DE10114769A1 - Aktive Breitbandempfangsantenne - Google Patents
Aktive BreitbandempfangsantenneInfo
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Abstract
Die Erfindung betrifft eine aktive Breitbandempfangsantenne, bestehend aus einem passiven Antennenteil (1) mit einer frequenzabhängigen effektiven Länge l¶e¶, dessen Ausgangsanschlüsse mit den Eingangsanschlüssen einer Verstärkerschaltung (21) verbunden sind. Die Verstärkerschaltung (21) besteht aus einem Feldeffekttransistor (2) und einer verlustarmen Filterschaltung (3) mit einer Eingangsadmittanz (7). Die verlustarme Filterschaltung (3) ist an ihrem Eingang (6) an den Source-Anschluss des Feldeffekttransistors (2) angeschlossen. An ihrem Ausgang (4) ist das hochfrequente Empfangssignal (8) ausgekoppelt, und die verlustarme Filterschaltung (3) ist mit einem an ihrem Ausgang (4) wirksamen Wirkwiderstand (5) belastet und die Blindelemente der verlustarmen Filterschaltung (3) sind derart gewählt, dass die Frequenzabhängigkeit des Realteils G der am Eingang (6) der verlustarmen Filterschaltung (3) wirksamen Eingangsadmittanz (7) derart eingestellt ist, dass bei geforderter Empfangsleistung der durch die frequenzabhängige affektive Länge l¶e¶ des passiven Antennenteils (1) bedingte Frequenzgang im hochfrequenten Empfangssignal (8) innerhalb eines breiten Frequenzbandes nach frei gewählten Gesichtspunkten gestaltet ist und der Betrag der am Eingang (6) der verlustarmen Filterschaltung (3) wirksamen Eingangsadmittanz (7) außerhalb dieses Frequenzbandes zur Vermeidung von nichtlinearen Effekten im Sperrfrequenzbereich hinreichend klein ist (Fig. 1).
Description
Die Erfindung betrifft eine aktive Breitbandempfangsantenne, bestehend aus einem passiven
Antennenteil 1 mit einer frequenzabhängigen effektiven Länge le, dessen Ausgangsanschlüsse
mit den Eingangsanschlüssen einer Verstärkerschaltung 21 verbunden sind. Elektrisch lange
Antennen oder Antennen, die sich in direkter Kopplung mit elektrisch großen Körpern befinden,
besitzen bei Erregung mit einer über der Frequenz konstant gehaltenen elektrischen Feldstärke
eine frequenzabhängige Leerlaufspannung, die sich durch die effektive Länge le(f) ausdrückt.
Insbesondere im Frequenzbereich oberhalb 30 MHz ist die Antennenrauschtemperatur TA bei
terrestrischer Umgebung - von tiefen Frequenzen kommend - soweit abgesunken, dass für Bipo
lartransistoren von Seiten des passiven Antennenteils eine Quellimpedanz in der Nähe der für
den Transistor optimalen Impedanz Zopt für Rauschanpassung zu fordern ist, um keinen wesentli
chen Empfindlichkeitsverlust durch das Transistorrauschen zu erleiden. Die Grundform einer
aktiven Antenne dieser Art ist in Fig. 2a dargestellt und ist bekannt z. B. aus der DT-AS 23 10 616,
der DT-AS xx xx 300. Bei aktiven Breitbandantennen, welche nicht kanalselektiv, sondern
auf ein Frequenzband, wie z. B. dem UKW-Rundfunkfrequenzbereich breitbandig abgestimmt
sind, ist es notwendig, die Antennenimpedanz ZS(f) eines kurzen Strahlers in ZA(f) in die Nähe
von Zopt zu transformieren. Dies führt sowohl bei elektrisch großen als auch bei elektrisch kleinen
Antennen zu einer frequenzabhängigen Leerlaufspannung am Transistoreingang, welche sich als
stark frequenzabhängige effektive Länge le(f) des passiven Antennenteils ausdrückt, woraus sich
in Verbindung mit der Frequenzabhängigkeit des Spannungsteilungsfaktors zwischen Zopt und
dem davon abweichenden Eingangswiderstand des Transistors die Notwendigkeit ergibt, den
daraus resultierenden Frequenzgang des Empfangssignals am Lastwiderstand ZL mit Hilfe einer
Anpassungsschaltung am Ausgang der aktiven Schaltung zu glätten. Dies ist auch zum Schutz
der nachfolgenden Empfangsanlage gegen nichtlineare Effekte durch Pegelüberlastung notwen
dig.
Die Grundform einer aktiven Antenne dieser Art ist in Fig. 2a dargestellt und ist bekannt z. B. aus
der DT-AS 23 10 616, der DT-AS xx xx 300. Aktive Antennen nach diesem Stand der Technik
werden z. B. in großem Umfang oberhalb des Hochfrequenzbereichs mit Antennenanordnungen
in einer Kraftfahrzeugfensterscheibe zusammen mit einem Heizfeld für die Scheibenheizung
angebracht, wie z. B. in EP 0 396 033, EP 0 346 591 und in EP 0 269 723 beschrieben. Bei den
als passiver Antennenteil 1 verwendeten Strukturen der Heizfelder handelt es sich um ursprüng
lich nicht für die Nutzung als Antenne vorgesehene Fahrzeugteile, welche aufgrund ihrer Funkti
on zur Heizung nur wenig veränderbar sind. Wird an einem derartigen Antennenelement eine
aktive Antenne nach dem Stande der Technik wie in Fig. 2a realisiert, so ist die am Heizfeld
vorliegende Impedanz mit Hilfe einer primären Anpassschaltung in die Nähe der Impedanz Zopt
für Rauschanpassung zu transformieren und der Frequenzgang der aktiven Antenne mit Hilfe
eines ausgangsseitigen Anpassungsnetzwerks zu glätten. Dieses Vorgehen bedingt die relativ
umständliche Dimensionierung zweier Filterschaltungen, welche für ein vorteilhaftes Gesamt
verhalten der aktiven Antenne aufgrund der gegenseitigen Abhängigkeit voneinander nicht für
jedes Filter getrennt erfolgen kann. Hinzu kommt, dass die Verstärkerschaltung zur Erzielung
hinreichender Linearitätseigenschaften nicht als einfaches verstärkendes Element wie in Fig. 2a
gestaltet werden kann, wodurch die gestalterische Freiheit der beiden Anpassnetzwerke nen
nenswert eingeengt ist. Zusätzlich ist mit der Gestaltung von zwei Filtern ein erhöhter Aufwand
verbunden. Als weiterer nennenswerter Nachteil einer aktiven Antenne dieser Art zeigt sich die
Belastung der an das Heizfeld angeschlossenen Anpassschaltung mit nachgeschaltetem Verstär
ker, wenn aus demselben Heizfeld mehrere aktive Antennen zur Bildung eines Antennendiversi
tysystems bzw. einer Gruppenantenne mit besonderen Richteigenschaften oder anderen Zwecken
gestaltet sind. Dieser nachteilige Sachverhalt liegt bei allen Antennenanordnungen vor, deren
passive Antennenteile in nennenswerter elektromagnetischer Strahlungskopplung zueinander
stehen. Beispielsweise werden nach dem Stand der Technik bei einem aus dem Heizfeld gebil
deten Mehrantennen-Scanning-Diversitysystem an den am Heizfeld gebildeten Anschlussstellen
für die Antennenverstärker Schaltdioden angebracht, welche jeweils nur diejenige Anpassungs
schaltung mit Verstärker anschaltet, deren Signal zum Empfänger durchgeschaltet wird und wel
che die übrigen Anschlussstellen freischalten. Dies führt in solchen Systemen zu einem erhebli
chen Aufwand und zu der zusätzlichen Forderung der genau mit der Antennenauswahl synchro
nen Umschaltung der Dioden.
Aufgabe der Erfindung ist es deshalb, eine aktive Breitband-Empfangsantenne nach dem Ober
begriff des Anspruchs 1 so zu gestalten, dass bei vorgegebenem passiven Antennenteil unter Si
cherstellung einer hohen Rauschempfindlichkeit eine weitgehend unabhängig von der Frequenz
abhängigkeit der effektiven Länge und der Impedanz des passiven Antennenteils frei wählbare
Frequenzabhängigkeit der Empfangsleistung erreicht wird und, dass für Mehrantennenanordnun
gen die mehrfache Auskopplung von Empfangssignalen aus einer passiven Antennenanordnung
mit mehreren Anschlussstellen, welche in elektromagnetischer Strahlungskopplung zueinander
stehen, durch die Bildung der aktiven Antennen keine merkliche gegenseitige Beeinflussung der
Empfangssignale gegeben ist.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die kennzeichnenden Merkmale des Anspruchs 1
gelöst.
Die mit der Erfindung erzielbaren Vorteile bestehen im Besonderen in der Reduzierung des
Aufwands und in der Einfachheit zur Erzielung eines hinsichtlich des Signalrauschverhältnisses
und hinsichtlich der Gefährdung durch nichtlineare Effekte optimalen Empfangssignals. Auf
grund des Wegfallens eines primären Anpassnetzwerkes in Verbindung mit der eingangsseitigen
Hochohmigkeit der Verstärkerschaltung ergibt sich eine äußerst vorteilhafte Freiheit bei der Ge
staltung komplizierter Mehrantennensysteme, deren passive Antennenteile in Strahlungskopp
lung zueinander stehen. Die im Zusammenhang mit der Diversityanordnung oben erwähnten
Schaltdioden zur Freischaltung von Anschlussstellen, an denen jeweils kein Signal zur Durch
schaltung zum Empfänger verwendet ist, sind demnach vorteilhaft nicht notwendig.
Ausführungsbeispiele erfindungsgemäßer aktiver Breitbandempfangsantennen und Antennensy
steme sind in den Zeichnungen dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben. Im ein
zelnen zeigt:
Fig. 1 Aktive Breitbandempfangsantenne nach der Erfindung mit einer direkt an den passiven Anten
nenteil 1 angeschlossenen Verstärkerschaltung 21 mit einem Feldeffekttransistor 2, mit in der
Sourceleitung befindlicher Eingangsadmittanz 7 der verlustarmen Filterschaltung 3 und aus
gangsseitig wirksamem Wirkwiderstand 5.
Fig. 2
- a) Elektrisches Ersatzschaltbild einer aktiven Breitbandempfangsantenne nach der Erfindung mit Serienrauschspannungsquelle ur und in ihrer Wirkung vernachlässigbarer Parallelrauschstromquelle ir des Feldeffekttransistors 2 mit einer außerhalb des Übertragungsbereichs eingangsseitig hochohmigen verlustarmen Filterschaltung 3.
- b) Elektrisches Ersatzschaltbild einer aktiven Breitbandempfangsantenne nach dem Stand der Technik mit Rauschanpassungsnetzwerk und frequenzabhängiger effektiver Länge des passiven Antennenteils 1 am Anschlusspunkt des Transistors und ausgangsseitigem Anpassungsnetzwerk zur Glättung des Frequenzgangs.
Fig. 3
- a) Elektrisches Ersatzschaltbild wie in Fig. 2a, jedoch mit ausgangsseitigem Abschluß der ver lustarmen Filterschaltung 3 mit einer Hochfrequenzleitung 10 und einer daran angeschlossenen Verstärkereinheit 11 mit Beitrag des Eigenrauschens der Verstärkereinheit 11 zum Gesamtrau schen.
- b) Elektrisches Ersatzschaltbild wie in Fig. 3a mit einer Verstärkereinheit 11 am Ausgang der verlustarmen Filterschaltung 3 mit einer Hochfrequenzleitung 10 und einer weiterführenden Ver stärkerschaltung.
Fig. 4 Gestaltung eines erweiterten Feldeffekttransistors 2 mit Hilfe eines Eingangs-Feldeffekttransis
tors 13 und eines durch die Source angesteuerten Bipolartransistors 14 in Emitterfolgerschaltung.
Fig. 5 Beispiel einer aktiven Breitbandempfangsantenne nach der Erfindung mit einem miniaturisiert
ausgeführten Frontend der aktiven Antenne, einer Hochfrequenzleitung 10 und einer ergänzen
den Filterschaltung 3 zur Anbringung auf der Heckfensterscheibe eines Kraftfahrzeugs.
Fig. 6
- a) Verlauf der seriellen Blindwiderstände X1 und X3 sowie des parallelen Blindleitwerts B2 der erfindungsgemäßen T-Filteranordnung in Fig. 6b über der Frequenz am Beispiel der breitbandi gen Abdeckung der Rundfunkbereiche UKW-Hörrundfunk sowie VHF- und UHF-Fernsehrund funk.
- b) Elektrisches Ersatzschaltbild einer Antenne nach der Erfindung für die unter a) genannten Frequenzbereiche.
Fig. 7 Aktive Antenne nach der Erfindung mit zwei Übertragungswegen für unterschiedliche Übertra
gungsfrequenzbereiche und Aufspaltung der Signalwege am Ausgang des Eingangs-Feldeffekt
transistors 13 mit jeweils einem Bipolartransistor 14 und nachgeschalteter verlustarmer Filter
schaltung 3 für den betreffenden Übertragungsfrequenzbereich und Zusammenschaltung der
Ausgangssignale am gemeinsam wirksamen Wirkwiderstand 5.
Fig. 8 Aktive Antenne nach der Erfindung mit einem weiteren Feldeffekttransistor 17 zur Kompensati
on von Effekten der Nichtlinearität geradzahliger Ordnung und einem ausgangsseitigen Um
symmetrierglied 20.
Fig. 9 Aktive Antenne wie in Fig. 8, jedoch mit einer Signalverzweigung entsprechend der Antenne in
Fig. 7 mit jeweils einem Umsymmetrierglied 20 am Eingang der verlustarmen Filterschaltung 3.
Fig. 10 Aktive Antenne nach der Erfindung mit einem Übertrager 24 zur Schaffung günstiger Übertra
gungsverhältnisse und einem Linearisierungswiderstand 30 zur weiteren Erhöhung der Linearität.
Fig. 11 Aktive Antenne nach der Erfindung, jedoch mit einem Übertrager 24 mit hinreichend hochohmi
ger Primärinduktivität und hinreichend großem Übersetzungsverhältnis zur breitbandigen Erhö
hung der effektiven Länge le.
Fig. 12 Aktive Antenne nach der Erfindung mit einer in der verlustarmen Filterschaltung 3 gestalteten
frequenzselektiven Signalverzweigung.
Fig. 13 Gruppenantenne zur Gestaltung von Richtwirkungen mit einer passiven Antennenanordnung 27
mit elektrischer Strahlungskopplung zwischen den Anschlussstellen 18, welche jeweils mit einer
Verstärkerschaltung 21 und einer Hochfrequenzleitung 10 beschaltet sind und deren Signale im
Antennencombiner 22 zusammengefasst sind.
Fig. 14 Scanningdiversity-Antennenanlage mit einer Anordnung wie in Fig. 13, jedoch mit elektroni
schen Umschalter 25 an Stelle des Antennencombiners 22 und jeweils einem Ersatzlastwider
stand 26 zur Belastung der nicht durchgeschalteten Antennenzweige.
Fig. 15
- a) Scanningdiversity-Antennenanlage gebildet aus auf die Fensterscheibe gedruckten Heizfeldern mit diversitätsmäßig geeignet positionierten Anschlussstellen 18 zur Erreichung diversitätsmäßig unabhängiger Empfangssignale 8.
- b) Scanningdiversity-Antennenanlage wie unter a), jedoch mit einer auf die Fensterscheibe ange brachten leitenden Fläche mit hinreichend kleinem Oberflächenwiderstand und Gestaltung von Anschlussstellen 18 mit Hilfe galvanisch oder kapazitiv angekoppelter Sammelelektroden.
Fig. 16 Scanningdiversity-Antennenanlage gebildet aus auf die Fensterscheibe gedruckten Heizfeldern
mit diversitätsmäßig geeigneten Anschlussstellen 18 und gesondert ermittelten Blindleitwerten
23 zur Erhöhung der diversitätsmäßigen Unabhängigkeit der Empfangssignale.
Fig. 17 Passiver Antennenteil 1 mit einer Anschlussstelle 18, deren beide Anschlüsse gegenüber dem
Masseanschluß hochliegen, mit einem Feldeffekttransistor 2 und einem weiteren Feldeffekttran
sistor 17 und einer massesymmetrisch ausgeführten verlustarmen Filterschaltung 3 und einem
ausgangsseitigen Umsymmetrierglied 20 zur Erzeugung unsymmetrisch vorliegender Empfangs
signale am wirksamen Wirkwiderstand 5.
Fig. 18
- a) und b): Beispielhafte Antennenkonfigurationen möglicher passiver Antennenteile 1
- b) Impedanzverläufe der Antennenstrukturen A1, A2 und A3 in der Imepanzebene im Frequenz bereich von 76 bis 108 MHz und schraffierte Bereiche für RA < RAmin und RA < RAmax
- c) Realteile der Antennenimpedanzen nach c) mit zulässigem Wertebereich RAmin < RA < RAmax
In Fig. 1 ist eine Antenne nach der Grundform der Erfindung dargestellt. Am Beispiel des auf
eine Fensterscheibe gedruckten Heizfeldes eines Kraftfahrzeugs ist ersichtlich, dass der passive
Antennenteil 1 nicht in einer Form gestaltet werden kann, dass sie hinsichtlich der Verwendung
als Antenne im Meter- und Dezimeterwellenbereich besondere gewünschte Eigenschaften besitzt
und somit eine entsprechend ihrer geometrischen Struktur und der metallischen Umrandung des
Fensters eine zufällige Frequenzabhängigkeit sowohl der effektiven Länge le als auch ihrer Im
pedanz besitzt. Das Wesen der vorliegenden Erfindung besteht nun darin, eine aktive Antenne zu
realisieren, welche es erlaubt, diese Zufälligkeit der Frequenzabhängigkeit des vorgegebenen
passiven Antennenteils 1 mit Hilfe einer wenig aufwändigen und einfach zu ermittelnden und
einfach zu realisierenden aktiven Antenne aufzufangen und bezüglich Eigenrauschen, Linearität
und Frequenzgang frei zu gestalten und zwischen der einfallenden Welle mit der elektrischen
Feldstärke E und dem hochfrequenten Empfangssignal 8 einen vorgegebenen Frequenzgang zu
erreichen. Erfindungsgemäß wird die an einer Anschlussstelle 18 vorliegende Empfangsspan
nung der Verstärkerschaltung 21 zugeführt, wobei diese aus einem Feldeffekttransistor 2, wel
cher in seiner Sourceleitung mit der Eingangsadmittanz 7 einer verlustarmen Filterschaltung 3
gegengekoppelt ist, welche an ihrem Ausgang mit einem wirksamen Wirkwiderstand 5 abge
schlossen ist. Bei einer Antenne dieser Art ist die Eingangsadmittanz 7 erfindungsgemäß z. B.
derart zu gestalten, dass die starke Frequenzabhängigkeit, welche die Empfangsleerlaufspannung,
ausgedrückt durch die wirksame Länge le des so gestalteten passiven Antennenteils 1 im hoch
frequenten Empfangssignal 8 weitgehend ausgeglichen ist.
Die Funktionsweise und der Gestaltungsgrundsatz einer Antenne nach der Erfindung werden an
Hand der elektrischen Ersatzschaltbilder der Fig. 2a und 3a erläutert:
Die Eignung eines vorgegebenen passiven Antennenteils 1 für die Gestaltung einer hinreichend rauschempfindlichen aktiven Antenne kann anhand der im Übertragungsfrequenzbereich herr schenden Antennentemperatur abgeschätzt werden. Feldeffekttransistoren besitzen in der Regel eine extrem kleine Parallelrauschstromquelle ir, so dass deren Beitrag ir.ZA bei vernachlassigbar kleinen Gate-Source- und Gate-Drain-Kapazitäten C2 und C1 und den in der Praxis auftretenden Antennenimpedanzen ZA im Vergleich zur Serienrauschspannungsquelle ur des Feldeffekttransi stors, ausgedrückt durch seinen äquivalenten Rauschwiderstand RäF, stets vernachlässigbar klein ist. Die Empfindlichkeitsforderung reduziert sich somit darauf, dass die Rauschspannungsquelle ur 2 = 4kToBRäF im Verhältnis zur empfangenen Rauschspannungsquelle urA 2 = 4kTABRA, welche durch die Antennentemperatur TA und dem Realteil RA der Antennenimpedanz ZA gegeben ist, kleiner oder höchstens gleich groß ist. Bei gleich großen Rauschbeiträgen ist somit als hinrei chendes Empfindlichkeitskriterium bei vernachlassigbar kleinen Kapazitäten C1, C2 lediglich die einfach zu prüfende Forderung
Die Eignung eines vorgegebenen passiven Antennenteils 1 für die Gestaltung einer hinreichend rauschempfindlichen aktiven Antenne kann anhand der im Übertragungsfrequenzbereich herr schenden Antennentemperatur abgeschätzt werden. Feldeffekttransistoren besitzen in der Regel eine extrem kleine Parallelrauschstromquelle ir, so dass deren Beitrag ir.ZA bei vernachlassigbar kleinen Gate-Source- und Gate-Drain-Kapazitäten C2 und C1 und den in der Praxis auftretenden Antennenimpedanzen ZA im Vergleich zur Serienrauschspannungsquelle ur des Feldeffekttransi stors, ausgedrückt durch seinen äquivalenten Rauschwiderstand RäF, stets vernachlässigbar klein ist. Die Empfindlichkeitsforderung reduziert sich somit darauf, dass die Rauschspannungsquelle ur 2 = 4kToBRäF im Verhältnis zur empfangenen Rauschspannungsquelle urA 2 = 4kTABRA, welche durch die Antennentemperatur TA und dem Realteil RA der Antennenimpedanz ZA gegeben ist, kleiner oder höchstens gleich groß ist. Bei gleich großen Rauschbeiträgen ist somit als hinrei chendes Empfindlichkeitskriterium bei vernachlassigbar kleinen Kapazitäten C1, C2 lediglich die einfach zu prüfende Forderung
RA < RäF.To/TA (1)
zu erfüllen. Moderne Gallium-Arsenid-Transistoren besitzen im Vergleich zur übrigen Beschal
tung vernachlässigbare Kapazitäten C1 und C2 und eine im Hinblick auf die vorgesehene Anwen
dung vernachlässigbare Wirkung von ir als Ursache für die bei Rauschanpassung solcher Transi
storen extrem kleinen Rauschtemperatur TN0. Der äquivalente Rauschwiderstand ist vom Ruhe
strom abhängig und kann oberhalb 30 MHz breitbandig mit 30 Ohm und weniger angesetzt wer
den. Für das Beispiel einer Antenne für den UKW-Frequenzbereich und einer dort vorherrschen
de Antennentemperatur von ca. 1000 K ist somit im Hinblick auf die Rauschempfindlichkeit für
den Realteil der komplexen Antennenimpedanz, welcher bei verlustarmem Feldeffekttransistor 2
den Strahlungswiderstand darstellt, innerhalb des Übertragungsfrequenzbereichs ausschließlich
RA(f) < ca. 10 Ohm als hinreichende Bedingung zu fordern.
In Fig. 3a wird der Rauschbeitrag einer Verstärkereinheit 11 am Ende der an die verlustarme
Filterschaltung 3 ausgangsseitig angeschlossenen Hochfrequenzleitung 10 betrachtet. Bei hinrei
chender Verstärkung in der Verstärkerschaltung 21 wird dieser Beitrag entsprechend klein ge
halten. Zum Schutz der nachgeschalteten Verstärkereinheit 11 vor nichtlinearen Effekten ist es
häufig notwendig, diese Verstärkung innerhalb des Übertragungsfrequenzbereichs weitgehend
frequenzunabhängig zu gestalten. Dies wird durch entsprechende vorzugsweise verlustfreie
Transformation des wirksamen Wirkwiderstands 5 am Ausgang der verlustarmen Filterschaltung
3 in eine geeignet frequenzabhängige Eingangsadmittanz 7 erreicht. Ist die aufgrund der Fre
quenzabhängigkeit der effektiven Länge le(f) für die Eingangsadmittanz 7 geforderte Frequenz
abhängigkeit bekannt, so kann eine Schaltung aus Blindwiderständen für die verlustarme Filter
schaltung 3 gefunden werden, welche dieser Forderung weitgehend entspricht.
Das erfindungsgemäße Kriterium für die beispielhafte Gestaltung einer notwendigen und fre
quenzunabhängigen Empfangsleistung innerhalb des Übertragungsfrequenzbereichs wird für den
terrestrischen Rundfunkempfang einer aktiven Fahrzeugantenne im Hinblick auf die Empfangs
leistung in der nachgeschalteten Empfangsanordnung an Hand von Fig. 3a erläutert. Das weitge
hend frequenzunabhängige Empfangsverhalten ist zu fordern, um einerseits die Empfindlichkeit
des Gesamtsystems durch den Rauschbeitrag des der aktiven Antenne nachgeschalteten Emp
fangssystems nicht nennenswert zu reduzieren und andererseits, um nichtlineare Effekte durch
Verstärkungsüberhöhungen als Folge des frequenzabhängigen Empfangsverhalten innerhalb ei
nes Übertragungsfrequenzbereichs zu vermeiden. Das der aktiven Antenne nachgeschaltete Emp
fangssystem wird Fig. 3a durch die Verstärkereinheit 11 mit der Rauschzahl Fv repräsentiert. Sein
Rauschbeitrag zum Gesamtrauschen ist in Fig. 3b als äquivalenter Rauschwiderstand RäV am Ein
gang der Verstärkerschaltung 21 dargestellt, wobei gilt:
Hierin ist mit G(f) der frequenzabhängige Realteil der Eingangsadmittanz 7 der verlustarmen
Filterschaltung 3 bezeichnet. Dieser Rauschbeitrag ist dann unwesentlich gegenüber dem unver
meidlichen empfangenen Rauschen des mit TA rauschenden RA, wenn gilt:
Um die Empfindlichkeitsbedingung zu erfüllen, ist in einer vorteilhaften Ausführungsform einer
aktiven Antenne nach der Erfindung die Frequenzabhängigkeit des Realteils G(f) der Eingangs
admittanz 7 der verlustarmen Filterschaltung 3 reziprok zum Frequenzgang des Realteils RA(f)
der komplexen Antennenimpedanz zu wählen. Für das Beispiel eines UKW-
Rundfunkempfängers mit FV ~ 4 wäre demnach angenähert G(f) < 1/(3.RA(f)) zu wählen. Zum
Schutz des Empfängers vor zu großen Empfangspegeln ist es andererseits zweckmäßig, die Lei
stungsverstärkung der aktiven Antenne nicht wesentlich größer als für optimale Empfindlichkeit
des Gesamtsystems und somit G(f) etwa so groß zu wählen wie im rechten Teil der Gleichung
(3) angegeben.
Mit der Erfindung ist der große Vorteil verbunden, dass der aus RA(f) vorgegebene Frequenzgang
für G(f) deshalb leicht erfüllbar ist, weil weder die eingangsseitig ansteuernde Quellimpedanz
der verlustarmen Filterschaltung 3, welche mit 1/gm des Feldeffekttransistors 2 gegeben ist, noch
der wirksame Wirkwiderstand 5 am Ausgang der verlustarmen Filterschaltung 3 nicht vermeid
bare wesentliche Blindkomponenten besitzen. Hieraus resultiert die vorteilhaft freie Gestaltbar
keit des Frequenzverhaltens der aktiven Antenne nach der vorliegenden Erfindung. Im Gegensatz
hierzu ist bei einer aktiven Antenne nach dem Stand der Technik in Fig. 2b die frequenzabhängi
ge Strahlerimpedanz ZS(f) zwangsweise und untrennbar als Quellimpedanz des primärseitigen
Transformationsnetzwerks vorhanden. Ihr Frequenzverhalten begrenzt die erreichbare Bandbreite
der in die Nähe von Zopt transformierten Impedanz und damit die Bandbreite des Signal-Rausch
verhältnisses am Ausgang der aktiven Schaltung.
Im folgenden wird die beispielhafte Gestaltung des Frequenzverlaufs von G(f) einer aktiven
Fahrzeugantenne nach der Erfindung beschrieben, wenn die Forderung besteht, dass die Emp
fangsleistung Pa am Eingang des der aktiven Antenne nachgeschalteten Empfangssystems um
einen Faktor V größer ist als mit einer passiven Referenzantenne, z. B. einer passiven Stabanten
ne am Fahrzeug bei deren Resonanzlänge. Aufgrund der zwangsweise unterschiedlichen Richt
diagramme wird dieser Faktor bezogen auf die azimutalen Mittelwerte unter einem definierten
konstanten Elevationswinkel θ des Welleneinfalls. Durch vergleichende azimutale Richtfaktor
messungen mit Hilfe einer Antennenmessstrecke mit Fahrzeugdrehstand am passiven Antennen
teil 1 und an der Vergleichsantenne ergeben sich bei N Winkelschritten für eine volle Umdre
hung und mit dem Richtfaktor Da(ϕn, θ) des vorgegebenen passiven Antennenteils 1 und entspre
chend dem Richtfaktor Dp(ϕn, θ) der passiven Referenzantenne jeweils für den n-ten Winkel
schritt die folgenden azimutalen Mittelwerte für die Richtfaktoren:
bzw. für die Referenzantenne bei der Bezugsfrequenz:
Das der aktiven Antenne nachgeschaltete Empfangssystem, welches in Fig. 3a durch die Verstär
kereinheit 11 repräsentiert wird, ist in der Regel auf den Leitungswellenwiderstand ZL des Hoch
frequenz-Leitungssystem bezogen. Die mittlere azimutale Empfangsleistung im Lastwiderstand
9 ergibt sich bei hinreichend großer Steilheit gm der Eingangskennlinie des Feldeffekttransistors
2 zu:
wobei lem 2(f) den bei jeder Frequenz auftretenden azimutalen Mittelwert der quadratischen ef
fektiven Länge des passiven Antennenteils 1 unter Berücksichtigung der sich mit Dam(f) gem.
Gleichung (2) ergebenden effektiven Fläche des passiven Antennenteils 1 wie folgt darstellt:
Die mittlere azimutale Empfangsleistung der passiven Referenzantenne beträgt mit Dpm aus Glei
chung 5:
Unter Berücksichtigung der Verstärkungsforderung Pam/Ppm = V ergibt sich der erfindungsgemäß
zu fordernde Frequenzverlauf für G(f) zu:
Für den Fall eines verlustbehafteten passiven Antennenteils 1 mit dem Wirkungsgrad η ist in
Gleichung (8) der Richtfaktor Dam(f) durch Dam(f).η zu ersetzen. Die übrigen Dimensionierungs
regeln sind dadurch nicht geändert.
Für den Fall etwa gleicher azimutaler Mittelwerte Dpm und Dam(f) ist die Frequenzabhängigkeit
von G(f) proportional zu 1/Ra(f) zu gestalten. Ist V so groß gewählt, dass
gilt, dann ist der Rauschbeitrag des der aktiven Antenne nachgeschalteten Empfangssystems zum
Gesamtrauschen vernachlässigbar klein. Ist zusätzlich die in Gleichung (1) angegebene Bedingung
erfüllt, dann ist die Empfindlichkeit ausschließlich durch die Richtwirkung des passiven
Antennenteils 1 und von der herrschenden Störeinstrahlung abhängig. Die minimal notwendige
mittlere azimutale Strahlungsdichte Sam für ein Signal-Störverhältnis = 1 lautet dann:
und steigt mit 1/η an, wenn Dam(f) durch Dam(f).η zu ersetzen ist.
Unter Berücksichtigung der vom Fahrzeug selbst ausgehenden Störstrahlung kann die Auswahl
einer für eine erfindungsgemäße Antenne geeigneten passiven Antennenteils 1 als am Fahrzeug
befindliche Struktur in Verbindung mit der in Gleichung (1) angegebenen und im folgenden nä
her diskutierten Bedingung für RA(f) deshalb treffsicher dadurch erfolgen, dass das Verhältnis
TA/Dam(f) für den Übertragungsfrequenzbereich als hinreichend groß festgestellt wird.
In Fig. 18a und 18b sind beispielhaft Antennenkonfigurationen möglicher passiver Antennenteile
1 aktiver Antennen nach der Erfindung angegeben. An den Anschlussstellen 18 liegen die in der
komplexen Impedanzebene in Fig. 18c dargestellten Impedanzverläufe ZA(f) in Abhängigkeit von
der Frequenz vor. Der im linken Randbereich des Diagramms durch Schraffur gekennzeichnete
Bereich ist einseitig durch den Wert RAmin = const. berandet. Impedanzverläufe, die außerhalb des
so gekennzeichneten Bereich verlaufen, erfüllen somit die gemäß Gleichung (1) vorgegebene
Bedingung des vernachlässigbaren Rauschens des Feldeffekttransistors 2 bei Vorliegen einer
bestimmten Störeinstrahlung gemäß TA. Das Diagramm zeigt überzeugend den Vorteil einer er
findungsgemäßen aktiven Antenne gegenüber einer aktiven Antenne gemäß Fig. 2b nach dem
Stand der Technik, der darin liegt, dass ohne eingangsseitige Anpassungsmittel sämtliche Anten
nenstrukturen diese Bedingung ohne eingangsseitige Transformationsmittel erfüllen. In der
Fig. 18c sind die Realteile der in Fig. 18a und b dargestellten passiven Antennenteile 1 über
der Frequenz von 76 bis 108 MHz aufgetragen. Der Frequenzverlauf des Realteils der erfin
dungsgemäß zu gestaltenden Eingangsadmittanz 7 am Eingang der verlustarmen Filterschaltung
3 ist deshalb jeweils invertiert zu den in Fig. 18d dargestellten Kurvenverläufen nach Gesichts
punkten wie sie im Zusammenhang mit den Gleichungen (3) und (8) erörtert wurden, zu gestal
ten.
Bei der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung 21 besteht naturgemäß aufgrund möglicher
nichtlinearer Effekte, wie Intermodulation, auch eine obere Grenze für die Größe der am Eingang
wirksamen tolerierbaren Spannung, welche sich im Empfangsfeld über die wirksame Länge le
ergibt. Die maximal tolerierbare Spannung kann durch Auswahl eines geeigneten Feldeffekttran
sistors 2 und durch Wahl eines geeigneten Arbeitspunkts sowie durch andere an sich bekannte
Schaltungsmaßnahmen gesteigert werden. Gleichung (6) kann erfindungsgemäß einem maximal
tolerierbaren azimutalen Mittelwert lem bei bekanntem azimutalen Richtfaktor Dam(f) ein maximal
tolerierbarer Wirkanteil RAmax zugeordnet werden. Der für die Dimensionierung unzulässige
Wertebereich mit RA < RAmax ist in den Fig. 18c und 18d ebenfalls schraffiert gekennzeichnet.
Die Strahlungswiderstände RA der Impedanzwerte besonders günstiger Strukturen für die Ver
wendung als passiver Antennenteil 1 befinden sich demnach außerhalb des schraffierten Werte
bereichs mit RAmin < RA < RAmax.
In einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung wird eine vorgegebene Antennen
struktur durch Verwendung eines verlustarmen Übertragers mit dem Übersetzungsverhältnis ü,
wie in Fig. 11 angegeben, ergänzt, welcher zusammen mit der Antennenstruktur - z. B. einem
Heizfeld auf der Fensterscheibe - den passiven Antennenteil 1 bildet. Das breitbandige Überset
zungsverhältnis wird vorteilhaft derart gewählt, dass die am Ausgang des Übertragers messbare
Impedanz mit ihrem Realteil im Wertebereich mit RAmin < RA < RAmax platziert ist. Hierbei ist es
günstig, die Primärinduktivität hinreichend hochohmig zu gestalten.
Die Linearitätsforderung wird durch eine hinreichend große Gegenkopplung, durch die in der
Sourceleitung befindliche Eingangsadmittanz 7 erfüllt. Dies erfordert eine im Übertragungsbe
reich vergleichsweise niedrige Gegenkopplung, welche gemäß der Verstärkungsforderung z. B.
entsprechend Gleichung (8) dimensioniert ist, die jedoch außerhalb des Übertragungsbereichs so
groß wie möglich ist. In einer vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung werden zur Realisierung
solcher verlustarmer Filterschaltungen 3 bevorzugt T-Halbfilter oder T-Filter bzw. Kettenschal
tungen solcher Filter eingesetzt. Solche Filter sind in ihrer Grundstruktur in den Figuren darge
stellt. Zur Entsprechung eines komplizierteren Frequenzverlaufs des G(f) können die Einzelele
mente durch weitere Blindelemente ergänzt werden. Im Interesse der eingangsseitigen Hoch
ohmigkeit und der Sperrwirkung im Sperrbereich ist es zweckmäßig, Serien- bzw. Parallelzweig
jeweils aus einer Kombination von Blindwiderständen derart zu bilden, dass sowohl der Abso
lutwert eines Blindwiderstands im Serienzweig 28 als auch der Absolutwert eines Blindleitwerts
im Parallelzweig 29 jeweils innerhalb eines Übertragungsfrequenzbereichs hinreichend klein und
außerhalb eines solchen hinreichend groß ist (Fig. 6b).
In einer weiteren vorteilhaften Anwendung der Erfindung wird vorgeschlagen, für verschiedene
charakteristische Verläufe von G(f) entsprechende Grundstrukturen für verlustarme Filterschal
tungen 3 mit zunächst unbekannten Werten für die Blindelemente in einem modernen Digital
rechner abzulegen und sowohl die Impedanz ZA des passiven Antennenteils 1 messtechnisch als
auch den azimutalen Mittelwert Dam des Richtfaktors messtechnisch oder rechnerisch zu ermit
teln und ebenfalls im Digitalrechner abzulegen. Der somit anhand von Gleichung (8) ermittelte
Frequenzverlauf von G(f) ermöglicht die anschließende konkrete Ermittlung der Blindelemente
der verlustarmen Filterschaltung 3 für eine geeignet ausgewählte Filtergrundstruktur mit Hilfe
bekannter Strategien der Variationsrechnung für die vorgegebene Verstärkung V der aktiven
Antenne.
Insbesondere bei solchen Antennensystemen, bei denen mehrere Antennen gebildet sind, wie
z. B. bei Antennendiversitysystemen, Gruppenantennenanlagen oder Mehrbereichsantennenanla
gen, ist es in einer vorteihaften Weiterbildung der Erfindung hilfreich, wie in Fig. 3b angegeben,
die Verstärkereinheit 11 als aktive Ausgangsstufe der Verstärkerschaltung 21 zu gestalten. Diese
kann mit einem Ausgangswiderstand gleich dem Wellenwiderstand ZL üblicher Koaxialleitungen
versehen werden. Der wirksame Wirkwiderstand 5 wird dabei durch die Eingangsimpedanz der
Verstärkereinheit 11 gebildet. G(f) ist sinngemäß nach den o. g. Ausführungen mit Hilfe einer mit
dieser Impedanz abgeschlossenen verlustarmen Filterschaltung 3 zu gestalten.
Um eine Vergrösserung der inneren Steilheit und damit besondere Linearitätseigenschaften des
Feldeffekttransistors 2 zu erreichen, kann in einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung der Er
findung, wie in Fig. 4 gezeigt, ein erweiterter Feldeffekttransistor 2 mit Hilfe eines Eingangs-
Feldeffekttransistors 13 und eines von dessen Source angesteuerten Bipolartransistor 14 in
Emitterfolgerschaltung gestaltet werden.
Bei der Verwendung einer Antenne nach der Erfindung als eine aktive Fensterscheibenantenne
ist es auf vorteilhafte Weise möglich, wie in Fig. 5 gezeigt, die Verstärkerschaltung 21 im sehr
schmalen Randbereich des Fahrzeugfensters unsichtbar unterzubringen. Deshalb ist es wün
schenswert, den an der Anschlussstelle 18 anzubringenden Teil miniaturisiert auszuführen und
nur die dort funktionell notwendigen Teile der Verstärkerschaltung 21 anzubringen. Die weiteren
Teile der verlustarmen Filterschaltung 3 sind abgesetzt platziert und über die Hochfrequenzlei
tung 10 angeschaltet.
In einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung wird die aktive Antenne als Mehrbe
reichsantenne für mehrere Frequenzbereiche ausgeführt. Hierfür sind in Fig. 6a für die Frequenz
bereiche UKW-Hörrundfunk sowie VHF- und UHF-Fernsehrundfunk die prinzipiellen Fre
quenzverläufe von Blindwiderständen X1, X3 bzw. des Blindleitwerts B2 einer T-Filteranordnung
der in Fig. 6b angegebenen verlustarmen Filterschaltung 3 beispielhaft angegeben. Die T-
Filterkonfiguration stellt hierbei die eingangsseitige Hochohmigkeit der verlustarmen Filterschal
tung 3 zur Erreichung einer hinreichend großen Gegenkopplung des Feldeffekttransistors 2 in
den Sperrbereichen sicher.
Die Schaffung mehrerer Frequenzbereiche kann in einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung der
Erfindung anhand getrennter Übertragungswege für die betreffenden Übertragungsfrequenzbän
dern erfolgen. Hierbei werden, wie in Fig. 7 gezeigt, zur Gestaltung von mehreren Übertragungs
frequenzbändern mehrere Bipolartransistoren 14 zur Erweiterung des Feldeffekttransistors 2 ein
gesetzt, deren Basiselektroden an die Source-Elektrode des Eingangs-Feldeffekttransistors 13
angeschlossen sind und welche jeweils in Emitterfolger-Schaltung mit dem Eingang einer ge
trennten verlustarmen Filterschaltung 3 zur Bildung getrennter Übertragungswege für die betref
fenden Frequenzbänder verbunden sind.
Zur Kompensation von Effekten der Nichtlinearität geradzahliger Ordnung und der daraus resul
tierenden Interband-Frequenzkonversionen in der Verstärkerschaltung 21 wird in einer weiteren
vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung gemäß Fig. 8 neben dem Feldeffekttransistor 2 ein
weiterer Feldeffekttransistor 17 mit gleichen elektrischen Eigenschaften eingesetzt. Hierbei wer
den die Eingangsanschlüsse der Verstärkerschaltung 21 durch die beiden Steueranschlüsse der
Feldeffekttransistoren 15 und 16 gebildet und der Eingang der verlustarmen Filterschaltung 3 mit
den Source-Anschlüssen 19a und 19b verbunden. Ein Umsymmetrierglied 20 in der verlustarmen
Filterschaltung 3 dient zur Umsymmetrierung der hochfrequenten Empfangssignale 8. Eine sol
che Schaltung kann, wie in Fig. 17, vorteilhaft ebenso an eine Anschlussstelle 18 mit zwei gegen
Masse Spannung führenden Anschlüssen angeschlossen werden.
In einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung werden die Maßnahmen zur Unter
drückung der nichtlinearen Effekte gemäß der für Fig. 8 gegebenen Erläuterungen und der Schaf
fung getrennter Übertragungswege gemäß der für Fig. 7 gegebenen Erläuterungen wie in Fig. 9
kombiniert. Die Gestaltung getrennter frequenzselektiver Übertragungswege kann vorteilhaft,
wie in Fig. 12 angedeutet, auch anhand von Signalverzweigungen in der verlustarmen Filter
schaltung 3 zur frequenzselektiven Auskopplung von hochfrequenten Empfangssignalen 8 für
unterschiedliche Übertragungsfrequenzbänder an mehreren Ausgängen gestaltet werden.
In einer besonders vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung ist die vorliegende aktive Antenne
in einer Antennenanlage mehrfach verwendet, deren passive Antennenteile 1 mit frequenzabhän
gigen und in Bezug auf einfallende Wellen nach Betrag und oder nur in Phase unterschiedlichen
Richtdiagrammen der effektiven Längen le besitzen, welche jedoch in elektromagnetischer
Strahlungskopplung zueinander stehen und zusammen eine passive Antennenanordnung 27 mit
mehreren Anschlussstellen 18 bilden. Erfindungsgemäß ist dabei jede jeweils mit einer erfin
dungsgemäßen Verstärkerschaltung 21 beschaltet, so dass durch die Auskopplung der hochfre
quenten Empfangssignale 8 an den passiven Antennenteilen 1 keine merkliche gegenseitige Be
einflussung der Empfangsspannungen gegeben ist. Eine solche Antennenanordnung ist ganz all
gemein in Fig. 13 dargestellt. Die am Ausgang der Verstärkerschaltung 21 vorliegenden Emp
fangssignale 8 werden z. B. zur Gestaltung einer Gruppenantennenanordnung mit vorgegebenen
Empfangseigenschaften hinsichtlich Richtwirkung und Antennengewinn ohne Rückwirkung auf
die an den passiven Antennenteilen 1 anliegenden hochfrequenten Empfangssignale 8 in einem
hierfür vorhandenen Antennencombiner 22 nach Betrag und Phase überlagert.
Die Effizienz von Antennendiversitysystemen wird von der Anzahl der verfügbaren, voneinander
diversitätsmäßig unabhängiger Antennensignale geprägt. Diese Unabhängigkeit drückt sich im
Korrelationsfaktor zwischen den in einem Rayleigh-Wellenfeld während der Fahrt auftretenden
Empfangsspannungen auf. In einer besonders vorteilhaften Weiterbildung der Erfindung sind
mehrere aktive Empfangsantennen nach der Erfindung in einer Antennendiversityanlage für
Fahrzeuge verwendet, wobei die passiven Antennenteile 1 derart gewählt sind, dass ihre in einem
Rayleigh-Empfangsfeld im Leerlauf an den Anschlussstellen 18 vorliegenden Empfangssignale
E.le diversitätsmäßig möglichst unabhängig voneinander sind. Solche Systeme, bei denen die
Anschlussstellen 18 unter diesem Gesichtspunkt und unter Berücksichtigung von fahrzeugtechni
schen Aspekten gewählt sind, sind beispielhaft in den Fig. 15a und 15b dargestellt. Aufgrund
der zwischen den Anschlussstellen 18 bestehenden elektromagnetischen Strahlungskopplungen
trifft diese Unabhängikeit dann nur für die im Leerlauf betriebenen Anschlussstellen 18 zu.
Durch Beschaltung der Anschlussstellen 18 mit den erfindungsgemäßen Verstärkerschaltungen
21 werden aufgrund von deren vernachlässigbar kleinen kapazitivem Eingangsleitwert die hoch
frequenten Empfangssignale 8 rückwirkungsfrei an den Antennenausgängen abgegriffen. Die
diversitätsmäßige Unabhängigkeit der Empfangssignale an den Anschlussstellen 18 wird somit
durch diese Maßnahme in vorteilhafter Weise nicht beeinflusst und diese Unabhängigkeit besteht
folglich in gleicher Weise für die Empfangssignale 8 an den Antennenausgängen. Somit stehen
an den Antennenausgängen voneinander unabhängige Empfangssignale 8 zur Auswahl in einem
Scanningdiversity-System bzw. zur Weiterverarbeitung in einem der weiteren bekannten Diver
sityverfahren zur Verfügung.
Im Gegensatz hierzu würde die Beschaltung der Anschlussstelle 18 mit einer Transformations
schaltung nach dem Stand der Technik gemaß Fig. 2b über die an der Anschlussstelle 18 fließen
den Ströme eine Abhängigkeit der Antennensignale am Antennenausgang verursachen. Dieser
Zusammenhang wird im folgenden für einen passiven Antennenteil 1 mit zwei Anschlussstellen
18 näher erläutert:
Sind U01 und U02 die Leerlaufspannungsamplituden an den Anschlussstellen 18 einer passiven Antennenanordnung 27 im Empfangsfeld und Z11, Z22 die dort gemessenen Antennenimpedan zen und ist ferner Z12 die Wechselwirkungsimpedanz aufgrund der Verkopplung der Anschluss stelle 18 und sind Y1 und Y2 die Eingangsadmittanzen der Verstärker, mit denen die Anschluss stelle 18 belastet sind, so ergibt sich für die unter dieser Belastung auftretenden Spannungsam plituden an den Anschlussstellen 18 folgende Beziehung:
Sind U01 und U02 die Leerlaufspannungsamplituden an den Anschlussstellen 18 einer passiven Antennenanordnung 27 im Empfangsfeld und Z11, Z22 die dort gemessenen Antennenimpedan zen und ist ferner Z12 die Wechselwirkungsimpedanz aufgrund der Verkopplung der Anschluss stelle 18 und sind Y1 und Y2 die Eingangsadmittanzen der Verstärker, mit denen die Anschluss stelle 18 belastet sind, so ergibt sich für die unter dieser Belastung auftretenden Spannungsam plituden an den Anschlussstellen 18 folgende Beziehung:
Der Korrelationsfaktor zwischen den Spannungsamplituden U1 und U2 und somit auch zwischen
den Antennenausgangsspannungen ergibt sich mit Hilfe der zeitlichen Mittelwerte der Spannun
gen U1 und U2 zu:
Für den hier vorausgesetzten Fall ergeben sich bei einer Fahrt im Rayleigh-Empfangsfeld von
einander unabhängige Leerlauf-Empfangsspannungsamplituden U10 und U20. Dies drückt sich
durch einen verschwindenden Korrelationsfaktor aus, d. h.:
Sind die Eingangsadmittanzen der Verstärker, mit denen die Anschlussstellen 18 belastet sind
erfindungsgemäß vernachlässigbar klein, d. h. Y1 = 0 und Y2 = 0, dann ergeben sich die Spannun
gen U1 und U2 aus Gleichung (11) wie folgt:
Die mit der Zahl 0 besetzten Wechselwirkungen in der Einheitsmatrix in Gleichung (13) zeigen,
dass die in Gleichung (13) beschriebene verschwindende Dekorrelation in den Spannungen U1
und U2 bei einer Verstärkerschaltung 21 nach der Erfindung erhalten bleibt. Die Auswertung von
Gleichung (11) dagegen ergibt eine Verknüpfung der beiden Leerlaufspannungen über die Wech
selwirkungsparameter Z12.Y2 bzw. Z12.Y1 mit den jeweiligen Spannungen bei Belastung,
denn es gilt dann:
U1 = (1 - Z22.Y2).U10 + Z12.Y2.U20
bzw.
U2 = (1 - Z11.Y1).U20 + Z12.Y1.U10 (15)
Es ist offensichtlich, dass bei nicht verschwindender Verkopplung der Anschlussstellen 18, d. h.
nicht verschwindendem Z12, der Korrelationsfaktor nur dann verschwindet, wenn Y1 = Y2 = 0
beträgt.
Andererseits zeigen die vorangegangenen Betrachtungen, dass bei bestehender gegenseitiger
Abhängigkeit der Leerlaufspannungen U10 und U20, dass spezielle Werte für Y1 und Y2 gefun
den werden können, welche über die in Gleichung (15) beschriebene Transformation die gegen
seitige Abhängigkeit in den Verstärkereingangsspannungen U1 und U2 reduzieren oder ver
schwinden lassen. In einer vorteilhaften Weiterbildung der Erfindung ist es deshalb, wie in Fig.
15 angedeutet, vorgesehen, die passive Antennenanordnung 27 an ihren Anschlussstellen 18
durch hierfür geeignete Leitwerte - vorzugsweise aus Gründen der Empfindlichkeit-Blindleit
werte 23 derart zu beschalten, dass die Korrelation zwischen den Spannungen an den Anschluss
stellen 18 im Interesse einer größeren Diversityeffizienz kleiner wird. Aktive Antennen nach der
Erfindung besitzen dabei den entscheidenden Vorteil, dass die Festlegung solcher geeigneter
Blindelemente weitgehend unabhängig von Empfindlichkeitsbetrachtungen getroffen werden
kann. Denn für die sich dabei an den verschiedenen Anschlussstellen 18 ergebenden Strahlungs
widerstände RA(f) ist jeweils kein genauer Abgleich erforderlich, sondern es ist lediglich zu for
dern, dass sie dem in Fig. 18 beschriebenen zulässigen Wertebereich angehören.
0
Masse
1
Passiver Antennenteil
2
Feldeffekttransistor
3
Verlustarme Filterschaltung
4
Ausgang
5
wirksame Wirkwiderstand
6
Eingang
7
Eingangsadmittanz
8
Hochfrequentes Empfangssignal
9
Lastwiderstand
10
Hochfrequenzleitung
11
Verstärkereinheit
12
Emitteranschluß
13
Eingangs-Feldeffekttransistor
14
Bipolartransistor
15
,
16
Steueranschluß
17
Weiterer Feldeffekttransistor
18
Anschlussstelle
19
Source-Anschluß
20
Umsymmetrierglied
21
Verstärkerschaltung
22
Antennencombiner
23
Blindleitwert
24
Übertrager
25
Elektronischer Umschalter
26
Ersatzlastwiderstand
27
passive Antennenanordnung
28
Serienzweig
29
Parallelzweig
30
Linearisierungswiderstand
Fv
Fv
Rauschzahl
G Wirkleitwert
le effektive Länge
λ Wellenlänge
k Boltzmannkonstante
Z0
G Wirkleitwert
le effektive Länge
λ Wellenlänge
k Boltzmannkonstante
Z0
Wellenwiderstand des freien Raums
B Messbandbreite
B Messbandbreite
Claims (23)
1. Aktive Breitbandempfangsantenne, bestehend aus einem passiven Antennenteil (1) mit einer fre
quenzabhängigen effektive Länge le, dessen Ausgangsanschlüsse mit den Eingangsanschlüssen
einer Verstärkerschaltung (21) verbunden sind,
dadurch gekennzeichnet, dass
die Verstärkerschaltung (21) aus einem Feldeffekttransistor (2) und einer verlustarmen Filter
schaltung (3) mit einer Eingangsadmittanz (7) besteht und die verlustarme Filterschaltung (3) an
ihrem Eingang (6) an den Source-Anschluß des Feldeffekttransistors (2) angeschlossen ist und an
ihrem Ausgang (4) das hochfrequente Empfangssignal (8) ausgekoppelt ist, und die verlustarme
Filterschaltung (3) mit einem an ihrem Ausgang (4) wirksamen Wirkwiderstand (5) belastet ist
und die Blindelemente der verlustarmen Filterschaltung (3) derart gewählt sind, dass die Fre
quenzabhängigkeit des Realteils G der am Eingang (6) der verlustarmen Filterschaltung (3) wirk
samen Eingangsadmittanz (7) derart eingestellt ist, dass bei geforderter Empfangsleistung der
durch die frequenzabhängige effektive Länge le des passiven Antennenteils (1) bedingte Fre
quenzgang im hochfrequenten Empfangssignal (8) innerhalb eines breiten Frequenzbandes nach
frei gewählten Gesichtspunkten gestaltet ist und der Betrag der am Eingang (6) der verlustarmen
Filterschaltung (3) wirksamen Eingangsadmittanz (7) außerhalb dieses Frequenzbandes zur Ver
meidung von nichtlinearen Effekten im Sperrfrequenzbereich hinreichend klein ist (Fig. 1).
2. Aktive Breitbandempfangsantenne für die Verwendung oberhalb 30 MHz nach Anspruch 1
dadurch gekennzeichnet, dass
der Feldeffekttransistor (2) eine in ihrer Wirkung vernachlässigbare Parallelrauschstromquelle ir,
eine sehr kleine Gate-Drain-Kapazität C1 und eine sehr kleine Gate-Source-Kapazität C2 und ein
vernachlässigbares 1/f-Rauschen aufweist und seine minimale Rauschtemperatur TN0 bei Rau
schanpassung wesentlich kleiner ist als die Umgebungstemperatur T0 (Fig. 2).
3. Aktive Breitbandempfangsantenne nach Anspruch 2
dadurch gekennzeichnet, dass
der am Ausgang (4) der verlustarmen Filterschaltung (3) wirksame Wirkleitwert (5) durch den
Eingangswiderstand einer an ihrem Ende mit dem Lastwiderstand (9) belasteten Hochfrequenz
leitung (10) gestaltet ist und der Lastwiderstand (9) durch die Eingangsimpedanz einer weiterfüh
renden Verstärkereinheit (11) mit der Rauschzahl Fv gebildet ist und der Realteil G der am Ein
gang (6) der verlustarmen Filterschaltung (3) wirksamen Admittanz (7) hinreichend groß gewählt
ist, dass der Rauschbeitrag der Verstärkereinheit (11) kleiner ist als der Rauschbeitrag des Fel
deffekttransistors (2) (Fig. 3a).
4. Aktive Breitbandempfangsantenne nach einem der Ansprüche 1 bis 3
dadurch gekennzeichnet, dass
der Feldeffekttransistor (2) als erweiterter Feldeffekttransistor gestaltet ist, bestehend aus einem
Eingangs-Feldeffekttransistor (13), von dessen Source der Bipolartransistor (14) in Emitterfol
gerschaltung angesteuert ist und durch dessen Emitteranschluß (12) die Sourceelektrode des
erweiterten Feldeffekttransistors (2) gebildet ist (Fig. 4).
5. Aktive Breitbandempfangsantenne für den UKW-Rundfunkempfang im Auto nach einem der
Ansprüche 1 bis 4
dadurch gekennzeichnet, dass
der passive Antennenteil (1) durch eine auf einen dielektrischen Träger, wie z. B. eine Fenster
scheibe oder einen Kunststoffträger, gedruckte Leiterstruktur gestaltet und die verlustarme Filter
schaltung (3) als Bandpaß mit Durchlaß im UKW-Frequenzbereich und hochohmiger Ein
gangsimpedanz außerhalb des UKW-Frequenzbereichs ausgeführt ist (Fig. 1).
6. Aktive Breitbandempfangsantenne nach einem der Ansprüche 1 bis 5
dadurch gekennzeichnet, dass
zum Zwecke der räumlichen Abtrennung eines miniaturisiert ausgeführten Frontends der aktiven
Antenne in der verlustarmen Filterschaltung (3) eine Hochfrequenzleitung (10) als ein die wirk
same Admittanz (7) frequenzabhängig transformierendes Element enthalten ist (Fig. 5).
7. Aktive Breitbandempfangsantenne nach einem der Ansprüche 1 bis 6
dadurch gekennzeichnet, dass
zur Gestaltung von mehreren Übertragungsfrequenzbändern die Frequenzabhängigkeit des
Wirkleitwerts G der wirksamen Eingangsadmittanz (7) der verlustarmen Filterschaltung (3) der
art gestaltet ist, dass der Frequenzgang im hochfrequenten Empfangssignal (8) innerhalb jedes
der Frequenzbänder breitbandig weitgehend kompensiert ist und der Betrag der am Eingang (6)
der verlustarmen Filterschaltung (3) wirksamen Eingangsadmittanz (7) außerhalb dieser Fre
quenzbänder hinreichend klein ist (Fig. 6a).
8. Aktive Breitbandempfangsantenne nach einem der Ansprüche 1 bis 6
dadurch gekennzeichnet, dass
zur Gestaltung von mehreren Übertragungsfrequenzbändern mehrere Bipolartransistoren (14) zur
Erweiterung des Feldeffekttransistors (2) vorhanden sind, deren Basiselektroden an die Source-
Elektrode des Eingangs-Feldeffekttransistors (13) angeschlossen sind und welche jeweils in
Emitterfolger-Schaltung mit dem Eingang einer verlustarmen Filterschaltung (3) zur Bildung
getrennter Übertragungswege für die betreffenden Frequenzbänder verbunden sind (Fig. 7).
9. Aktive Breitbandempfangsantenne nach einem der Ansprüche 1 bis 8
dadurch gekennzeichnet, dass
zur Kompensation von Effekten der Nichtlinearität geradzahliger Ordnung und der daraus resul
tierenden Interband-Frequenzkonversionen in der Verstärkerschaltung (21) neben dem Feldef
fekttransistor (2) ein weiterer Feldeffekttransistor (17) mit gleichen elektrischen Eigenschaften
vorhanden ist und die Eingangsanschlüsse der Verstärkerschaltung (21) durch die beiden Steuer
anschlüsse der Feldeffekttransistoren (15, 16) gebildet sind und der Eingang der verlustarmen
Filterschaltung (3) mit den Source-Anschlüssen (19a und 19b) verbunden ist und in der verlustarmen
Filterschaltung (3) ein Umsymmetrierglied (20) zur Umsymmetrierung der hochfre
quenten Empfangssignale (8) vorhanden ist (Figur (8).
10. Aktive Breitbandempfangsantenne nach Anspruch 8 in Kombination mit Anspruch 9
dadurch gekennzeichnet, dass
für die Verstärkerschaltung (21) in Anspruch 9 zur Gestaltung von mehreren Übertragungsfre
quenzbändern für die betreffenden Frequenzbänder getrennte Übertragungswege gemäß An
spruch 8 gestaltet sind (Fig. 9).
11. Aktive Breitbandempfangsantenne nach einem der Ansprüche 7 bis 10
dadurch gekennzeichnet, dass
die verlustarme Filterschaltung (3) als T-Halbfilter oder T-Filter bzw. als Kettenschaltung sol
cher Filter gestaltet ist, dessen bzw. deren Serien- bzw. Parallelzweig jeweils aus einer Kombi
nation von Blindwiderständen derart gebildet ist, dass sowohl der Absolutwert eines Blindwider
stands im Serienzweig (28) als auch der Absolutwert eines Blindleitwerts im Parallelzweig (29)
jeweils innerhalb eines Übertragungsfrequenzbereichs hinreichend klein und außerhalb eines
solchen hinreichend groß ist (Fig. 6b).
12. Aktive Breitbandempfangsantenne nach einem der Ansprüche 1 bis 11
dadurch gekennzeichnet, dass
zwischen dem Source-Anschluß des Feldeffekttransistors (2) und dem Eingangsanschluß der
Filterschaltung (3) ein ohmscher Linearisierungswiderstand (30), dessen Widerstandswert kleiner
als der äquivalente Rauschwiderstand Rä des Feldeffekttransistors (2) ist, zur weiteren Erhöhung
der Linearität geschaltet ist (Fig. 10).
13. Aktive Breitbandempfangsantenne nach einem der Ansprüche 1 bis 12
dadurch gekennzeichnet, dass
zur breitbandigen Schaffung günstiger Übertragungsverhältnisse in der Filterschaltung (3) ein
Übertrager (24) mit geeignetem Übersetzungsverhältnis ü vorhanden ist (Fig. 10).
14. Aktive Breitbandempfangsantenne nach einem der Ansprüche 1 bis 3
dadurch gekennzeichnet, dass
zur breitbandigen Erhöhung der effektiven Länge le des passiven Antennenteils (1) zwischen
dessen Anschlussstelle (18) und dem Eingang der Verstärkerschaltung (21) ein Übertrager (24)
mit hinreichend hochohmiger Primärinduktivität und geeignet gewähltem Übersetzungsverhält
nis vorhanden ist (Fig. 11).
15. Aktive Breitbandempfangsantenne nach einem der Ansprüche 1 bis 14
dadurch gekennzeichnet, dass
in der verlustarmen Filterschaltung (3) anhand von Signalverzweigungen frequenzselektive
Übertragungswege zur frequenzselektiven Auskopplung von hochfrequenten Empfangssignalen
(8) für unterschiedliche Übertragungsfrequenzbänder an mehreren Ausgängen gestaltet sind (Fig.
12).
16. Aktive Breitbandempfangsantenne nach einem der Ansprüche 1 bis 15
dadurch gekennzeichnet, dass
mehrere passive Antennenteile (1) mit frequenzabhängigen und in Bezug auf einfallende Wellen
nach Betrag und Phase unterschiedlichen Richtdiagrammen der effektiven Längen le vorhanden
sind, welche in elektromagnetischer Strahlungskopplung zueinander stehen und zusammen eine
passive Antennenanordnung (27) mit mehreren Anschlussstellen (18) bilden, von denen jede
jeweils mit einer Verstärkerschaltung (21) gemäß den Ansprüchen 1 bis 12 beschaltet ist, so dass
durch die Auskopplung der hochfrequenten Empfangssignale (8) an den passiven Antennenteilen
(1) keine merkliche gegenseitige Beeinflussung der Empfangsspannungen gegeben ist (Fig. 13).
17. Aktive Breitbandempfangsantenne nach einem der Ansprüche 1 bis 16
dadurch gekennzeichnet, dass
die am Ausgang der Verstärkerschaltung (21) vorliegenden Empfangssignale (8) zur Gestaltung
einer Gruppenantennenanordnung mit vorgegebenen Empfangseigenschaften hinsichtlich Richtwirkung
und Antennengewinn ohne Rückwirkung auf die an den passiven Antennenteilen (1)
anliegenden hochfrequenten Empfangssignale (8) in einem hierfür vorhandenen Antennencom
biner (22) nach Betrag und Phase überlagert sind (Fig. 13).
18. Aktive Breitbandempfangsantenne nach Anspruch 16
dadurch gekennzeichnet, dass
die aktiven Empfangsantennen in einer Antennendiversityanlage für Fahrzeuge verwendet sind
und die passiven Antennenteile (1) derart gewählt sind, dass ihre in einem Rayleigh-Empfangs
feld vorliegenden Empfangssignale diversitätsmäßig möglichst unabhängig voneinander sind und
die hochfrequenten Empfangssignale (8) rückwirkungsfrei, d. h. ohne die diversitätsmäßige Un
abhängigkeit der Empfangssignale zu beeinflussen, zur Auswahl in einem Scanningdiversity-
System bzw. zur Weiterverarbeitung in einem der weiteren bekannten Diversityverfahren zur
Verfügung gestellt sind (Fig. 14).
19. Aktive Breitbandempfangsantenne nach Anspruch 18
dadurch gekennzeichnet, dass
zur Verbesserung der diversitätsmäßigen Unabhängigkeit der Empfangssignale der passiven
Antennenteile (1) deren Anschlußstellen (18) mit hierfür gesondert ermittelten Blindleitwerten
(23) parallel zum Eingang der Verstärkerschaltung (21) belastet sind (Fig. 16).
20. Aktive Breitbandempfangsantenne nach einem der Ansprüche 17 und 18
dadurch gekennzeichnet, dass
die passive Antennenanordnung (27) als Leiterstrukturen auf einem in die Aussparung einer lei
tenden Fahrzeugkarosserie eingebrachten Kunststoffträgers oder auf der Fensterscheibe eines
Fahrzeugs z. B. in Form von einem oder mehreren Heizfeldern oder/und von der Heizung ge
trennte Leiterstrukturen vorhanden sind und an diesen Leiterstrukturen mehrere Anschlussstellen
(18) zur Ausbildung passiver Antennenteile (1) zum Anschluss von Verstärkerschaltungen (21)
vorhanden sind (Fig. 15a, b).
21. Aktive Breitbandempfangsantenne nach einem der Ansprüche 17 bis 20
dadurch gekennzeichnet, dass
die passive Antennenanordnung (27) als eine im wesentlichen zusammenhängende, zur Unter
drückung der Strahlungstransmission im Infrarotbereich aufgebrachte leitende Fläche mit hinrei
chend kleinem Oberflächenwiderstand auf der Fensterscheibe eines Autos gestaltet ist und zur
Auskopplung von Empfangssignalen am nicht mit der leitenden Karosserie verbundenen Rand
der leitenden Fläche geeignet positionierte Anschlussstellen (18) mit Verstärkerschaltungen (21)
gebildet sind, deren hochfrequente Empfangssignale (8) über Hochfrequenzleitungen (10) zur
Gestaltung einer Richtantenne einem Antennencombiner (22) bzw. zur Gestaltung einer Scan
ning-Diversity-Anlage einem elektronischen Umschalter (25), oder zur Gestaltung einer nach
einem beliebigen anderen Verfahren arbeitenden Diversityanordnung zugeführt ist.
22. Aktive Breitbandempfangsantenne nach einem der Ansprüche 1 bis 21
dadurch gekennzeichnet, dass
der passive Antennenteil aus einem ursprünglich nicht für die Nutzung als Antenne vorgesehe
nem Fahrzeugteil abgeleitet ist und in seiner Gestaltung nur wenig veränderbar ist und an diesem
Element eine Anschlußstelle (18) zur Bildung eines passiven Antennenteils (1) gebildet ist und
für die im Nutzfrequenzbereich zutreffende Polarisation und Elevation einer einfallenden Welle
ein bestimmter azimutaler Mittelwert Dm des Richtfaktors festgestellt ist und der Realteil RA der
Impedanz ZA des passiven Antennenteils (1) im Übertragungsfrequenzbereich im Bereich zwi
schen RAmin und einem Maximalwert RAmax gegeben ist (Fig. 18).
23. Aktive Breitbandempfangsantenne nach einem der Ansprüche 1 bis 22
dadurch gekennzeichnet, dass
ein moderner Digitalrechner vorhanden ist und sowohl die Impedanz ZA des passiven Antennen
teils (1) messtechnisch oder rechnerisch erfasst als auch der messtechnisch oder rechnerisch be
stimmte azimutale Mittelwert Dm des Richtfaktors im Digitalrechner abgelegt sind und in wel
chem für verschiedene charakteristische mögliche Frequenzverläufe von Antennenimpedanzen
hierfür geeignete Grundstrukturen für verlustarme Filterschaltungen (3) im Digitalrechner abge
legt sind und mit Hilfe bekannter Strategien der Variationsrechnung die Blindelemente der verlustarmen
Filterschaltung (3) für einen vorgegebenen mittleren Gewinn der aktiven Antenne er
mittelt sind.
Priority Applications (5)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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