CN1943120A - 发送调制装置、通信设备以及移动无线设备 - Google Patents
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- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 title claims abstract description 94
- 238000004891 communication Methods 0.000 title claims description 17
- 230000001934 delay Effects 0.000 claims description 7
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 21
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 description 13
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 12
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 10
- 230000001052 transient effect Effects 0.000 description 8
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 7
- 238000012546 transfer Methods 0.000 description 6
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 5
- 238000000034 method Methods 0.000 description 4
- 238000013461 design Methods 0.000 description 3
- 238000000605 extraction Methods 0.000 description 3
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 3
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 2
- 238000012937 correction Methods 0.000 description 2
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 2
- 238000004088 simulation Methods 0.000 description 2
- 230000002194 synthesizing effect Effects 0.000 description 2
- 238000012935 Averaging Methods 0.000 description 1
- 230000002411 adverse Effects 0.000 description 1
- 239000000284 extract Substances 0.000 description 1
- 238000011835 investigation Methods 0.000 description 1
- 230000003595 spectral effect Effects 0.000 description 1
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
- H03F1/0205—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers
- H03F1/0211—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers with control of the supply voltage or current
- H03F1/0216—Continuous control
- H03F1/0222—Continuous control by using a signal derived from the input signal
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03C—MODULATION
- H03C3/00—Angle modulation
- H03C3/02—Details
- H03C3/09—Modifications of modulator for regulating the mean frequency
- H03C3/0908—Modifications of modulator for regulating the mean frequency using a phase locked loop
- H03C3/0916—Modifications of modulator for regulating the mean frequency using a phase locked loop with frequency divider or counter in the loop
- H03C3/0925—Modifications of modulator for regulating the mean frequency using a phase locked loop with frequency divider or counter in the loop applying frequency modulation at the divider in the feedback loop
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03C—MODULATION
- H03C3/00—Angle modulation
- H03C3/02—Details
- H03C3/09—Modifications of modulator for regulating the mean frequency
- H03C3/0908—Modifications of modulator for regulating the mean frequency using a phase locked loop
- H03C3/0916—Modifications of modulator for regulating the mean frequency using a phase locked loop with frequency divider or counter in the loop
- H03C3/0933—Modifications of modulator for regulating the mean frequency using a phase locked loop with frequency divider or counter in the loop using fractional frequency division in the feedback loop of the phase locked loop
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03C—MODULATION
- H03C3/00—Angle modulation
- H03C3/02—Details
- H03C3/09—Modifications of modulator for regulating the mean frequency
- H03C3/0908—Modifications of modulator for regulating the mean frequency using a phase locked loop
- H03C3/0941—Modifications of modulator for regulating the mean frequency using a phase locked loop applying frequency modulation at more than one point in the loop
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03C—MODULATION
- H03C3/00—Angle modulation
- H03C3/02—Details
- H03C3/09—Modifications of modulator for regulating the mean frequency
- H03C3/0908—Modifications of modulator for regulating the mean frequency using a phase locked loop
- H03C3/095—Modifications of modulator for regulating the mean frequency using a phase locked loop applying frequency modulation to the loop in front of the voltage controlled oscillator
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/02—Transmitters
- H04B1/04—Circuits
- H04B1/0483—Transmitters with multiple parallel paths
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
- H03F2200/331—Sigma delta modulation being used in an amplifying circuit
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Abstract
本发明提供一种利用双点调制方式的极性调制的发送调制装置，在短时间内能够完成BB相位调制信号与BB振幅调制信号的定时调整。在通过PLL电路进行双点调制的相位调制单元(10)中，设置将PLL电路变为开环的开关(17)，当通过第一延迟单元(5)校正BB相位调制信号与BB振幅调制信号的同步偏移时，断开开关(17)使PLL电路成为开环。
Description
技术领域
本发明特别涉及一种发送调制装置以及配置该发送调制装置的通信设备和移动无线设备，该装置利用PLL(Phase Locked Loop，锁相环)电路进行双点调制而生成RF相位调制信号，同时通过利用高效型的线性发送调制单元合成RF相位调制信号和振幅调制信号而进行极性调制。
背景技术
一般来讲，在设计线性发送调制单元时，需要考虑效率和线性之间的折衷关系。但是，最近提出了以下的技术(譬如，非专利文献1)：将输入信号的相位成分和振幅成分分离开来，并将振幅成分的信号波作为相位调制放大器的电源来进行相位调制信号和振幅调制信号的调制合成的极性调制，由此能够兼顾线性发送调制单元的高效性和线性。
图1是表示有关非专利文献1的利用现行的极性调制的发送调制装置的结构的方框图。也就是，图1是通过PLL电路的双点调制方式来进行极性调制的发送调制装置的电路的示例图。如图1所示，该发送调制装置包括：相位调制单元100；调制信号生成单元111；以及振幅调制单元115a。发送信号输入到调制信号生成单元111后，被分离成基带(以下简称BB)相位调制信号与BB振幅调制信号。接下来，由调制信号生成单元111输出的BB相位调制信号与BB振幅调制信号，被分别输入到相位调制单元100与振幅调制单元115a。相位调制单元100基于BB相位调制信号，对载波频率进行相位调制，并将RF相位调制信号输出。另外，振幅调制单元115a基于BB振幅调制信号，对输入的RF相位调制信号进行振幅调制，并将RF调制信号输出。
图1的相位调制单元100为了实现宽带的相位调制，具有双点调制方式的PLL电路的结构。也就是，相位调制单元100包括：PLL电路；差值-总和(Delta-Sigma)调制器106，对BB相位调制信号进行差值-总和调制，并将其作为分频比输出到分频器102；D/A变换器107，将BB相位调制信号变换成模拟电压；滤波器108，抑制D/A变换器107发生的谐波成分，并将信号输出到VCO 101的控制电压端子。其中PLL电路由以下构成：VCO(Voltagecontrolled Oscllator，电压控制振荡器)101，其振荡频率根据控制电压端子的电压而变化；分频器102，将VCO 101输出的RF相位调制信号的频率分频；相位比较器103，比较分频器102的输出信号与基准信号的相位，将对应相位差的信号输出；以及环滤波器104，将相位比较器103的输出信号进行平均化。
在此，设由VCO 101、分频器102、相位比较器103以及环滤波器104构成的PLL电路的传递函数为G(s)，则从图1的A点输入到PLL电路的BB相位调制信号Фa(s)被乘上作为低通滤波器的传递函数的G(s)。另外，从B点输入到PLL电路的BB相位调制信号Фb(s)被乘上作为高通滤波器的传递函数的1-G(s)。其中，s＝jω。
从A点输入到PLL电路的BB相位调制信号Ф(s)与从B点输入到PLL电路的BB相位调制信号Ф(s)在VCO 101的控制电压端子被相加，如下式(1)所示：
Ф(s)·G(s)+Ф(s)·[1-G(s)]＝Ф(s) (1)
也就是，传递函数G(s)的项被消除，与PLL电路的传递函数无关的RF相位调制信号从VOC 101被输出。如此，双点调制方式的PLL电路，根据PLL电路的低通特性，BB相位调制信号不受频段限制，变换成RF相位调制信号。像这样，通过进行双点调制来生成RF相位调制信号，能够实现宽带的相位调制。
经过上述操作，由相位调制单元100生成的RF相位调制信号，在振幅调制单元115a进行振幅调制。此时，BB振幅调制信号通过电源控制单元113叠加于功率放大器114的电源端子。由此，通过振幅调制单元115a的功率放大器114，包含包络线变化的RF调制信号被生成。
在此，振幅调制单元115a的功率放大器114，对RF相位调制信号通过非线性模式(开关模式)，对叠加于电源端子的BB振幅调制信号通过线性模式操作。通常，与对RF输入信号通过线性模式操作的功率放大器相比，对RF输入信号通过非线性模式(开关模式)操作的功率放大器114高效。像这样，利用极性调制时，虽然是线性调制的发送设备，但是因为使用通过高效的开关模式来进行操作的功率放大器114，所以能够实现高效且线性的发送设备。
【非专利文献1】论文″A novel EER transmitter using two-point delta-sigmamodulation scheme for WLAN and 3G applications″，IEEE MTT-S 2002.
发明内容
发明需要解决的问题
但是，由调制信号生成单元111分离并输出的BB相位调制信号与BB振幅调制信号通过功率放大器114重新被合成，如果不将来自VCO 101的RF相位调制信号与来自调制信号生成单元111的BB振幅调制信号在恰当的定时输入到振幅调制单元115a的功率放大器114，则有可能导致RF调制信号的频谱失真等的性能恶化。
而且，调整输入到功率放大器114的RF相位调制信号与BB振幅调制信号的输入定时时，通信时间会随之减少，所以最好尽量将用于该调整的时间缩短。
本发明旨在提供一种利用两点调制方式的极性调制的发送调制装置，在短时间内能够完成BB相位调制信号与BB振幅调制信号的定时调整。
解决该问题的方案
本发明的发送调制装置，通过合成由PLL电路进行双点调制而生成的RF相位调制信号与振幅调制信号来进行极性调制，并发送调制信号，采用的结构包括：延迟单元，调整输入到所述PLL电路的基带相位调制信号的输入定时；以及高阻抗化单元，将所述PLL电路等效地变为开环。
另外，本发明的发送调制装置，包括：相位调制单元，基于从发送信号提取出的基带相位调制信号来生成RF相位调制信号；以及振幅调制单元，通过将所述RF相位调制信号与从发送信号提取出的基带振幅调制信号合成来进行极性调制，并发送调制信号；其中相位调制单元采用的结构包括：PLL电路，基于所述基带相位调制信号进行双点调制，并生成所述RF相位调制信号；延迟单元，调整输入到所述PLL电路的基带相位调制信号的输入定时；高阻抗化单元，将所述PLL电路的环等效地变为开环。
根据这样的结构，能够利用延迟单元来校正基带相位信号的延迟量，由此实现基带振幅调制信号与RF相位调制信号之间的同步偏移的校正。另外，因为设置了高阻抗化单元，将PLL电路的环等效地变为开环，所以能够只在通过延迟单元来谋求基带振幅调制信号与RF相位调制信号之间的同步时，操作该高阻抗化单元，使PLL电路的环等效地变为开环。由此，当PLL电路为开环时，RF相位调制信号的中心频率不会发生偏移，因此能够在极短的时间校正相位调制信号的延迟量来谋求基带振幅调制信号与RF相位调制信号之间的同步。也就是，当使PLL电路为闭环而通过延迟单元对基带相位调制信号进行延迟调整时，每次RF相位调制信号的中心频率都会发生变化，到基带振幅调制信号与RF相位调制信号之间的同步偏移收敛为止，会花费很长时间，而根据上述结构，能够有效地避免该现象的发生。
发明的有益效果
根据本发明的发送调制装置，当进行基带相位调制信号与基带振幅调制信号之间的同步调整时，因为将PLL电路的环设定为开环，所以即使调整基带相位调制信号的延迟量也不会发生PLL电路的瞬态响应(transientresponse)。因此，能够在短时间里完成基带相位调制信号与基带振幅调制信号的定时调整，从而能够提供极其便于使用的发送调制装置。
附图说明
图1是表示利用以往的极性调制方式的发送调制装置的结构的方框图；
图2是表示用于在适当的定时将RF相位调制信号与BB振幅调制信号输入到功率放大器的发送调制装置的结构的方框图；
图3是表示到取得图2所示发送调制装置的RF相位调制信号与BB振幅调制信号之间的同步为止的时序图，图3A是表示RF相位调制信号的中心频率的图，图3B是表示同步偏移检测定时的图，图3C是表示通过延迟单元进行调整的定时的图，图3D是表示同步偏移量的图；
图4是表示本发明的实施方式1的发送调制装置的结构的方框图；
图5是表示到取得图4所示发送调制装置的RF相位调制信号与BB振幅调制信号之间的同步为止的时序图，图5A是表示RF相位调制信号的中心频率的图，图5B是表示设定开环的定时的图，图5C是表示同步偏移检测定时的图，图5D是表示通过延迟单元进行调整的定时的图，图5E是表示同步偏移量的图；
图6是表示图4所示的发送调制装置的RF相位调制信号的模拟结果的图；
图7是表示本发明的实施方式2涉及的发送调制装置的结构的方框图；以及
图8是表示配置本发明的发送调制装置的通信设备的一个结构例的方框图。
具体实施方式
发明的概要
本发明的发明人首先考虑到如图2所示的结构：即在利用极性调制的发送调制装置中，作为通过适当的定时将RF相位调制信号与BB振幅调制信号输入到功率放大器的结构。
在图2中，将与图1的相对应的部分标上同一号码。图2的发送调制装置，在图1的发送调制装置上，追加了以下结构：第一延迟单元105，延迟BB相位调制信号，并输出到差值-总和(Delta-Sigma)调制器106与D/A变换器107；第二延迟单元112，延迟BB振幅调制信号，并输出到电源控制单元113；控制单元116，输出控制信号，该控制信号用来根据从相位调制单元110的VCO 101输出的RF调制信号的输出状态来控制第一延迟单元105与第二延迟单元112的延迟量。因此，图2与图1的相位调制单元100以及振幅调制单元115a的结构不同，所以分别改变了号码而成相位调制单元110以及振幅调制单元115b。
通过如图2所示的发送调制装置的结构，差值-总和调制器106将第一延迟单元105的输出信号进行差值-总和调制，并将其作为分频比输出到分频器102，D/A变换器107，将第一延迟单元105的另一方的输出信号变换成模拟电压，并输出到滤波器108。接下来，控制单元116通过控制第一延迟单元105与第二延迟单元112来适当地控制定时，该定时为从相位调制单元110的VCO 101输入到振幅调制单元115b的功率放大器114的RF相位调制信号的定时与从振幅调制单元115b的电源控制单元113输出到功率放大器114的BB振幅调制信号的定时。
但是，本发明的发明人考虑到，如果采用如图2所示的结构，在进行RF相位调制信号与BB振幅调制信号的定时调整(同步调整)时会花费很长时间而产生不利影响。下面利用图3来说明。
图3是表示到取得图2所示发送调制装置的相位调制单元110的VCO 101输出的RF相位调制信号与振幅调制单元115b的电源控制单元113输出的BB振幅调制信号之间的同步为止的时序图。图3的例子表示改变第一延迟单元105的延迟量时的延迟量控制的动作。在图3的RF相位调制信号与BB振幅调制信号之间的同步偏移检测定时的时刻t1，控制单元116检测RF相位调制信号与BB振幅调制信号之间的同步偏移。接下来，在延迟单元调整定时的时刻t2，从控制单元116向第一延迟单元105输出控制信号来控制BB相位调制信号的延迟量。进一步，在同步偏移检测定时的时刻t3，检测RF相位调制信号与BB振幅调制信号之间的同步偏移，在延迟单元调整定时的时刻t4控制BB相位调制信号的延迟量，反复进行同步偏移的检测与BB相位调制信号的延迟量的控制，同步偏移逐渐变小，在时刻tn达到了RF相位调制信号与BB振幅调制信号之间取得同步的状态。
另外，即使通过从控制单元116向第二延迟单元112输出控制信号来控制BB振幅调制信号的延迟量，如上述相同，也能够使RF相位调制信号与BB振幅调制信号之间取得同步。
如上述的式(1)所示，因为在双点调制的PLL电路中，理想的条件为PLL电路的传递特性不影响BB相位调制信号，所以即使延迟BB相位调制信号，也不会发生使RF相位调制信号的中心频率产生变化的瞬态响应。
但是，实际的状态中，在图2所示的发送调制装置会产生时间差，该时间差为从BB相位调制信号被输入相位调制单元110开始到BB相位调制信号到达A点与B点的时间的差，双点调制的PLL电路的动作不为理想状态。BB相位调制信号到达A点与B点为止的时间差，在设计时能够在一定程度上进行校正，但是由于D/A变换器107或滤波器108等模拟电路的存在，而D/A变换器107或滤波器108等会出现制造偏差或温度变化等的原因，所以不能完全校正。由此，在如图3所示的延迟单元调整定时的时刻t2，改变第一延迟单元105的延迟量时，从该时刻起会发生PLL电路的瞬态响应，RF相位调制信号的中心频率会发生变化。
由此，譬如，因为在到时刻t2的延迟调整后，在RF相位调制信号的中心频率的变化收敛为止的时间内，下一次的同步偏移的检测无法进行，所以经过稍长的时间后，在下一个时刻t3进行同步偏移的检测，在延迟单元调整定时的时刻t4控制BB相位调制信号的延迟量，也就是RF相位调制信号的中心频率的变化收敛后，才反复进行下一个的延迟量控制的动作，因此到同步建立的时刻tn为止的时间稍长。譬如，在图3中，每一个周期都经过比较长的瞬态响应的收敛时间，反复进行5次同步偏移检测与延迟量控制以后，在时刻tn才建立同步。如上所述，因为到同步建立为止需要花费很长的时间，需要提前该时间长度将发送调制装置启动，结果当将发送调制装置配置于移动式无线装置时，通信时间会缩短。
本发明的发明人，经过了以上的考察，得出了本发明。本发明在通过双点调制方式来进行极性调制的发送调制装置中，譬如在PLL电路的环处配置开关。而且在进行RF相位调制信号与BB振幅调制信号的同步偏移的校正时，断开开关而使PLL电路为开环(以下有时将开环成为开环(open loop))。通过设定为这样的开环，在BB相位调制信号的延迟量的调整定时，使流动在PLL电路中的信号不发生瞬态响应，从而使RF相位调制信号的中心频率不发生变化。由此，能够在短时间内取得RF相位调制信号与BB振幅调制信号的同步。
以下，利用附图详细地说明几个适于本发明的发送调制装置的实施方式。另外，在各个实施方式中使用的附图中，将相同的号码标在相同的构成要素上，而且尽可能地省略重复其的说明。
(实施方式1)
图4是表示本发明的实施方式1的发送调制装置的结构的方框图。图4所示的本发明的实施方式1的发送调制装置与图2所示的发送调制装置的不同之处在于：设置了开关(高阻抗化单元)17，其为在相位调制单元10的相位比较器3与环滤波器4之间的由半导体开关等构成的开关，从控制单元16输出控制信号到开关17。由此，在进行RF相位调制信号与BB振幅调制信号的同步调整时，断开开关17，使PLL电路成为开环，在BB相位调制信号的延迟量的调整定时，使流动在PLL电路中的信号不发生瞬态响应，从而在短时间内使RF相位调制信号与BB振幅调制信号取得同步。
也就是，图4所示的发送调制装置包括：相位调制单元10，基于基准信号与BB相位调制信号进行相位调制，并生成RF相位调制信号；调制信号生成单元11，将发送信号分离成BB(基带)相位调制信号与BB振幅调制信号并输出；振幅调制单元15，基于BB振幅调制信号，将输入的RF相位调制信号进行振幅调制，来生成所期待的RF调制信号并输出；以及控制单元16，输出控制信号用来控制BB相位调制信号或BB振幅调制信号的延迟量。
根据这样的结构，输入到调制信号生成单元11的发送信号被分离成相位调制信号与BB振幅调制信号，从调制信号生成单元11输出的BB相位调制信号输入到相位调制单元10，从调制信号生成单元11输出的BB振幅调制信号输入到振幅调制单元15。此时，相位调制单元10，基于输入的BB相位调制信号，对载波频率进行相位调制，并将RF相位调制信号输出到振幅调制单元15；振幅调制单元15，基于输入的BB振幅调制信号，将从相位调制单元10输入的RF相位调制信号进行振幅调制，并输出所期待的RF调制信号。而且，通过从控制单元16输入到相位调制单元10以及振幅调制单元15的控制信号，来控制BB相位调制信号或BB振幅调制信号的延迟量。
另外，相位调制单元10为了实现宽带的相位调制，具有两点调制方式的PLL电路的结构。也就是，相位调制单元10包括PLL电路，其中具备：VCO1，其振荡频率根据控制电压端子的电压而变化；分频器2，分频VCO1输出的RF相位调制信号的频率；相位比较器3，比较分频器2的输出信号与基准信号的相位，将对应相位差的信号输出；开关17，在进行BB相位调制信号与BB振幅调制信号的定时调整时，使PLL电路成为开环；以及环滤波器4，将相位比较器3的输出信号进行平均化。相位调制单元10还包括：第一延迟单元5，根据来自控制单元16的控制信号，延迟从调制信号生成单元11输入的BB相位调制信号，并输出到差值-总和调制器6与D/A变换器7；差值-总和调制器6，对经延迟处理的BB相位调制信号进行差值-总和调制，并将其作为分频比输出到分频器2；D/A变换器7，将经延迟处理的BB相位调制信号变换成模拟电压；以及滤波器8，抑制D/A变换器7发生的谐波成分，并将信号输出到VCO1的控制电压端子。
另外，振幅调制单元15包括：第二延迟单元12，根据来自控制单元16的控制信号，将从调制信号生成单元11输入的BB振幅调制信号进行延迟，并输出到电源控制单元13；电源控制单元13，向功率放大器14的电源端子叠加BB振幅调制信号；以及功率放大器14，通过来自电源控制单元13的BB振幅调制信号与来自相位调制单元10的RF相位调制信号，生成包含包络线变化的RF调制信号。
接下来，说明如图4所示的发送调制装置的动作，但是有关发送调制装置通过高效且具有线性的极性调制在宽带生成安定的RF调制信号的过程，在以往技术中也已叙述，对该众所周知的技术尽可能地省略对其说明。因此，在以下叙述的发送调制装置的动作说明中，详细说明通过双点调制进行极性调制的发送调制装置中，短时间地完成BB相位调制信号与BB振幅调制信号的定时调整的动作。
首先简单扼要地说明图4所示发送调制装置的动作。相位调制单元10将BB相位调制信号进行相位调制来生成RF相位调制信号，振幅调制单元15将RF相位调制信号与BB振幅调制信号合成在一起，进行极性调制而生成RF调制信号并发送。此时，相位调制单元10进行由VCO1、分频器2、相位比较器3以及环滤波器4构成的PLL电路的双点调制。通常的BB相位调制信号与BB振幅调制信号的同步调整通过第一延迟单元5或者第二延迟单元12，一边校正延迟量一边进行。
在此，作为通过发送调制装置的同步调整，有A点与B点的同步调整以及RF调制信号与BB振幅调制信号的同步调整两种，首先通过具体的动作例来说明这些同步调整是按照什么样的时序来进行的。
首先，为了使时间差变小，该时间差为从BB相位调制信号被输入相位调制单元10开始到BB相位调制信号到达A点与B点为止的时间的差，设计通过第一延迟单元5调整定时，将BB相位调制信号输出到差值-总和调制器6与D/A变换器7。
实际在B点的路径中包含滤波器8等的模拟电路，因此制造时出现的偏差等会导致传播延迟时间发生变化。另一方面，A点的路径中的差值-总和调制器6为数字电路，因此不会导致传播延迟时间发生变化。于是，首先通过第一延迟单元5来进行定时调整，以使BB相位调制信号到达A点与B点为止的时间差变小。
当模拟电路的传播延迟时间比设计时短的情形，通过第一延迟单元5来进行定时调整，延迟BB相位调制信号到达B点的时间。与此相反，当模拟电路的传播延迟时间比设计时长的情形，通过第一延迟单元5来进行定时调整，延迟BB相位调制信号到达A点的时间。
接下来，使PLL电路成为开环后，通过第一延迟单元5校正BB相位调制信号的延迟量来进行相位调制信号与振幅调制信号的同步调整。此时，维持之前调整的BB相位调制信号到达A点与B点为止的时间差。也就是，在开环的状态下，在A点端也只延迟在B点端所延迟的时间。这是因为，在将PLL电路复原到闭环时，需要使BB相位调制信号到达A点与B点为止的时间差变小。
接下来，利用图5A～图5E，详细说明校正开环时的RF相位调制信号与BB振幅调制信号的同步偏移的动作。图5是表示得到如图4所示的发送调制装置的RF相位调制信号与BB振幅调制信号之间的同步为止的时序图。因此，参照图4与图5，说明为了得到RF相位调制信号与BB振幅调制信号之间的同步的动作。在进行从调制信号生成单元11输出的BB相位调制信号与BB振幅调制信号的定时调整时，首先在时刻t0，根据来自控制单元16的控制信号，断开由半导体开关等构成的开关17，使由VCO1、分频器2、相位比较器3以及环滤波器4构成的PLL电路成为开环的状态。此时，因为即使断开开关17，在环滤波器4中依然保持着电荷而确保VCO1的控制电压，所以在时刻t0以后，VCO1的中心频率被安定地保持。
从此时开始(也就是，在时刻t0以后)，基于从相位调制单元10的滤波器8输出的BB相位调制信号，来自VCO1的RF相位调制信号被输出，并且对该RF相位调制信号进行振幅调制的信号(RF调制信号)从振幅调制单元15的功率放大器14被输出。另一方面，控制单元16和上述的图3的情形相同，在时刻t1对RF相位调制信号与BB振幅调制信号的同步偏移进行检测，基于该检测结果，在时刻t2控制第一延迟单元5的BB相位调制信号的延迟量。此时(也就是时刻t2)，由于PLL电路处于开环的状态，所以第一延迟单元5的BB相位调制信号的延迟量即使发生变化，从VCO1输出的RF相位调制信号的中心频率也不会发生变化。
另外，因为到RF相位调制信号从VCO1的控制电压端子被输出到输出端子为止的响应极为快速，所以能够在紧接第一延迟单元5的BB相位调制信号的延迟量的调整时刻t2的时刻t3，进行下一次的同步偏移的检测。这样处理的话，在数次的时刻t3、t5、t7、t9进行同步偏移检测，并分别在同步偏移检测后紧接的时刻t4、t6、t8、t10进行延迟调整，经过一系列的反复后，在时刻t11进行同步偏移检测，如果RF相位调制信号与BB振幅调制信号同步的话，在时刻t12闭合开关17，使PLL电路成为原来的闭环。
也就是，PLL电路在开环状态的期间，RF相位调制信号的中心频率不发生变化，所以在数次的时刻t3、t5、t7、t9、t11进行同步偏移检测，以及分别在同步偏移检测后紧接的时刻t4、t6、t8、t10进行延迟调整，这些动作能够在短时间的定时步骤内进行反复。由此，结果能够在短时间内建立RF相位调制信号与BB振幅调制信号的同步。
另外，从建立RF相位调制信号与BB振幅调制信号的同步并接通开关17时(时刻t12)开始到PLL电路锁定为止，RF相位调制信号的中心频率的变化会过度地发生。由此，在该变化收敛时(时刻t13)，BB相位调制信号与BB振幅调制信号的定时调整结束。但是，RF相位调制信号的中心频率的变化并不是数次反复发生，所以能够在比较短的时间内建立RF相位调制信号与BB振幅调制信号的同步。
另外，虽然在图4中开关17设置在相位比较器3与环滤波器4之间，但是开关17并不限定于该位置。也就是，断开开关17使PLL电路成为开环时，只要是在BB相位调制信号与BB振幅调制信号的同步调整中，VCO1的控制电压能够确保的位置，无论在哪个位置设置开关17都可以。譬如在环滤波器4中设置开关也可以。在该情形，只要将开关至少设置在构成环滤波器4的电容器中容量最大的电容器的前级，就可以在开环状态确保VCO1的控制电压。
图6是表示图4所示的发送调制装置的RF相位调制信号的模拟结果的图。也就是，图6表示模拟下述的结果：在闭合在图4中相位调制单元10的开关17的状态下，假设A点的BB相位调制信号与B点的BB相位调制信号之间的时间差为1μsec，当给出将B点的信号相对于A点延迟1μsec的BB相位调制信号时，出现在VCO1的输出的中心频率的变化。
在图6中，横轴表示时间的经过，纵轴表示A点的BB相位调制信号波型的电平以及VCO1的输出的RF相位调制信号的BB相位调制信号成分。另外，图6的实线表示输入到A点的BB相位调制信号，虚线表示VCO1的输出的RF相位调制信号中的BB相位调制信号成分。如此，对输入到A点的BB相位调制信号延迟约1μsec，对此，VCO1的输出的RF相位调制信号的频率作为响应。这是因为对B点输入了比A点延迟了1μsec的BB相位调制信号。也就是，只要观测B点的BB相位调制信号就能够确认VCO1的输出的RF相位调制信号的延迟时间。
图4的相位调制单元10的D/A变换器7或滤波器8等的模拟电路的制造偏差或温度变化等引起A点与B点的BB相位调制信号之间发生时间差时，可以考虑B点的BB相位调制信号的信号定时与RF相位调制信号的信号定时相一致。也就是，即使在断开开关17时的开环状态的PLL电路中，使B点端的BB相位调制信号的延迟量发生变化，完成RF相位调制信号与BB振幅调制信号的同步，在接通开关17而使PLL电路复原到闭环后，RF相位调制信号与BB振幅调制信号的同步也不会发生偏移。如此处理的话，即使调整BB相位调制信号的延迟量也不会发生PLL电路的瞬态响应，由此能够在短时间内完成BB相位调制信号与BB振幅调制信号的定时调整。
(实施方式2)
图7是表示本发明的实施方式2的发送调制装置的结构的方框图。图8的发送调制装置与图4的发送调制装置的不同之处在于：卸除开关17，将相位比较器3与环滤波器4直接连接，使PLL电路成为闭环，同时从控制单元16向相位比较器3输入控制信号。
也就是，图4所示的实施方式1的发送调制装置中，利用开关17使PLL电路变成开环状态，而图7所示的实施方式2的发送调制装置中，没有配置开关17，在进行RF相位调制信号与BB振幅调制信号之间的同步调整时，根据来自控制单元16的控制信号使相位比较器3的输出端成为高阻抗的状态。由此，可以作出PLL电路的开环状态，所以能够与所述的实施方式1同样地完成BB相位调制信号与BB振幅调制信号之间的定时调整。
(实施方式3)
本发明能够适用于将在所述各实施方式中叙述的发送调制装置配置于通信设备或移动式无线设备(譬如携带式电话)的结构。图8是表示配置本发明的发送调制装置的通信设备的一个结构例的方框图。该通信设备包括：发送数据信号输入端子901、振幅相位成分提取单元902、振幅信号处理单元903、相位调制单元904、非线性放大器905以及发送输出端子906。另外，上述本发明的发送调制装置由所述各要素的组合来构成，振幅相位成分提取单元902对应调制信号生成单元11，振幅信号处理单元903对应第二延迟单元12和电源控制单元13，相位调制单元904对应相位调制单元10，非线性放大器905对应功率放大器14。
发送数据信号从发送数据信号输入端子901输入后，通过振幅相位成分提取单元902，从发送数据信号中提取振幅成分调制信号与相位成分调制信号。接下来，根据振幅成分调制信号通过振幅信号处理单元903，设定非线性放大器905的电源电压值。另外，根据相位调制单元904，将具有角频率的载波通过相位成分调制信号进行相位调制而生成相位调制波，并输入到非线性放大器905。
而且，作为非线性放大器905的输出，将非线性放大器905的电源电压值与作为相位调制单元904的输出信号的相位调制波相乘而得到的信号，放大非线性放大器905的增益G，并作为RF矢量调制波(RF调制信号)被输出。此时，因为输入到非线性放大器905的调制波为一种具有一定的包络线电平的调制波的相位调制波，所以能够作为高频放大器来使用高效的非线性放大器。像这样，能够适用于将在所述各实施方式中叙述的发送调制装置配置于通信设备或移动式无线装置的结构。由此，能够延长通信设备或移动式无线设备的通信时间。
如以上从实施方式1到实施方式3所说明的，本发明的发送调制装置的一个方面，通过合成由PLL电路进行双点调制而生成的RF相位调制信号与振幅调制信号来进行极性调制，并发送调制信号，采用的结构包括：延迟单元，调整输入到所述PLL电路的基带相位调制信号的输入定时；以及高阻抗化单元，将所述PLL电路等效地变为开环。
另外，本发明的发送调制装置的一个方面，采用的构成包括：相位调制单元，基于从发送信号提取出的基带相位调制信号来生成RF相位调制信号；振幅调制单元，通过将所述RF相位调制信号与从发送信号提取出的基带振幅调制信号合成来进行极性调制，并发送调制信号；其中相位调制单元采用的结构包括：PLL电路，基于所述基带相位调制信号进行双点调制，并生成所述RF相位调制信号；延迟单元，调整输入到所述PLL电路的基带相位调制信号的输入定时；以及高阻抗化单元，将所述PLL电路的环等效地变为开环。
根据这些结构，利用延迟单元来校正基带相位信号的延迟量，由此实现基带振幅调制信号与RF相位调制信号之间的同步偏移的校正。另外，因为设置了高阻抗化单元，将PLL电路的环等效地变为开环，所以能够只在通过延迟单元来谋求基带振幅调制信号与RF相位调制信号之间的同步时，操作该高阻抗化单元，使PLL电路的环等效地变为开环。由此，当PLL电路为开环时，RF相位调制信号的中心频率不会发生偏移，因此能够在极短的时间校正相位调制信号的延迟量来谋求基带振幅调制信号与RF相位调制信号之间的同步。也就是，当使PLL电路为闭环而通过延迟单元对基带相位调制信号进行延迟调整时，每次RF相位调制信号的中心频率都会发生变化，到基带振幅调制信号与RF相位调制信号之间的同步偏移收敛为止，会花费很长时间，而根据上述结构，能够有效地避免该现象的发生。
另外，本发明的发送调制装置的另一个方面，其中高阻抗化单元为开关，采用将开关配置于以下位置的构成：在即使断开开关时，也能够确保构成PLL电路的电压控制振荡器的控制电压。
根据这样的结构，通过作为高阻抗化单元使用开关能够容易地实现本发明的发送调制装置。此时，开关被配置在PLL电路的环内，即使在断开开关时，也能够确保电压控制振荡器的控制电压的位置。由此，即使断开开关而进行基带振幅调制信号与RF相位调制信号之间的同步调整时，也能够确保电压控制振荡器的控制电压，所以RF相位调制信号的中心频率不会发生偏移。由此，只要操作开关就可以在短时间内完成基带振幅调制信号与RF相位调制信号之间的同步调整，所以能够实现极其便于使用的发送调制装置。
另外，本发明的发送调制装置的另一个方面，采用将所述开关配置于构成PLL电路的相位比较器与环滤波器之间的结构。
根据这样的结构，将开关配置于PLL电路的环内最容易安装且安定的位置，所以可以提高发送调制装置中的基带振幅调制信号与RF相位调制信号之间的同步调整的操作性。
另外，本发明的发送调制装置的另一个方面，采用的结构为：所述高阻抗化单元具有通过使构成所述PLL电路的相位比较单元的输出信号成为高阻抗而使所述PLL电路的环等效地变为开环的功能。
根据这样的结构，即使不在PLL电路的环内设置开关，通过来自外部的控制信号也能使相位比较器的输出信号成为高阻抗，由此能够使PLL电路等效地变为开环。因此，无需追加开关等的部件，使用既存的发送调制装置也能够进行基带振幅调制信号与RF相位调制信号之间的同步调整。
另外，本发明的发送调制装置的另一个方面，采用的结构为：所述振幅调制单元包括第二延迟单元，相对基带相位调制信号延迟基带振幅调制信号。
根据这样的结构，即使当基带振幅调制信号的定时比所对应的RF相位调制信号的定时早时，也能够通过第二延迟调整单元来延迟基带振幅调制信号而进行同步调整。
另外，本发明能够实现配置所述任意的发送调制装置的通信设备或移动式无线设备。
根据这样的结构，可以在短时间内校正发送调制装置的基带相位调制信号与基带振幅调制信号之间的同步偏移，能够延长通信设备或移动式无线设备的通信时间。
本说明书，基于2005年2月14日申请的日本专利特愿2005-036089号。其内容全部包括于此作为参考。
工业实用性
如上所述，本发明的发送调制装置，能够在短时间内完成BB相位调制信号与BB振幅调制信号之间的定时调整，能够广泛地适用于通信设备或移动式无线装置。
Claims (8)
1.一种发送调制装置，通过合成由PLL电路进行双点调制而生成的RF相位调制信号与振幅调制信号来进行极性调制，并发送调制信号，包括：
延迟单元，调整输入到所述PLL电路的基带相位调制信号的输入定时；
高阻抗化单元，将所述PLL电路等效地变为开环。
2.一种发送调制装置，包括：
相位调制单元，基于从发送信号提取出的基带相位调制信号来生成RF相位调制信号；以及
振幅调制单元，通过将所述RF相位调制信号与从所述发送信号提取出的基带振幅调制信号合成来进行极性调制，并发送调制信号；其中，
所述相位调制单元，包括：
PLL电路，基于所述基带相位调制信号进行双点调制，并生成所述RF相位调制信号；
延迟单元，调整输入到所述PLL电路的基带相位调制信号的输入定时；以及
高阻抗化单元，将所述PLL电路的环等效地变为开环。
3.如权利要求2所述的发送调制装置，其中所述高阻抗化单元为开关，该开关被设置的位置为：即使自身被断开时，也能够确保构成所述PLL电路的电压控制振荡单元的控制电压。
4.如权利要求3所述的发送调制装置，所述开关配置于构成所述PLL电路的相位比较单元与环滤波器之间。
5.如权利要求2所述的发送调制装置，其中所述高阻抗化单元具有通过使构成所述PLL电路的相位比较单元的输出信号成为高阻抗而使所述PLL电路的环等效地变为开环的功能。
6.如权利要求2所述的发送调制装置，其中所述振幅调制单元还包括：第二延迟单元，相对所述基带相位调制信号延迟所述基带振幅调制信号。
7.一种配置有如权利要求1所述的发送调制装置的通信设备。
8.一种配置有如权利要求1所述的发送调制装置的移动无线设备。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2005036089 | 2005-02-14 | ||
| JP036089/2005 | 2005-02-14 | ||
| PCT/JP2006/302257 WO2006085585A1 (ja) | 2005-02-14 | 2006-02-09 | 送信変調装置、通信機器、及び移動無線機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN1943120A true CN1943120A (zh) | 2007-04-04 |
| CN1943120B CN1943120B (zh) | 2010-10-20 |
Family
ID=36793156
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN2006800001440A Expired - Fee Related CN1943120B (zh) | 2005-02-14 | 2006-02-09 | 发送调制装置、通信设备以及移动无线设备 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US7276985B2 (zh) |
| EP (1) | EP1819059A1 (zh) |
| JP (1) | JP4533384B2 (zh) |
| CN (1) | CN1943120B (zh) |
| WO (1) | WO2006085585A1 (zh) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102347640A (zh) * | 2011-06-09 | 2012-02-08 | 东南大学 | 一种无线能量传输装置 |
| CN103269220A (zh) * | 2013-05-30 | 2013-08-28 | 上海坤锐电子科技有限公司 | 基于数字琐相环的nfc有源负载调制的时钟恢复电路 |
| CN103731144A (zh) * | 2012-10-12 | 2014-04-16 | 英特尔移动通信有限责任公司 | 电路、方法和移动通信设备 |
| CN104242961A (zh) * | 2014-08-22 | 2014-12-24 | 上海磐启微电子有限公司 | 一种两点式无线发射机及其频偏校准方法 |
| CN107171677A (zh) * | 2016-03-07 | 2017-09-15 | 精工半导体有限公司 | 数字无线发送装置 |
Families Citing this family (22)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3934585B2 (ja) * | 2003-08-22 | 2007-06-20 | 松下電器産業株式会社 | 広帯域変調ｐｌｌ、広帯域変調ｐｌｌのタイミング誤差補正システム、変調タイミング誤差補正方法および広帯域変調ｐｌｌを備えた無線通信装置の調整方法 |
| JP4553696B2 (ja) * | 2004-11-25 | 2010-09-29 | パナソニック株式会社 | 送信機 |
| US7460843B2 (en) * | 2005-03-17 | 2008-12-02 | Panasonic Corporation | Amplifier apparatus, polar modulation transmission apparatus and wireless communication apparatus |
| WO2006101094A1 (ja) * | 2005-03-22 | 2006-09-28 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | 送信装置、通信機器、及び移動無線機 |
| US7412215B1 (en) * | 2005-06-03 | 2008-08-12 | Rf Micro Devices, Inc. | System and method for transitioning from one PLL feedback source to another |
| CN1878218B (zh) | 2005-06-06 | 2011-07-13 | 松下电器产业株式会社 | 拦截信号以变更移动装置响铃模式的方法及其应用的装置 |
| US8548400B2 (en) * | 2006-05-31 | 2013-10-01 | Freescale Semiconductor, Inc. | System and method for polar modulation using power amplifier bias control |
| US7579922B2 (en) * | 2006-06-20 | 2009-08-25 | Broadcom Corporation | Two-point modulation polar transmitter architecture and method for performance enhancement |
| US7693496B2 (en) * | 2006-09-07 | 2010-04-06 | Infineon Technologies Ag | Polar transmitter arrangement and method |
| US8036330B2 (en) * | 2006-12-29 | 2011-10-11 | Samsung Electronics Co., Ltd. | System and method for frequency synchronization in a wireless non-hierarchical network |
| US7974580B2 (en) * | 2007-08-28 | 2011-07-05 | Qualcomm Incorporated | Apparatus and method for modulating an amplitude, phase or both of a periodic signal on a per cycle basis |
| JP4966181B2 (ja) * | 2007-12-25 | 2012-07-04 | 株式会社東芝 | 通信装置 |
| US7750750B2 (en) * | 2008-04-04 | 2010-07-06 | Broadcom Corporation | Enhanced polar modulator for transmitter |
| DE102008021877B3 (de) | 2008-05-02 | 2009-12-24 | Infineon Technologies Ag | Zweipunktpolarmodulator und Verfahren zum Erzeugen eines polarmodulierten Signals basierend auf einer Amplitudeninformation und einer Phaseninformation |
| DE102008021876B4 (de) * | 2008-05-02 | 2010-06-17 | Infineon Technologies Ag | Polarmodulator und Verfahren zum Erzeugen eines Polar modulierten Signals |
| US8831159B2 (en) * | 2011-02-09 | 2014-09-09 | Intel Mobile Communications GmbH | AM-PM synchronization unit |
| PT2608415E (pt) * | 2011-12-20 | 2014-10-23 | Ericsson Telefon Ab L M | Transmissor, transcetor, dispositivo de comunicações, método e programa de computador |
| US9000858B2 (en) * | 2012-04-25 | 2015-04-07 | Qualcomm Incorporated | Ultra-wide band frequency modulator |
| US9872293B1 (en) * | 2013-11-22 | 2018-01-16 | The United States Of America As Represented By The Administrator Of National Aeronautics And Space Administration | Intelligent data transfer for multiple sensor networks over a broad temperature range |
| EP3267578B1 (en) | 2016-07-08 | 2023-04-19 | IMEC vzw | Polar transmitter and method for generating a transmit signal using a polar transmitter |
| JP2019191066A (ja) * | 2018-04-27 | 2019-10-31 | セイコーエプソン株式会社 | 周波数デルタシグマ変調信号出力回路、物理量センサーモジュール及び構造物監視装置 |
| JP2023087215A (ja) * | 2021-12-13 | 2023-06-23 | セイコーエプソン株式会社 | 周波数デルタシグマ変調信号出力回路及びセンサーモジュール |
Family Cites Families (17)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6295442B1 (en) * | 1998-12-07 | 2001-09-25 | Ericsson Inc. | Amplitude modulation to phase modulation cancellation method in an RF amplifier |
| US6043707A (en) * | 1999-01-07 | 2000-03-28 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for operating a radio-frequency power amplifier as a variable-class linear amplifier |
| US6813319B1 (en) * | 1999-10-08 | 2004-11-02 | M/A-Com Eurotec | System and method for transmitting digital information using interleaved delta modulation |
| US6881878B2 (en) * | 2000-11-13 | 2005-04-19 | E. I. Du Pont De Nemours And Company | Plant genes encoding pantothenate synthetase |
| GB0030693D0 (en) * | 2000-12-15 | 2001-01-31 | Nokia Mobile Phones Ltd | Amplifier circuit radio transmitter method and use |
| US6937668B2 (en) * | 2001-03-28 | 2005-08-30 | Spectra Wireless, Inc. | Method of and apparatus for performing modulation |
| JP4171261B2 (ja) | 2001-08-27 | 2008-10-22 | 松下電器産業株式会社 | 無線通信装置及び無線通信方法 |
| JP3972091B2 (ja) * | 2001-10-18 | 2007-09-05 | 株式会社ルネサステクノロジ | 変調用半導体集積回路 |
| JP4302436B2 (ja) * | 2003-05-28 | 2009-07-29 | パナソニック株式会社 | 送信装置および受信装置 |
| JP2004153466A (ja) | 2002-10-29 | 2004-05-27 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 受信方法、受信装置及び無線伝送システム |
| JP4230238B2 (ja) * | 2003-02-06 | 2009-02-25 | パナソニック株式会社 | 送信装置及びその調整方法 |
| US7042958B2 (en) * | 2003-06-04 | 2006-05-09 | Tropian, Inc. | Digital time alignment in a polar modulator |
| US6987417B2 (en) * | 2003-06-24 | 2006-01-17 | Northrop Grumman Corpoation | Polar and linear amplifier system |
| US7129778B2 (en) * | 2003-07-23 | 2006-10-31 | Northrop Grumman Corporation | Digital cross cancellation system |
| JP3934585B2 (ja) * | 2003-08-22 | 2007-06-20 | 松下電器産業株式会社 | 広帯域変調ｐｌｌ、広帯域変調ｐｌｌのタイミング誤差補正システム、変調タイミング誤差補正方法および広帯域変調ｐｌｌを備えた無線通信装置の調整方法 |
| JP4410128B2 (ja) * | 2004-03-12 | 2010-02-03 | パナソニック株式会社 | 周波数変調装置及びポーラ変調送信装置 |
| WO2006101094A1 (ja) * | 2005-03-22 | 2006-09-28 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | 送信装置、通信機器、及び移動無線機 |
-
2006
- 2006-02-09 WO PCT/JP2006/302257 patent/WO2006085585A1/ja active Application Filing
- 2006-02-09 EP EP06713400A patent/EP1819059A1/en not_active Withdrawn
- 2006-02-09 JP JP2006526478A patent/JP4533384B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 2006-02-09 CN CN2006800001440A patent/CN1943120B/zh not_active Expired - Fee Related
- 2006-02-13 US US11/352,244 patent/US7276985B2/en active Active
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102347640A (zh) * | 2011-06-09 | 2012-02-08 | 东南大学 | 一种无线能量传输装置 |
| CN102347640B (zh) * | 2011-06-09 | 2013-09-18 | 东南大学 | 一种无线能量传输装置 |
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| CN103269220A (zh) * | 2013-05-30 | 2013-08-28 | 上海坤锐电子科技有限公司 | 基于数字琐相环的nfc有源负载调制的时钟恢复电路 |
| CN104242961A (zh) * | 2014-08-22 | 2014-12-24 | 上海磐启微电子有限公司 | 一种两点式无线发射机及其频偏校准方法 |
| CN107171677A (zh) * | 2016-03-07 | 2017-09-15 | 精工半导体有限公司 | 数字无线发送装置 |
| CN107171677B (zh) * | 2016-03-07 | 2020-07-17 | 艾普凌科有限公司 | 数字无线发送装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP1819059A1 (en) | 2007-08-15 |
| JP4533384B2 (ja) | 2010-09-01 |
| WO2006085585A1 (ja) | 2006-08-17 |
| US20060202774A1 (en) | 2006-09-14 |
| CN1943120B (zh) | 2010-10-20 |
| US7276985B2 (en) | 2007-10-02 |
| JPWO2006085585A1 (ja) | 2008-06-26 |
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|---|---|---|---|
| C06 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| C10 | Entry into substantive examination | ||
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