten vorangehenden zweiten Invertiererschaltungen aufweist: eine zweite Konstantstromschaltung (15q) und einen zwischen die zweite Konstantstromschaltung und eine Hochpotential-Leistungsversorgung (15r) geschalteten zweiten P-Typ-Transistor (15p); und wobei der erste Knoten zwischen die erste Konstantstromschaltung und den ersten P-Typ-Transistor geschaltet ist und der zweite Knoten zwischen die zweite Konstantstromschaltung und den zweiten P-Typ-Transistor geschaltet ist.
Halbleiterschaltung nach Anspruch 3 bei der eine der dem ersten Knoten vorangehenden ersten Invertiererschaltungen aufweist: eine erste Konstantstromschaltung (10s) und eine mit der ersten Konstantstromschaltung in Reihe geschaltete zweite Konstantstromschaltung (10t); und eine der dem zweiten Knoten vorangehenden zweiten Invertiererschaltungen aufweist: eine dritte Konstantstromschaltung (15s) und eine mit der dritten Konstantstromschaltung in Reihe geschaltete vierte Konstantstromschaltung (15t); und wobei der erste Knoten zwischen die erste Konstantstromschaltung und die zweite Konstantstromschaltung geschaltet ist und der zweite Knoten zwischen die dritte Konstantstromschaltung und die vierte Konstantstromschaltung geschaltet ist, und wobei eine von der ersten Konstantstromschaltung und der zweiten Konstantstromschaltung auf der Basis eines von einer vorangehenden Stufe eingegebenen Signals arbeitet und eine von der dritten Konstantstromschaltung und der vierten Konstantstromschaltung auf der Basis eines von einer vorangehenden Stufe eingegebenen Signals arbeitet.
Halbleiterschaltung nach Anspruch 6, bei der die erste Konstantstromschaltung und die zweite Konstantstromschaltung in einer alternativen Weise auf der Basis des von der vorhergehenden Stufe eingegebenen Signals arbeiten und die dritte Konstantstromschaltung und die vierte Konstantstromschaltung in einer alternativen Weise auf der Basis des von der vorhergehenden Stufe eingegebenen Signals arbeiten.
Halbleiterschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, bei der, wenn die Halbleiterschaltungen eine Mehrzahl von Konstantstromschaltungen (10b, 15b) aufweisen, die Mehrzahl von Konstantstromschaltungen als eine Schaltung konfiguriert ist, die mit einer einzigen Referenzschaltung verbunden ist.
Halbleiterschaltung nach einem der Ansprüche 3 bis 8, bei der der Schaltungsabschnitt, der die Inphase-Version und die Version invertierter Phase des Eingangssignals individuell zu einer und der anderen von der ersten und der zweiten Verzögerungsschaltung eingibt, eine dritte Invertiererschaltung aufweist, die der ersten Verzögerungsschaltung vorangeht, und die dritte Invertiererschaltung ein erstes Schwellenpotential aufweist, eine der dem zweiten Knoten vorangehenden zweiten Invertiererschaltungen ein zweites Schwellenpotential aufweist und eine Differenz zwischen dem ersten Schwellenpotential und dem zweiten Schwellenpotential eine Hysteresebreite bildet.
Halbleiterschaltung nach einem der Ansprüche 3 bis 8, mit ferner einer dritten Invertiererschaltung (71), die der ersten Verzögerungsschaltung vorangeht, und einer vierten Invertiererschaltung (72), die der zweiten Verzögerungsschaltung vorangeht, wobei die dritte Invertiererschaltung ein erstes Schwellenpotential aufweist und die vierte Invertiererschaltung ein zweites Schwellenpotential aufweist und eine Differenz zwischen dem ersten Schwellenpotential und dem zweiten Schwellenpotential eine Hysteresebreite bildet.