DE10196914B4

DE10196914B4 - Elektromagnetischer Koppler

Info

Publication number: DE10196914B4
Application number: DE10196914T
Authority: DE
Inventors: Rajeevan Amirtharajah; John Westborough Benham; Nandu Boylston Marketkar
Original assignee: Intel Corp
Current assignee: Intel Corp
Priority date: 2000-11-15
Filing date: 2001-10-29
Publication date: 2007-01-18
Anticipated expiration: 2021-10-30
Also published as: US6987428B2; TW536849B; GB0312955D0; US6573801B1; US20020057136A1; US6611181B2; CN1486540A; GB2387719A; HK1058264A1; KR20030059251A; CN101533943A; DE10196914T1; WO2002060086A1; GB2387719B; CN101533943B; US20020057137A1; KR100551613B1

Abstract

Eine elektromagnetische Kopplungseinrichtung mit
einer in einer ersten Ebene angeordneten ersten Übertragungsstruktur (1010, 1012; 1236; 1336) mit einer ersten Geometrie und
einer in einer zu der ersten Ebene parallelen zweiten Ebene angeordneten zweiten Übertragungsstruktur (1014, 1016; 1230; 1330) mit einer zweiten Geometrie, wobei:
die erste Übertragungsstruktur und die zweite Übertragungsstruktur zueinander in einer solchen Entfernung angeordnet sind, daß zwischen ihnen eine elektromagnetische Kopplung möglich ist,
wenigstens eine der ersten und zweiten Geometrien eine Mehrzahl von verbundenen Segmenten aufweist, wobei benachbarte Segmente in abwechselndem Winkel zu einer Längsachse der Übertragungsstruktur angeordnet sind, und
die erste und die zweite Übertragungsstruktur derart angeordnet sind, daß sich die erste Übertragungsstruktur und die zweite Übertragungsstruktur in einer Richtung senkrecht zu der ersten und zweiten Ebene in mehreren Abschnitten (510; 610) überlappen.

Description

Diese Erfindung bezieht sich auf das Gebiet der elektromagnetischen Kopplungsbauelemente für eine Buskommunikation.
Elektromagnetische Kopplungsbauelemente ermöglichen, daß Energie zwischen Komponenten eines Systems über interagierende elektrische und magnetische Felder übertragen wird. Diese Interaktionen werden mit Hilfe von Kopplungskoeffizienten quantifiziert. Der kapazitive Kopplungskoeffizient ist das Verhältnis der auf die Längeneinheit bezogenen Kopplungskapazität C_m zu dem geometrischen Mittel der auf die Längeneinheit bezogenen Kapazitäten der zwei gekoppelten Leitungen C_l. In ähnlicher Weise ist der induktive Kopplungskoeffizient das Verhältnis der auf die Längeneinheit bezogenen Wechselinduktivität L_m zu dem geometrischen Mittel der auf die Längeneinheit bezogenen Induktivitäten der beiden gekoppelten Leitungen L_l.
1 zeigt einen herkömmlichen Breitseitenkoppler, wobei die beiden breitesten Flächen zweier benachbarter Leiter einer gedruckten Schaltungsplatine elektromagnetisch gekoppelt sind. 2 zeigt einen Kantenkoppler, bei dem schmalen Seiten der beiden Leiter in der gleichen Ebene gekoppelt sind.
Herkömmliche Kopplungsbauelemente leiden an Nachteilen auf verschiedenen Gebieten. Die Kopplungsbauelemente zeigen signifikante Änderungen im kapazitiven Kopplungskoeffizienten infolge von Herstellungstoleranzen bei der Leitungsgeometrie und bei der relativen Positionierung der beiden gekoppelten Leitungen („x,y,z-Variationen"). Darüber hinaus ist bei der üblichen Herstellungspraxis die Breite der Leiter Variationen zwischen +/– 0,5 und +/– 1,0 mil unterworfen, die relative Ausrichtung der Leiterschichten in einer gedruckten Schaltungsplatine (PCB; Printed Circuit Board) Variationen von +/– 5 mil (x,y-Achsen) unterworfen, kann der Abstand zwischen den Leiterschichten um +/– 2 mil variieren (z-Achse) und ist der Ort von Löchern für Führungsstifte Variationen von +/– 4 mil unterworfen (x,y-Achsen). Folglich sind herkömmliche Koppler gegenüber Fehlausrichtung zu empfindlich, um in Computersystemen verwendet zu werden.

Aus der US 5,767,753 ist eine Kopplungseinrichtung bekannt, bei der in der Nähe von zwei geraden gekoppelten Leitungen leitende Elemente angeordnet sind, um den Kopplungskoeffizient zwischen den Leitungen zu erhöhen und die Richtwirkung der Kopplung zu verbessern. Die leitenden Elemente sind verschoben zu der Ebene der Kopplung angeordnet.

Die GB 22 24 396 A beschreibt einen Mikrostreifenleiter-Koppler für Mikrowellen. Die gekoppelten Streifenabschnitte verlaufen in konstantem Abstand, jedoch in unterschiedlichen Ebenen.

Es ist Aufgabe der Erfindung, einen verbesserten elektromagnetischen Koppler bereitzustellen.

Diese Aufgabe wird gelöst durch eine elektromagnetische Kopplungseinrichtung mit den Merkmalen des Anspruchs 1.

Vorteilhafte und/oder bevorzugte Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.

Die vorliegende Erfindung wird beispielhaft anhand der Figuren der beigefügten Zeichnungen beschrieben, in welchen gleiche Bezugszeichen ähnliche Elemente kennzeichnen und in welchen:

1 einen bekannten Breitseitenkoppler zeigt.

2 einen bekannten Kantenkoppler zeigt.

3, 4 und 5 Ausführungsbeispiele eines Teils eines zwei Leiter einschließenden Koppler zeigen.

6A, 6B und 7 Ausführungsbeispiele mehrfach überkreuzter Koppler-Segmente zeigen.

8 und 9 Variationen des kapazitiven Kopplungskoeffizienten zeigen.

10A und 10B Ausführungsbeispiele eines Kopplers zeigen.

11A und 11B ein digitales Buskommunikationssystem mit mehreren Kopplern zeigen.

12A, 12B, 12C und 12D Ausführungsbeispiele eines Querschnitts eines Kopplers zeigen.

13 ein weiteres Ausführungsbeispiel eines Querschnitts eines Kopplers zeigt.

14 eine Queransicht des Querschnitts, der in 13 gezeigt ist, zeigt.

15 ein Ausführungsbeispiel eines Kopplers auf einer Mutterplatine und einer flexiblen Schaltung zeigt.

Es wird ein elektromagnetischer (EM-) Koppler offenbart. Bei einem Ausführungsbeispiel enthält der EM-Koppler eine erste Übertragungsstruktur mit einer ersten Geometrie und eine zweite Übertragungsstruktur mit einer zweiten Geometrie, welche sich von der ersten Geometrie unterscheiden kann. Eine EM-Kopplung wird zwischen der ersten und der zweiten Übertragungsstruktur ausgebildet. Bei einem Ausführungsbeispiel sind die erste und die zweite Geometrie so gewählt, daß sie die Empfindlichkeit der EM-Kopplung gegenüber den relativen Positionen der ersten und der zweiten Übertragungsstruktur reduzieren. Die EM-Kopplerstruktur kann physikalisch in zwei Komponentenhälften aufgeteilt sein, die bei einer Verbindungsanwendung zu verwenden sind.
Bei einem Ausführungsbeispiel stellt der EM-Koppler ein Breitbandkopplungsbauelement zur Verfügung, das lösbar und bidirektional ist und eine stabile Leistung trotz Fehlausrichtung der Übertragungsstrukturen zur Verfügung stellt. Der Koppler kann ferner eine Impedanz aufweisen, die über einen breiten Frequenzbereich beherrscht wird, um Verluste aus Reflexionen zu vermeiden. So kann der Koppler verwendet werden, um digitale Signale zu senden und zu empfangen.
Bei einem Ausführungsbeispiel stellt der EM-Koppler außerdem eine bidirektionale Signalübertragung zur Verfügung; das heißt, die Übertragungseigenschaften des Kopplers sind im wesentlichen in der Vorwärts- und Rückwärtssignalübertragungsrichtung gleich. Bei einem Ausführungsbeispiel ist die Leitungsimpedanz des EM-Kopplers mit der Schaltung eines Computersystems kompatibel.
3 zeigt einen Koppler, der eine Anordnung von Abschnitten von zwei Leitern A und B enthält, die durch ein Dielektrikum, wie beispielsweise Luft, getrennt sind. 4 zeigt eine Draufsicht auf die Abschnitte der Leiter. Wie es in 4 gezeigt ist, ist der Leiter A um einen Winkel 410 gegenüber der gemeinsamen Längsachse gedreht, während der Leiter B durch einen gleichen, aber entgegengesetzten Winkel 410 gegenüber der gleichen gemeinsamen Längsachse gedreht ist.
5 zeigt einen Koppler, der eine Gesamtkapazität aufweist, die eine Kapazität paralleler Platten und eine Umrandungskapazität einschließt. Im überlappenden Bereich 510 ist der Kapazitätsbeitrag von den überlappenden Abschnitten der Leiter generell ähnlich dem eines Plattenkondensators mit parallelen und parallelogrammförmigen Platten. Die Kapazität zwischen den Leitern A und B in den Bereichen 520 ist eine Umrandungskapazität (fringe capacitance). Die äußeren Begrenzungsränder 525 zeigen die Punkte, an denen die hinzugefügte Umrandungskapazität zwischen den zwei Leitern A und B vernachlässigbar wird, zum Beispiel weniger als 0,1% der Gesamtkapazität des Kopplers.
Die Kombination der Parallele-Platten-Kapazität und der Umrandungskapazität stellt eine nahezu konstante Kopplungskapazität angesichts von Abweichungen von einer Nennposition zur Verfügung. Diese konstante Kopplungskapazität schafft eine stabile Kopplung, selbst wenn die Leiter fehlausgerichtet sind. Folglich können die beiden Leiter relativ zueinander in der x- und y-Richtung ohne eine signifikante Änderung ihres wechselseitigen kapazitiven Kopplungskoeffizienten bewegt werden.
Dieses Verhalten eines konstanten Kopplungskoeffizienten bei x,y-Verschiebungen gilt, solange die Längen der beiden Leiter derart sind, daß keine störenden Merkmale, wie beispielsweise das Ende eines der Leiter oder eine Krümmung in einem der Leiter, in den überlappenden Bereich 510 oder die Umrandungsbereiche 520 der Leiter in einer Weise fällt, daß es signifikant die Beiträge der parallelen Platten und der Umrandungskapazität stört. wenn jedoch ein störendes Merkmal vorhanden ist, kann der Koppler noch funktionieren, aber es kann sich der Kopplungskoeffizient signifikant ändern und die Leistungsfähigkeit kann verschlechtert werden.
Wenn der vertikale Abstand d zwischen den beiden Leitern erhöht wird, wird der Beitrag der Komponente der parallelen Platte in dem Bereich 510 in 5 als Funktion von 1/d abgesenkt. Jedoch kann die Umrandungskapazität in den Bereichen 520 gemäß 5 bis zu 25% zu der Gesamtkopplungskapazität zwischen den Leitern beitragen. Der Abstand zwischen Oberflächenelementen der Leiter in den Umrandungskapazitätbereichen wird sowohl von dem Leiterabstand d als auch dem gewählten Winkel 410 bestimmt. Der Umrandungskapazitätbeitrag ändert sich bei einer Rate, die signifikant geringer als 1/d ist. Die Rate der Änderung in dem Kopplungskoeffizienten zwischen den Leitern A und B, wie sie in 5 gezeigt sind, die durch einen Abstand d getrennt und um einen ausgewählten Winkel 410 gedreht sind, ist folglich signifikant geringer als die Rate der Änderung zwischen Kopplern, die eine Breitseite- oder Kantenkonfiguration haben, wie sie in den 1 und 2 gezeigt ist, bei der nahezu die gesamte Kopplungskapazität eine 1/d-Abhängigkeit zeigt.
Der Kopplungskoeffizient kann durch Verwendung mehrere überkreuzter Kopplersegmente bei fester Länge des Kopplerbereichs erhöht werden, wie es in 6A gezeigt ist. Gemäß 6A ist ein Leiter A aus mehreren miteinander verbundenen Segmenten gebildet, die in einer Ebene liegen, wobei benachbarte Segmente mit abwechselnder Winkelverschiebung gegenüber der Längsachse des Leiters angeordnet sind. Ein zweiter, ähnlich segmentierter Leiter B wird vom Leiter A durch ein Dielektrikum in einem vorgegebenen Abstand getrennt, wobei seine Segmente in einer Ebene liegen, die parallel zu der des Leiters A ist, und so angeordnet sind, daß die Winkelverschiebungen seiner Segmente gegenüber den entsprechenden Segmente im Leiter A entgegengesetzt orientiert sind, so daß die in 6A gezeigte Zick-Zack-Struktur gebildet wird. Die Längsachsen der Strukturen der Leiter A und B sind in ihrer Nennposition kolinear ausgerichtet, wie es in 6A gezeigt ist. (Alternativ könnte ein Leiter eine Zick-Zack-Geometrie haben und der andere Leiter könnte eine Geometrie einer geraden Linie haben. Dieses alternativ Ausführungsbeispiel ist in 6B gezeigt, welche einen Koppler zeigt, der einen geradlinigen Leiter A aufweist und darüber hinaus einen weiteren Leiter B, welcher in einer Zick-Zack-Geometrie segmentiert ist.)
Indem eine Reihe von Parallele-Platten-Kapazitätsbereichen 610 und Umrandungskapazitätsbereichen 620 pro Längeneinheit zur Verfügung gestellt werden, erhöht die in 6A gezeigte Geometrie den zwischen den gekoppelten Leitern A und B zur Verfügung stehenden kapazitiven Kopplungskoeffizienten, während die Ausrichtungsunempfindlichkeitseigenschaften des in 5 gezeigten Kopplers beibehalten werden.
Zusätzlich zu dem kapazitiven Kopplungskoeffizienten weist der Koppler außerdem einen induktiven Kopplungskoeffizienten auf, welche aus der Wechselinduktivität zwischen dem Leitern und der Selbstinduktivität jedes Leiters abgeleitet ist. Die Wechselinduktivität beschreibt die Energie, die magnetisch von einem Leiter zu dem anderen übertragen wird. Beispielsweise erzeugt ein zeitlich veränderlicher elektrischer Stromfluß durch einen Leiter ein zeitlich veränderliches Magnetfeld, welches einen Fluß eines elektrischen Stromes durch den anderen Leiter bewirkt. Die Selbstinduktivität beschreibt die Energie, die gespeichert wird, wenn ein elektrischer Strom durch einen Leiter fließt und ein Magnetfeld erzeugt.
Der induktive Kopplungskoeffizient, welcher das Verhältnis der Wechselinduktivität zwischen den Leitern zu dem geometrischen Mittel der Selbstinduktivität jedes einzelnen Leiters ist, ist außerdem proportional dem geometrisch mittleren Abstand zwischen den Leitern. Die Wechselinduktivität ist proportional zur Länge der Kopplerleiter. Die kapazitiven und induktiven Parameter einer Struktur mit einer gegebenen Geometrie werden von den Materialeigenschaften der Struktur bestimmt. Sobald folglich eine Struktur mit einer geeigneten Geometrie entwickelt worden ist, um einen gewünschten Satz kapazitiver Parameter zu erhalten, sind die induktiven Parameter ebenfalls festgelegt.
Die Interaktion der kapazitiven und induktiven Kopplungscharakteristika wird besonders bei höheren Frequenzen signifikant. Diese Interaktion führt zu einer Richtwirkung für die Koppler. Indem die Länge der Koppler so kontrolliert wird, daß sie ein bevorzugter Bruchteil einer Wellenlänge bei einer gewünschten geringeren Frequenz ist, wird der relative Betrag des Energieflusses in der Vorwärts- und in der Rückwärtsrichtung an dem empfangenden Leiter des Kopplers (Richtwirkung) über einen bevorzugten Frequenzbereich bestimmt. Beispielsweise schaffen einen 1 cm Länge etwa 3 dB Richtwirkung über einem Frequenzbereich von 400 Megahertz (MHz) bis 3 Gigahertz (GHz).
Der Betrag des Kopplungskoeffizienten für den in 6A gezeigten Koppler bleibt über einen großen Bereich relativer x- und y-Verschiebungen der Leiter A und B im wesentlichen unverändert, solange der Abstand zwischen den benachbarten Rändern der beiden Leiter größer als eine vorgegebene Distanz ist. Bei dem in 7 gezeigten Grenzfall beginnt eine Erhöhung des Kopplungskoeffizienten aufzutreten, wenn die x,y-Verschiebung ausreichend groß wird, um die benachbarten Ränder 710 und 720 der Leiter A und B in enge Nähe zu bringen. Der Bereich der x,y-Verschiebungen, für welchen der Kopplungskoeffizient im wesentlichen konstant bleibt, wird folglich durch Auswahl einer geeigneten Segmentlänge, wie beispielsweise 0,125 cm und eines geeigneten Versatzwinkels, wie beispielsweise 35 Grad kontrolliert. Darüber hinaus kann durch Auswahl der geeigneten Werte für die Leiterbreiten, den Leiterabstand und die Anzahl der Segmente ein Bereich von Kopplungskoeffizienten gewonnen werden.
Beispielsweise zeigt 8 die berechnete Änderung des kapazitiven Kopplungskoeffizienten für einen Koppler, der aus 5 mil breiten Leitern zusammengesetzt ist. Die x- und y-Offsets in 8 betragen bis zu 8 mil. In diesem Bereich ist die Variation des kapazitiven Kopplungskoeffizienten geringer als +/– 2% im Mittel.
9 zeigt die berechnete Änderung des kapazitiven Kopplungskoeffizienten bei Änderung im Abstand zwischen den Kopplerleitern in der z-Achse. Sie zeigt, daß bei einer +/– 30 %-Änderung im Leiterabstand der kapazitive Kopplungskoeffizient um weniger als +/– 15% variiert. Dies braucht den Vergleich zu den in den 1 und 2 gezeigten Geometrien auf der Grundlage paralleler Platten nicht zu scheuen, welche eine +40/–30 %-Variation über denselben Bereich der Leiterabstände zeigen.
Zusätzlich zur Stabilität der Kopplungskoeffizienten der in 6A gezeigten Geometrie, können verschiedene alternative Geometrien in der Kopplerstruktur verwendet werden. Diese alternativen Geometrien können eine elektromagnetische Fernfeldstrahlung reduzieren, das Breitbandverhalten der Koppler erhöhen, Impedanzdiskontinuitäten reduzieren und die Verwendung alternativer Materialien für eine verbesserte Leistung und Flexibilität ermöglichen.
Ein Ausführungsbeispiel einer alternativen Geometrie für den EM-Koppler ist in 10A gezeigt. Gemäß 10A enthält der EM-Koppler ein differentielles Paar von Leitern 1010 und 1012. Der Leiter 1010 ist mit einem zweiten Leiter 1014 gekoppelt, während der Leiter 1012 mit einem zweiten Leiter 1016 gekoppelt ist. Eine erste Referenzebene 1019 ist unter dem ersten Satz von Leitern 1010, 1012 angeordnet, so daß sie als Rückleiter (return conductor) für diese Übertragungsleitungen dient. Eine zweite Referenzebene 1020 ist über dem zweiten Satz von Leitern 1014 und 1016 angeordnet, so daß sie als Rückleiter für die Übertragungsleitungen 1014 und 1016 dient. Enden 1010B und 1012B der ersten Leiter 1010 und 1012 sind mit abgeglichenen Abschlußwiderständen 1024 und 1026 abgeschlossen. Enden 1014B und 1016B des zweiten Satzes von Leitern sind ebenfalls mit abgeglichenen Widerständen 1028 und 1030 abgeschlossen.
Ein differentielles Digitalsignal wird an die Enden 1010A und 1012A der ersten Leiter angelegt, und ein sich ergebendes differentiell gekoppeltes Signal wird dann an dem Satz von Leiterenden 1014A und 1016A beobachtet. Umgekehrt wird ein differentielles digitales Signal an die Enden 1014A und 1016A der zweiten Leiter angelegt und ein sich ergebendes differentielles gekoppeltes Signal wird dann an dem Satz von Leiterenden 1010A und 1012A beobachtet. Somit sind der erste und der zweite Satz von Leitern reziprok durch ihre elektromagnetischen Felder gekoppelt. Die Ausrichtunempfindlichkeit der Koppler unterstützt die differentielle Signalgebung, indem Fehlabgleiche zwischen dem von den Leitern 1010 und 1014 gebildeten Koppler und dem von den Leitern 1012 und 1016 gebildeten Koppler reduziert werden.
Der in 10A gezeigte differentielle Koppler reduziert die Einflüsse der Strahlung. Die Verwendung der differentiellen Signalisierung mit gegenphasigen Strömen, die in dem differentiellen Leiterpaar fließen, bewirkt, daß die Strahlung schnell auf Null abfällt, wenn sich der Abstand von dem differentiellen Paar erhöht. Die Version der differentiellen Signalgebung des Kopplers bietet folglich geringere elektromagnetische Fernfeldstrahlungspegel als die asymmetrische (single ended) Implementierung. Zusätzlich zu diesem differentiellen Ausführungsbeispiel kann der Koppler bei einer asymmetrischen Implementierung verwendet werden, bei der ein einziger Leiter elektromagnetisch mit einem einzigen Leiter gekoppelt ist, wie es in 6A gezeigt ist.
Darüber hinaus können die Einflüsse der Fernfeldstrahlung weiter reduziert werden, indem eine geradzahlige Anzahl von Leitersegmenten (zum Beispiel acht Segmente) für die Koppler gewählt wird. Dies bietet möglicherweise geringere elektromagnetische Fernfeldstrahlungspegel im Vergleich zu einer Implementierung, die eine ungeradzahlige Anzahl von Leitersegmenten verwendet.
Die Struktur gemäß 10A, welche die differentiellen Signale koppelt, weist ein differentielles Paar von Leitern auf, die sich abwechselnd aneinander annähern und dann voneinander abwenden. Da die Leiter 1014 und 1016 der zweiten Übertragungsstruktur Segmente mit gleichem und entgegengesetztem Winkelversatz gegenüber den Leitern 1010 beziehungsweise 1012 aufweisen, reduziert diese Struktur die Einflüsse des kapazitiven Übersprechens zwischen den Leitern 1010 und 1016 und den Leitern 1012 und 1014 infolge eines Fehlabgleichs beziehungsweise einer Fehlausrichtung gegenüber der X-, Y-Variation der Leiter.
10B zeigt eine alternative Geometrie des Ausführungsbeispiels gemäß 10A. In 10B hat das Paar differentieller Leiter 1010 und 1012 eine segmentierte winkelgedrehte Struktur. Jedes Segment eines Leiters des Paares weist einen Winkelversatz derart auf, daß das Segment parallel zu einem entsprechenden Segment des anderen Leiters des Leiterpaars ist. Dies führt zu einem differentiellen Paar, bei dem die Leiter parallele Positionen zueinander über die Länge des Kopplers beibehalten. Bei dieser Konfiguration weisen die Leiter 1014 und 1016 der zweiten Übertragungsstruktur Segmente mit gleichem und entgegengesetztem Winkelversatz gegenüber den Leitern 1010 beziehungsweise 1012 auf, während ebenfalls entsprechende Segmente der Leiter 1014 und 1016 parallel zueinander gehalten werden. Jedoch ist dieses alternative Ausführungsbeispiel gemäß 10B einer größeren Empfindlichkeit gegenüber kapazitivem Übersprechen ausgesetzt als das Ausführungsbeispiel gemäß 10A.
Bei einem Ausführungsbeispiel ist der Koppler so ausgebildet, daß Impedanzdiskontinuitäten oder Änderungen in der Struktur des elektromagnetischen Feldes vermieden werden, indem keine Verbindungen zwischen mehreren Schichten gedruckter Schaltungsplatinen (PCB) verwendet und abrupte (rechtwinklige) Krümmungen vermieden werden (Jedoch kann bei einem alternativen Ausführungsbeispiel ein Koppler mit Diskontinuitäten oder Änderungen der Feldstruktur konstruiert werden). Die Diskontinuitätseinflüsse der Krümmungen mit kleinem Winkel zwischen den Kopplersegmenten werden weiter reduziert, indem der äußere Rand der Krümmung geringfügig abgerundet oder angefast wird, um die Leiterbreite über die Krümmung hinweg im wesentlichen konstant zu halten.
11A stellt elektrische Eigenschaften eines Ausführungsbeispiels eines Systems dar, das mehrere Koppler in einem digitalen Buskommunikationssystem enthält. Ein Leiter 1112, welcher auf der Mutterplatine eines Computers sein kann, enthält beispielsweise zwei oder mehr Koppler 1140, 1141 entlang seiner Länge. Das Ende 1112A des Leiters 1112 auf der Mutterplatine ist mit einem Sendeempfänger 1110 verbunden, um das Senden oder den Empfang digitaler Signale auf bidirektionale Weise zu gestatten. Das Ende 1112B des Leiters 1112 auf der Mutterplatine ist mit einem Widerstand 1136 gleich der Impedanz des Leiters abgeschlossen.
Die Enden 1114B und 1134B jedes gekoppelten Leiters sind mit übereinstimmenden Widerständen 1130, 1132 für einen Hochfrequenzbetrieb abgeschlossen, wobei als Enden 1114B und 1134B aufgrund der Signalrichtungsabhängigkeit diejenigen Enden gewählt werden, die am weitesten von dem Mutterplatinensendeempfänger 1110 entfernt sind. Jede Tochterkarte weist einen Sendeempfänger 1120, 1122 auf, der mit dem Ende des gekoppelten Leiters 1114A beziehungsweise 1134A verbunden ist. Der Sendeempfänger 1110 sendet digitale Signale, welche über die Koppler 1140, 1141 von den Tochterkartensendeempfängern 1120, 1122 empfangen werden. Umgekehrt können die Sendeempfänger 1120, 1122 separat Daten über die Koppler 1140, 1141 zum Empfang und zur Decodierung am Sendeempfänger 1110 senden. 11B zeigt eine differentielle Version der mehreren Koppler für ein Buskommunikationssystem.
Dieses Ausführungsbeispiel schließt einen Datenkanal, wie beispielsweise einen Bus 1112, ein, der im wesentlichen gleichförmige elektrische Eigenschaften aufweist, zum Übertragen von Signalen zwischen Bauelementen, die mit dem Datenkanal gekoppelt sind. Die gleichförmigen elektrischen Eigenschaften werden durch ein elektromagnetisches Kopplungsschema unterstützt, das eine Benutzung einer höherfrequenten Signalisierung gestattet, ohne signifikant Übertragungsleitungseffekten zuzurechnendes Rauschen zu erhöhen. Dies wird erreicht, indem gesichert wird, daß nur ein geringer Betrag der Energie (zum Beispiel weniger als 1%) zwischen dem Bus und der gekoppelten Tochterkarte übertragen wird. Ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel dieses Systems ist derart konstruiert, daß Bauelemente 1120 und 1122 enthaltende Tochter karten bei nur geringem Einfluß auf die Kommunikationsbandbreite des Busses aus dem System entfernt oder in das System eingesetzt werden können.
12A zeigt ein Ausführungsbeispiel eines Querschnitts des Kopplers gemäß 10A, der an dem Punkt, wo sich die Leiter kreuzen, gezeigt ist. Ein differentielles Paar von Signalleiterzügen 1230A und 1230B ist mit einem weiteren differentiellen Paar von Signalleiterzügen 1236A und 1236B gekoppelt. Ein Dielektrikum 1212 trennt die Signalleiterzüge 1230A und 1230B. Ein Dielektrikum 1220 trennt die Signalleiterzüge 1236A und 1236B. Ein Dielektrikum 1216 trennt die differentiellen Paare. Leitfähige Referenzebenen 1210 und 1222 schaffen Rückpfade (return paths) für die Signalleiterzüge. Die Koppler können als integraler Teil der Computermutterplatine konstruiert sein. Die leitfähigen Komponenten 1230A, 1230B, 1236A, 1236B des Kopplers mit ausgewählter Breite (zum Beispiel 5 mil) und Dicke (zum Beispiel 1,4 mil) können unter Verwendung herkömmlicher Ätztechniken auf der Oberfläche eines dielektrischen Substrats 1216 konstruiert werden. Das Substrat 1216 kann eine bevorzugte Dicke (zum Beispiel 3,5 mil) und Dielektrizitätskonstante (zum Beispiel 4,5) haben. Zusätzliche dielektrische Schichten 1212 und 1220 mit bevorzugten Dicken (zum Beispiel 12 mil) und bevorzugter Dielektrizitätskonstante werden hinzugefügt, um die erforderliche Beabstandung zwischen den Kopplerelementen 1230A, 1230B, 1236A, 1236B und den äußeren leitfähigen Referenzebenen 1210, 1222 zur Verfügung zu stellen. Die Endverbindungen zu den mit der Mutterplatine gekoppelten Leitern können dann mit der Tochterkarte unter Verwendung herkömmlicher impedanzgesteuerter elektrischer Verbinder verbunden werden, wie es gegenwärtig übliche Praxis ist.
Indem kreuz-gekoppelte Leiter der Koppler zwischen oberen und unteren leitfähigen Referenzebenen 1210 und 1222 angeordnet werden, wie es in 12A gezeigt ist, wird eine doppelte Streifenleitungsstruktur ausgebildet. Streifenleitungsstrukturen haben eine Gleichtaktausbreitungsgeschwindigkeit (even mode propagation velocity) (die Geschwindigkeit für den Wellenausbreitungsmodus zwischen den Leitern und den Referenzebenen), die gleich der Gegentaktausbreitungsgeschwindigkeit (odd mode propagation velocity) (die Geschwindigkeit des Wellenausbreitungsmodus zwischen den einzelnen Leitern des Kopplers) ist. Dies führt zu einem Breitbandverhalten, was es dem Koppler ermöglicht, bis zu Frequenzen im Mikrowellenbereich betrieben zu werden.
Alternativ kann der Koppler eine Mikrostreifenreferenzebene, eine koplanare Referenzebene oder überhaupt keine Referenzebene enthalten. Ein alternatives Ausführungsbeispiel ist in 12B gezeigt, welches die zwei Paare von Leitern 1230 und 1236 getrennt in einem dielektrischen Medium ohne Referenzebenen zeigt. Diese Struktur bildet einen EM-Koppler, ist jedoch nicht besonders geeignet für Impedanzsteuer- oder Breitbandcharakteristika.
12C zeigt eine Mikrostreifenkonfiguration für den Koppler, bei der beide Paare von Leitern 1230A, 1230B und 1236A, 1236B auf eine einzige Referenzebene 1222 bezogen sind. Dieses Mikrostreifenausführungsbeispiel verbessert die Impedanz- und Bandbreitencharakteristika gegenüber dem der 12B. Alternativ kann eine koplanare Wellenleiterstruktur gemäß 12D konstruiert werden mit Referenzleitern 1210 und 1222 in derselben Ebene wie die zugehörigen Signalleitungen 1230A, 1230B und 1236A, 1236B.
Die Dielektrika in den 12A bis 12D können ein beliebiges dielektrisches Material sein, beispielsweise Luft oder FR4. Die Bandbreite kann verbessert werden, indem dielektrische Materialien mit ähnlichen Dielektrizitätskonstanten ausgewählt werden. In den 12A bis 12D können die Leiter 1230A und 1230B eine andere Breite als die Leiter 1236A und 1236B haben. Außerdem kann das Dielektrikum 1212 eine andere Dicke als das Dielektrikum 1220 haben.
Ein trennbares Ausführungsbeispiel des Kopplers gemäß 10A ist beispielhaft in der Querschnittsansicht der 13 angegeben. Bei diesem Ausführungsbeispiel sind Mutterplatinenleiter 1336A und 1336B auf den äußeren Schichten 1360 einer gedruckten Schaltungskarte mit einer Breite von beispielsweise 8 mil und einer Dicke von beispielsweise 2,1 mil konstruiert. Die Tochterplatinenleiter 1330A und 1330B sind in einer flexiblen Schaltung 1350 enthalten, welche auf die Oberfläche der Mutterplatine gedrückt wird. Die Leiter 1330A und 1330B können 10 mil breit und 0,7 mil dick sein. In 13 ist die leitfähige Referenzebene 1322 eine interne Spannungsversorgungs- oder eine Masseebene, wie sie üblicherweise bei gedruckten Mutterplatinenschaltungen verwendet werden. Die dielektrische Schicht 1320 mit bevorzugter Dicke und Dielektrizitätskonstante (beispielsweise 5 mil beziehungsweise 4,5) wird verwendet, um den richtigen Abstand zwischen den Signalleiterzügen 1336A, 1336B der Mutterplatine und der leitfähigen Referenzebene 1322 zur Verfügung zu stellen.
Die äußere Oberfläche der Platine kann mit einem dünnen dielektrischen Überzug oder einer Lötmaske 1318 überzogen sein, obwohl dies für den Betrieb des Kopplers nicht wesentlich ist. Der Tochterkartenteil des Kopplers wird mit einer leitfähigen Referenzebene 1310 zur Verfügung gestellt, die auf die obere Oberfläche eines flexiblen Dielektrikums 1312 mit einer bevorzugen Dicke (zum Beispiel 2 mil) und Dielektrizitätskonstante (zum Beispiel 4,5) befestigt ist. Die Signalleiterzüge 1330A, 1330B der Tochterkarte sind auf der unteren Oberfläche des flexiblen Dielektrikums 1312 konstruiert. Ein dielektrischer Klebstoff 1314 wird verwendet, um einen dielektrischen oder Deckfilm 1316 mit bevorzugter Dicke (zum Beispiel 0,5 mil) und Dielektrizitätskonstante (zum Beispiel 3,8) zu befestigen. Der erforderliche Kopplungskoeffizient wird erreicht, indem die bevorzugten Dicken und Dielektrizitätskonstanten für das Dielektrikum 1316 gewählt werden, wenn die erwarteten Herstellungsvariationen bei der dielektrischen Beschichtung 1318 und Luftspalten 1340 sowie weitere Variationen in der Kopplergeometrie und den Materialien berücksichtigt werden.
Obwohl 13 ein Doppelstreifenleitungsausführungsbeispiel zeigt, können Alternativen, wie beispielsweise ein Mikrostreifenausführungsbeispiel, ein koplanares Ausführungsbeispiel oder ein Ausführungsbeispiel ohne Referenzebene, verwendet werden, wie es oben erörtert wurde. Darüber hinaus können die Leiter 1330A und 1330B eine andere Dicke als die Leiter 1336A und 1336B haben. Auch das Dielektrikum 1312 kann eine andere Dicke als das Dielektrikum 1320 haben.
14 zeigt eine Ansicht in der Ebene senkrecht zu der der 13. Die flexible Schaltung 1350 für die Tochterkarte 1355 ist zu einer schlaufenförmigen Schleife gefaltet, wobei die Längsachse der Signalleiter 1330A und 1330B entlang des Schleifenumfangs verläuft. Die Enden der Signalleiterzüge 1330A und 1330B sind mit leitfähigen Rändern an den zwei äußeren Oberflächen der Tochterkarte 1355 verbunden, um eine Verbindung zu dem Sendeempfänger und den Abschlußwiderständen zur Verfügung zu stellen, die auf der Tochterkarte 1355 montiert sind.
Die Schleife wird dann auf die obere Oberfläche der Mutterplatine 1365 derart gedrückt, daß die Längsachsen jedes Mutterplatinenleiters 1336A und 1336B parallel und in der gewünschten Nähe zu den entsprechenden gekoppelten Leitern der flexiblen Schaltung sind. Die Länge der flexiblen Schaltung und die vertikale Position der Tochterkarte werden mit Hilfe mechanischer Mittel eingestellt, so daß die Mutterplatinenleiter sich in der gewünschten Nähe der Leiter der flexiblen Schaltung über eine Länge L befinden, welche so ausgewählt ist, daß sie sichert, daß die kapazitiven und induktiven Kopplungskoeffizienten in den gewünschten Wertebereich fallen. Die Länge L kann beispielsweise 1 cm sein.
Eine gewisse Bandbreitenreduktion kann bei der flexiblen Streifenimplementierung gemäß 14 vorhanden sein, wenn der flexible Streifen aus Polyimid (Dielektrizitätskonstante = 3,8) hergestellt und die Mutterplatine aus FR4-Glas-Epoxidharz (Dielektrizitätskonstante = 4,5) hergestellt ist. Diese Materialien sind von gut bekannten Anbietern, wie beispielsweise 3M oder DuPont, erhältlich. Diese kann beseitigt werden, sofern das FR4 durch ein Material mit einer Dielektrizitätskonstante ersetzt wird, die gleich oder in der Nähe der des Polyimids liegt, wie beispielsweise Rogers RO4003 oder ähnliche Materialien geringer Dielektrizitätskonstante. Rogers RO4003 ist von der Rogers Corporation erhältlich. Bei dem Ausführungsbeispiel, bei dem der Koppler in der Mutterplatine vergraben ist, kann die Bandbreite durch die dielektrischen Verluste in dem FR4-Material begrenzt werden, das bei preiswerten PCB-Baugruppen verwendet wird. Wiederum entspannt die Verwendung von Materialien mit geringeren dielektrischen Verlusten, wie Rogers RO4003, diese Grenzen.
15 zeigt ein Detail des Kontaktbereichs zwischen der flexiblen Schaltung und der oberen Oberfläche der Mutterplatine entsprechend dem in den 13 und 14 umrissenen Ausführungsbeispiel. Die Anordnung der Mutterplatinenleiter 1336A, 1336B in ausgewählter Nähe zu den Leitern der flexiblen Schaltung 1330A, 1330B schafft den Koppler. Die mutterplatinen-verbundenen Segmente liegen in einer Ebene, in der benachbarte Segmente mit einem wechselnden Winkelversatz gegenüber der Längsachse des Leiters angeordnet sind. Die Leiter der flexiblen Schaltung, die ähnlich segmentiert sind, sind so angeordnet, daß der Winkelversatz ihrer Segmente sich in einem entgegengesetzten Sinn gegenüber den zugehörigen Segmenten in der Mutterplatine befindet. Die zusammengesetzte Struktur kann somit die Zick-Zack-Geometrie haben, wie sie in 6A gezeigt ist.

Claims

Eine elektromagnetische Kopplungseinrichtung mit einer in einer ersten Ebene angeordneten ersten Übertragungsstruktur (1010, 1012; 1236; 1336) mit einer ersten Geometrie und einer in einer zu der ersten Ebene parallelen zweiten Ebene angeordneten zweiten Übertragungsstruktur (1014, 1016; 1230; 1330) mit einer zweiten Geometrie, wobei: die erste Übertragungsstruktur und die zweite Übertragungsstruktur zueinander in einer solchen Entfernung angeordnet sind, daß zwischen ihnen eine elektromagnetische Kopplung möglich ist, wenigstens eine der ersten und zweiten Geometrien eine Mehrzahl von verbundenen Segmenten aufweist, wobei benachbarte Segmente in abwechselndem Winkel zu einer Längsachse der Übertragungsstruktur angeordnet sind, und die erste und die zweite Übertragungsstruktur derart angeordnet sind, daß sich die erste Übertragungsstruktur und die zweite Übertragungsstruktur in einer Richtung senkrecht zu der ersten und zweiten Ebene in mehreren Abschnitten (510; 610) überlappen.
Die Einrichtung nach Anspruch 1, wobei jede Übertragungsstruktur aus einem einzelnen Leiter (6–7) besteht.
Die Einrichtung nach Anspruch 1, wobei jede Übertragungsstruktur wenigstens ein Differenzpaar (10A, 10B, 15) von Leitern aufweist.
Die Einrichtung nach Anspruch 1, wobei die erste Geometrie eine Zick-Zack-Geometrie ist.
Die Einrichtung nach Anspruch 1, wobei beide Geometrien Zick-Zack-Geometrien (6A, 7, 10A, 15) sind.
Die Einrichtung nach Anspruch 4, wobei die zweite Geometrie eine geradlinige Geometrie (6B) ist.
Die Einrichtung nach Anspruch 1, ferner aufweisend: eine erste leitfähige Referenzebene (1019; 1222, 1322), die parallel zu der ersten Ebene liegt; wobei die erste leitfähige Referenzebene ein Referenzpotential für die erste Übertragungsstruktur zur Verfügung stellt; und eine zweite leitfähige Referenzebene (1020; 1210; 1310), die parallel zu der zweiten Ebene liegt; wobei die zweite leitfähige Referenzebene ein Referenzpotential für die zweite Übertragungsstruktur zur Verfügung stellt.
Die Einrichtung nach Anspruch 1, ferner aufweisend eine erste leitfähige Referenzebene, die ein Referenzpotential für die erste Übertragungsstruktur zur Verfügung stellt.
Die Einrichtung nach Anspruch 8, ferner aufweisend eine zweite leitfähige Referenzebene, die ein Referenzpotential für die zweite Übertragungsstruktur zur Verfügung stellt.
Die Einrichtung nach Anspruch 1, wobei die erste und die zweite Übertragungsstruktur mechanisch voneinander getrennt werden können.
Die Einrichtung nach einem der Ansprüche 1–10, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Übertragungsstruktur durch einen auf einer Schaltungsplatine (1365) angeordneten ersten Leiterzug (1336) mit einer ersten Geometrie gebildet ist; die zweite Übertragungsstruktur durch einen auf einem mechanisch flexiblen Material (1350) angeordneten zweiten Leiterzug (1330) mit einer zweiten Geometrie gebildet ist.
Die Einrichtung nach Anspruch 11, ferner umfassend ein mit dem ersten Leiterzug verbundenes Systemmodul, so daß das Systemmodul über elektromagnetische Kopplung Signale an den zweiten Leiterzug übertragen kann.
Die Einrichtung nach Anspruch 11 oder 12, ferner umfassend ein mit dem zweiten Leiterzug verbundenes Speicherbauelement, so daß das Speicherbauelement über elektromagnetische Kopplung Signale an den ersten Leiterzug übertragen kann.