CN1711736A - 用于调制信号的预加重滤波的装置、方法和产品 - Google Patents

Abstract

本发明针对用于在电磁信号被处理之前通过下述操作确定用于加重电磁信号的传递函数的系统，所述操作是指：确定用于诸如宽带相位调制器的处理系统的离散传递函数；确定目标传递函数，以使目标传递函数乘以离散传递函数的反函数产生离散预加重传递函数；以及将预加重传递函数中的任何不稳定的极点和/或零点转换成稳定的零点和/或极点。离散传递函数可以例如通过使用S函数、输入和输出信号、逆不变法和/或Steiglitz－McBride算法来确定。不稳定的极点和/或零点的转换可以使用全通滤波器实现。目标传递函数可以是低通FIR滤波器，该低通FIR滤波器具有在所述FIR滤波器的大体全部频率范围上大约一致的增益。

Description

用于调制信号的预加重滤波的装置、方法和产品

技术领域

本发明一般涉及电信号的电磁处理，具体地，本发明涉及调制信号的预加重(pre-emphasis)滤波，更具体地，涉及基于相位调制器的传递特性来确定相位调制信号的预加重滤波。

背景技术

对在电磁波和信号(下文称“波”)处理期间发生的错误进行纠正有时很困难。可能出于许多不同的目的使用这些波。例如，可以为了传送情报(intelligence)而处理这些波，诸如通过减弱和/或放大电磁波特性，例如，如当对电流或无线电频率(RF)波的幅度、频率或相位进行调制以发送数据时所看到的。作为另一示例，功率可以通过减弱和/或放大电磁波特性来以受控方式沿着波传送，例如当调制电路中的电压或电流时看到的。此外，可以对这些使用进行组合，例如当通过处理功率特性来通过波传送情报时。

因为诸如60Hz功率波的低频率波需要与诸如24GHz雷达波的高频滤波不同的处理技术，所以对不同的波使用具有不同特性的不同元件是常识。例如，用于60Hz功率波的计算机内使用的开关半导体具有不同于24GHz的雷达系统中使用的功率半导体的功率操作特性。但是，由于在信号处理期间可能引入到电磁波的某些特性中的错误，这些系统的每个都可能在处理信号中产生错误。

例如，在相位调制系统中，由于在调制处理期间引入的错误从而在输出信号的相位中可能发生错误。在这些和其它的波处理系统中，相位调制期间的滤波可能将相位噪声添加到信号上，或者可能不合期望的减慢了对信号相位的跟踪，或者可能抑制输出信号中的特定频率分量。在诸如码分多址系统(例如，CDMA、WCDMA、CDMA 2000)的宽带相位调制系统中，由于与期望的宽带发送信号相比相位调制器的频率响应中的限制，可能尤其如此。

因此，可以对要调制的输入信号的一部分进行预加重滤波以纠正这些错误(例如通过扩展相位调制器的频率响应)，这可以基于调制信号的预期输出特性来确定。

据此，提供用于在信号处理期间纠正电磁波的有效且精确的技术以改进调制输入信号的预加重滤波将有助于电磁处理领域的发展。

发明内容

本发明的实施例包括用于在信号处理期间自动调整电磁波的装置、方法和产品。本发明可以包括一种通过下述操作确定用于在处理电磁信号之前加重(emphasizing)该电磁信号的一部分的传递函数(transfer function)的系统，所述操作为：为处理系统确定离散传递函数；确定目标传递函数，以使目标传递函数乘以离散传递函数的反函数(inverse)生成离散预加重传递函数；以及将预加重传递函数中的任何不稳定的极点和/或零点转换成稳定的极点和/或零点。

在一个实施例中，离散传递函数可以是使用从下述组中选择的一个或多个确定的，所述组包含S函数(S-function)、输入和输出信号、逆不变法(inverse-invariant method)和Steiglitz-McBride算法。不稳定极点和/或零点的所述转换可使用全通滤波器实现。目标传递函数可以是低通FIR滤波器，其具有在该FIR滤波器的大体全部频率范围上大约一致的增益。

然而，对本处理系统并没有特别限制，其可以包括从下述组选择的一个或多个，所述组包含相位调制、宽带相位调制、宽带分数西格马德尔塔(wideband fractional sigma delta)调制和用于码分多址信号的宽带分数西格马德尔塔调制。

附图说明

从下面的详细说明并组合附图，将更完全地理解本发明，在附图中：

图1是图示相位调制系统的示意图；

图2是图示相位调制器和目标传递函数的图表；

图3是图示了全通滤波器极点/零点位置的图表；

图4(a)到4(b)是图示离散传递函数的频率响应的图表；及

图5是图示相位调制系统的框图。

图6(a)到6(b)示出了放大部件(segment)的实施例。

具体实施方式

本发明的实施例包括用于在信号处理期间对要调制的信号进行预加重滤波的装置、方法和产品。为了说明的目的，一个实施例可以包括基于宽带相位调制器的S函数或输入/输出信号的无限冲激响应滤波器。但是本文公开的系统可以与较广范围的波处理系统一起使用，而并不限于本文公开的相位调制系统。该系统也可以用于较广范围的应用，诸如，例如，接收机、转换器等，而并不限于发送机。

本文使用的术语“信号”应该广义解释为包括将数据从一个位置传送到另一个位置的任何形式，诸如，例如，电流或电磁场，包括但不限于导通或关闭的直流、交流或包含一个或多个数据流的电磁载体。例如可以利用调制将数据置于载体电流或载波上，这可以以模拟或数字形式实现。这里使用的术语“数据”应该广义解释为包括任何类型的情报或其它信息，诸如，例如但不限于，例如语音的音频、文本和/或视频等。

图1中图示了相位调制器的一个实施例。如图1所示，用于处理电磁波的这样的系统可以包括相位/频率检测器102、电荷泵(charge pump)104、环路滤波器、压控振荡器(VCO)108和分频器(divider)110，这形成了锁相环(PLL)。在该系统中，载波Fref可以由来自基带信息信号的相位信息进行调制以产生相位调制信号。

PLL在需要生成具有低杂散(spur)和良好的相位噪声的精确信号频率的许多应用中通常用作频率合成器。通过改变分频器110的分频比可以改变VCO108的信号频率。参考信号通常由其频率不变的稳定的振荡器产生，从而以整数步阶(integer step)改变分频比以改变VCO频率，其中输出频率等于分频比乘以载波频率。

相位/频率检测器102和电荷泵104根据参考信号相位超前于或滞后于分频后的VCO信号相位而释放正或负电荷“脉冲”。由环路滤波器106聚积这些电荷脉冲以生成调谐电压。调谐电压向上或向下改变VCO频率，直到参考信号和分频信号同步为止。

环路滤波器经常会将不期望的误差或噪声引入所输出的经处理的信号中。例如，在CDMA2K发送机设计中，相位调制器中的环路滤波器可以具有在几百kHz范围内的截止频率，其中输出相位调制信号的带宽在几MHz范围内(这和某些其它系统，诸如例如具有较窄的频率范围的使用GSM的系统，形成对比)。在这个以及类似的系统中，预加重滤波器112可用来在相位信号被馈入到相位调制器的PLL中的分频器110之前扩展该相位信号的带宽。

环路滤波器106(连同电荷泵104和VCO 108)确定相位调制器的频率响应。具有较宽通带的环路滤波器具有对相位信息的较快跟踪，但是加入了较多的相位噪声。相反，具有较窄通带的环路滤波器具有对相位信息的较慢跟踪，但是加入了较少的相位噪声。因为跟踪时间和相位噪声之间的这种折衷，所以环路滤波器通常被设计成具有约500kHz的截止频率。但是，正如前面所提到的，在例如CDMA2K的一些系统中，相位信号具有几MHz数量级的较宽的带宽。因此，没有进行预加重的环路滤波器将抑制相位信号的高频分量的一大部分。

结果，预加重滤波器通常用来通过增加高频带中的频率响应幅度来扩展频带，以使从相位调制器输出的调制信号的增益在期望的目标宽信号频带上基本一致。图2中对此进一步进行说明。

用于预加重滤波器112的滤波器的类型并没有特别限制，并且可以包括例如有限冲激响应(finite impulse response，FIR)或无限冲激响应(IIR)滤波器。但是，FIR滤波器具有下述缺点，即较高阶的滤波器会消耗更多的功率，并且由于滤波器需要大量的分接头(tap)所以需要比类似的IIR滤波器更大的ASIC芯片尺寸(die size)。

这样，在一个实施例中，IIR滤波器可以用作预加重滤波器。该滤波器可以是基于相位调制器的总传递函数，该相位调制器的总传递函数可以许多方式例如，从相位调制器的S函数或者相位调制器的输入和输出信号导出。例如，西格马-德尔塔(sigma-delta)分数N(fractional-N)相位调制器可以具有离散传递函数，如下面的公式1所示：

$H_m\left(z\right)=\frac{\mathrm{Bm}\left(z\right)}{\mathrm{Am}\left(z\right)}=K\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Π}}}\frac{(z-z_{\mathrm{mi}})}{(z-p_{\mathrm{mi}})}$        (公式1)

其中K是DC增益，z_mi和p_mi分别是零点和极点，以及H_m(z)是具有在几百kHz范围内的截止频率的低通滤波器。

如果相位调制器的传递函数如公式1所示，则可以设计预加重滤波器，使得：

H_p(z)H_m(z)＝H_t(z)                            (公式2)

其中H_p(z)是预加重传递函数，H_t(z)是目标级联网络的传递函数，其是系统的期望的总传递函数。例如，期望的目标传递函数可以预定义为具有单位增益和几MHz范围内的截止频率的FIR低通滤波器，虽然并不局限于此。在这种情况下，预加重滤波器传递函数可以通过将相位调制器的离散传递函数反转并且将其与目标传递函数组合来得到，如下所示：

$H_p\left(z\right)=H_t\left(z\right){H_m}^{-1}\left(z\right)$                                                         (公式3)

${=H}_t\left(z\right)1/K\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Π}}}\frac{(z-p_{\mathrm{mi}})}{(z-z_{\mathrm{mi}})}$

因为目标传递函数通常是FIR滤波器并且仅具有零点，所以预加重传递函数具有在z_mi的极点，其是H_m(z)的零点(因为反转)。如果相位调制器传递函数不是最小相位(即，所有零点并不都被限制于左半s平面)，在大多数情况下确实如此，则其具有位于单位圆外部的一些零点，|z_mi|＞1。因此，预加重滤波器函数将具有位于单位圆外的极点，并且H_p(z)将不是稳定系统。

为了使得预加重滤波器传递函数稳定，应该去除不稳定的极点。但是，预加重滤波器的频率响应在去除这些极点期间应该优选地保持不变。下面讨论了实现这一点的一种机制。

全通滤波器可以具有下面的公式4中所定义的传递函数：

$H_a\left(z\right)=\frac{(z-a)}{(1-a^{*}z)}$                                                         (公式4)

其中a^*是a的复数共轭(complex conjugate)。

稳定的全通滤波器具有位于单位圆内部，即|1/a|＜1的在1/a^*处的极点以及位于单位圆外部，即|a|＞1的在a处的零点。图3中以绘图形式说明了此点。理想的全通滤波器的频率响应的幅度对整个频谱均为1。在这种情形下：

|H_p(z)H_a(z)|＝|H_p(z)|                           (公式5)

实际上，除了一些相位改变外预加重滤波器的频率响应的幅度保持不变。

如果预加重滤波器传递函数H_p(z)具有位于单位圆外的极点，|P₀|＞1，则该传递函数可以分解如下：

$H_p\left(z\right)=H_{\mathrm{ps}}\left(z\right)\frac{1}{(z-p_0)}$                                                        (公式6)

则该预加重滤波器可以由全通滤波器级联，如下面的公式7所示：

$H_a\left(z\right)=\frac{(z-p_0)}{(1-p_0^{*}z)}$                                                         (公式7)

将公式6和7组合得到下面的公式8：

H_pa(z)＝H_p(z)H_a(z)

$=H_{\mathrm{ps}}\left(z\right)\frac{1}{(1-p_0^{*}z)}$                                                       (公式8)

$=H_{\mathrm{ps}}\left(z\right)(-\frac{1}{p_0^{*}})\frac{1}{(z-{\left(p_0^{*}\right)}^{-1})}$

由这些公式很明显，p₀处的不稳定极点可以用(1/p₀ ^*)处的稳定极点来代替，其被乘以增益(-1/p₀ ^*)。通过这样做，不稳定的极点被“拉”回到单位圆内，这得到了稳定的预加重滤波器传递函数。如果预加重滤波器传递函数具有多个不稳定的极点，则可用这种方式将所有这些不稳定的极点拉回到单位圆内。

如上讨论的相位调制器的离散传递函数，H_m(z)，可以多种方式来确定，例如由连续时间S函数或利用通过相位调制器的输入和输出信号来确定。例如，相位调制器的连续时间S函数，H_m(s)，可以表示为一阶项的部分分数展开：

$H_m\left(s\right)=\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\frac{A_i}{(s-s_i)}$                                                     (公式9)

该函数可以利用多种方式转换成离散传递函数，例如通过使用冲激不变方法(impulse-invariant method)。如本领域普通技术人员所公知的那样，冲激不变方法将滤波器的冲激响应不仅映射到模拟域而且映射到数字域。这样，将该方法应用到连续时间S函数得到了如下的离散传递函数：

$H_m\left(z\right)=\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\frac{{\mathrm{TA}}_i}{1-e^{\mathrm{siT}}{z}^{-1}}$                                                    (公式10)

其中T是采样间隔。S域的极点s_i，可以通过下述关系而映射到z平面的极点z_i：

Z_i＝e^siT                                     (公式11)

或者，如果相位调制器的封闭形式(closed form)S函数不可得，则可以通过使输入信号通过系统并且确定(identify)输入和输出信号特性来获得离散传递函数。例如，Steiglitz-McBride算法可用于从这些信号确定离散传递函数。如本领域普通技术人员所公知的，Steiglitz-McBride算法是使用系统的输入和输出信号来提供对系统响应的近似的迭代算法。

可以使用具体的设计示例来进一步解释本发明的系统。但是，本领域的普通技术人员将理解，提供该示例仅出于解释的目的，本发明并不限于此。

在该示例中，相位调制器具有四阶S函数H_m(s)＝B_m(s)/A_m(s)，其中分母和分子多项式为：B_m＝[0，0，0，0.0233986088102633，12744.3403106009]；以及A_m＝[1.272348e-024，8.11593e-016，7.23e-009，0233986088102633，12744.3403106009]。系统的目标离散传递函数是具有下述系数的五阶对称FIR滤波器：[-0.0798679590688931，0.0943951888467198，0.488574943617655，0.488574943617655，0.0943951888467198，-0.0798679590688931]。

可以以T＝16*1.2288MHz的采样间隔通过前述冲激不变方法将该模拟相位调制器S函数H_m(s)转换成离散传递函数H_m(z)。其零点为[0，-3.85403625471938e+015，0.972699691892029，-0.0262884086904271]。其极点为[0.9662666880065，0.802795952379248+0.1032505470525i，0.802795952379248-0.10325054705215i，1.28357452895155e-014]。这样零点之一位于单位圆之外。

接下来，可应用公式3来计算预加重滤波器传递函数H_p(z)＝H_t(z)H_m ^-1(z)。然后可以使用全通滤波器(公式7和8)来将H_p(z)的任何不稳定极点“拉”到单位圆内。这得到了稳定的预加重滤波器H_pa(z)，其当与相位调制器的传递函数组合时获得系统的期望的目标传递函数。图4(a)和图4(b)中说明了本示例中所使用的离散传递函数的频率响应。

图5图示了在信号发送机的情境下本发明的操作，该信号发送机包括根据本发明实施例的连同宽带相位调制器一起使用的预加重系统。图5中所示的发送机可以包括例如，适于接收输入信号并生成该信号的幅度和相位信息的基带处理器500、相位信号处理器501、宽带相位调制器502、自适应相位重新调整(re-alignment)元件503、功率放大器504以及连接到天线506的一个或多个负载线(load line)505。

基带处理器500可以是例如能够响应于可以是例如基带信号的输入信号生成功率控制信号和数据控制信号的数字信号处理器。数字控制信号可以从基带处理器500传到相位信号处理器501和放大器504。在一个实施例中，可由基带处理器500将I、Q数据转换成包含输入信号的幅度波特性(“A_m”)的模拟或数字控制信号以及包含输入信号的相位波特性(“A_p”)的电磁信号。例如，直角坐标到极坐标(rectangular to polar)转换器可用来输出(R，theta)形式的极坐标，其中R坐标表示波的幅度特性，theta坐标表示波的相位特性。

可以将初始输入信号的幅度特性A_m调制为控制信号，诸如组成在各种实施例中的可变长度的数字字(digital word)的一连串数字脉冲，其用来控制从相位调制器502输出的信号在功率放大器504中的放大。

而相位特性A_p可以被单独处理，然后被施加给功率放大器504。例如，相位信号A_p可以被传到宽带相位调制器502，其中相位特性信息可以先前描述的方式被调制到载波信号上然后发送到功率放大器504，在功率放大器504中，其可以被数据控制信号A_m调整(regulate)，以生成作为输入信号的放大形式的用于发送的输出信号。

来自输入信号的相位数据，A_p，可以首先通过数据缩放(scaling)处理器520，其对数据信号的幅度适当缩放。可以计算由数据缩放处理器520引起的信号幅度上的改变以补偿可能从宽带调制器502引入到输出信号中的任何不想要的增益。可以通过与数据格式兼容的任何传统手段来实现对信号的缩放。例如，如果相位数据信号是数字的，则可以通过数字处理来实现缩放。在该实施例中，宽带调制器502固有地是频率调制器，从而通过dθ/dt 523来实现数据频率和相位表示的数据转化。

然后相位分量信号可以通过调制补偿(均衡)滤波器121，其被计算成具有作为宽带调制器502的闭环响应的逆的幅度和相位响应。如上所讨论的，在一些情况下，调制器502具有固有的设计带宽以最小化信号中的噪声。但是，以这种方式对带宽进行限制可能导致信号的高频分量下滚(roll-off)，即减小。均衡滤波器521和，总调制响应滤波器522可以通过增加这些高频分量的增益来补偿下滚，这样，得到了系统的更平滑(平坦)的频率响应，并且有效地扩展了宽带调制器502的调制带宽。

均衡滤波器521优选地使用数字信号处理器来数字实现，虽然并不限于此，并且作为示例可以是FIR(有限冲激响应)或者IIR(无限频率响应)滤波器。相位分量数据也可以通过总调制响应滤波器522，其被计算来设置宽带调制器502的总通带响应(例如，4MHz)。类似于均衡滤波器521，总调制响应滤波器522可以是模拟或数字FIR或IIR滤波器。功能上，如果希望的话，滤波器521和522可以组合成单个滤波器。可以使用上述系统设计一个(或多个)滤波器的传递函数，从而提供对相位信号信息的适当预加重，以从相位调制器502产生在期望的频带上一致的输出信号。

在本文公开的实施例中，可以将基带输入信号调制到宽带调制器502中的所选择的中心频率的载波上。给定信号要对其调制的中心频率由信道计算来确定，通过该信道计算，载波频率(例如，1880MHz)除以参考源频率以建立用于信号的信道。

在本实施例中，信道计算产生具有整数部分和分数部分的数。如图5所示，信道计算器524接收来自基带处理器500的信道数，并且确定可选的非整(non-whole)数(例如23.5到24.5)，通过该非整数将分割宽带调制器502的载波，使得允许选择其中相位数据信号要调制的信道。然后将该数的分数部分与数据信号组合，其被传递到宽带调制器502中的西格马德尔塔调制器(SDM)525。(该分数部分也可以用来为自适应的相位重新调整元件503提供信道信息)

SDM 525可以与锁相环(PLL)526一起用来实现输入信号到载波上的宽带调制。SDM 525用来对所输入的相位数据进行随机化和过采样(oversample)，其中输出的多个样本的均值等于输入。本实施例中的SDM 525以某种方式操作，使得来自数字化处理的固有量化噪声可以被频率整形，从而在期望的频率处，该噪声较低。

SDM 525可以包括例如，一连串加法器/累加器和反馈元件，用于输入分数相位/信道数数据(其可以是模拟和数字信号)以及输出相应于分数输入的数字化的整数串。可以配置SDM 525使得输入范围对相位调制数据和信道数的分数部分而言足够了。例如，SDM 525可以是3位系统，其从而能够产生8个不同的输出数(例如，-3，-2，-1，0，1，2，3和4)，虽然如应该理解的那样，SDM525可以包括任意期望数目的位或元素。SDM 525可以对输入的每个样本生成4个输出整数，从而得到4倍于输入的过采样率。以这种方式在SDM 525中对输入调制数据进行采样可能在输入调制信号上引入噪声。可通过PLL 526中的低通环路滤波器531来滤掉任意这样的噪声。对SDM 525的电路拓扑并没有特别限制，而是可以包括例如MASH III拓扑或3阶环路拓扑。但是，如应理解的，如果期望的话其它适当的电路拓扑可以用于SDM 525。

然后可以将所示实施例中的SDM 525的输出与从信道计算器524接收的信道数的整数部分进行组合。在这里所讨论的示例中，该组合将产生从20到28的数。可以将信道数的整数和分数部分的组合输入到本实施例中的分频器528并用于将PLL 526锁定到期望的RF载波。

所示实施例中的PLL 526可以用于使用输入信号的相位部分调制由RF载波信号源例如载波源529合成的波信号。载波源529可以是能够产生载波的任何电磁波源，例如无线电频率压控振荡器(VCO)。

可以将参考源527的频率(或其被某数除的除数)与载波源529的输出频率相比较，该载波源529的输出频率被由分频器528从SDM 525和信道计算器524接收的一连串数相除。参考源527可以包括恒定或基本恒定频率的VCO，或者可以从其它频率的源得到。

相位频率检测器(PFD)530可以用于比较两个信号的相对相位，然后输出与两者之间的差(目移)成比例的信号。该输出信号可以用来调整载波源529的频率，从而在PFD 530测量的相位差充分接近于或者优选地等于零。从而，信号的相位被反馈环锁定，以防止由于载波源529的相位和频率中的改变而产生的不期望的信号相位漂移。

来自载波源529的反馈信号可以通过分频器528，其中分频器的分频比(division ratio)由代表从SDM 525接收的相位分量信息和从信道计算器524接收的信道信息的一串数来控制。结果信号可以传给PFD 530，其中，将该结果信号与来自参考源527的信号相比较，如上面提到的那样。组合后的信号可以通过低通环路滤波器531，并与载波源529的载波信号组合。

SDM 525被用来对输入到SDM 525的相位数据进行宽带调制。由于输入到SDM 525的相位数据可能不是恒定不变的，所以将SDM 525同步到分频器528的输出可能引入依赖于调制信号的频率偏移。因此，在某些实施例中，可能希望通过参考源527对SDM 525和分频器528进行同步。

在平衡滤波器521之前，也可以将相位特性信息Ap发送到自适应相位重新调整元件503以在相位重新调整中使用。例如，自适应相位重新调整503可以用来动态调整PLL响应，以确保均衡滤波器521和PLL 526的闭环响应紧密匹配。自适应重新调整元件503可以测量宽带调制器502的输出相位，并将其与从基带输入数据和接收自信道计算器524的中心频率信息导出的理论上的最优形式相比较。该比较的结果用于调整宽带调制器502中的PLL 526的环路增益。该反馈系统运作用来最小化发送信号中的误差。自适应相位重新调整元件503优选地在PLL使用期间运行并且减少对系统的手动校准的需要。

经相位调制的载波也可以送到功率放大器504以进行放大。输入信号的幅度部分可以送到功率放大器504。输入信号的幅度部分可用来产生来自功率放大器504的输出电流，其代表承载包含在输入信号中的情报的经放大的载波。

实现它的一种方式如下。从基带处理器500输出的输入信号的幅度分量，Am，可以包括形成数字字的数字脉冲，该数字字可量化成具有最高有效位(Most Significant Bit，“MSB”)到最低有效位(Least Significant Bit，“LSB”)的位。在各种不同实施例中数字字可以具有可变的长度。通常，字越长，输入波的再现准确度越高。该数字字可提供对放大的控制。

图6(a)-6(b)对此了进一步进行说明。如图6(a)所示，放大器可以包括功率放大部件610-616。这些可以包括例如功率放大器，尽管不限于此。功率放大部件的每个可以产生或不产生依赖于其接收到的控制信号的输出。相位调制信号可以输入到每个部件中。

然后可以在组合电路620中组合每个功率放大部件的输出，产生驱动负载的输出信号。对组合电路620没有特别限制，并且可以包括用于组合来自每个功率放大器的输出的任何机制，例如通过使用功率转换器、四分之一波(quarter-wave)传输线路、离散LC元件(例如，Pi-网络)等。

如图6(b)所示，放大器也可以包含分段晶体管(segmented transistor)630，其部件可用作电压电流源。每个放大部件可以担任或不担任电流源，这是因为其是通过用于调节控制元件的适当数字信号来调节的，并且部件的激活依赖于控制信号值，以及对适当控制元件的伴随调节。晶体管和部件可以是HBT晶体管。也可以使用诸如FET等的其它晶体管，以及其它电流或波特性源。也可以插入其它元件，例如，晶体管430之前的驱动器、用于减少晶体管部件的驱动电流的VGA、等等。

部件可通过从幅度元件输出的数字字的位来打开和关闭，从而由从幅度元件输出的数字字来调节。例如，如果所述位是“1”或“高”，则相应的控制元件被打开，从而电流从控制元件流到部件。如上面已提到的，数字字的长度可以改变，从而位和控制部件的数目在各实施例中可以相应地改变。另外的实施例可以包括单个位长的字。

在一个实施例中，部件在尺寸上可以改变。例如，第一部件可以是下一部件尺寸的两倍，而下一部件又依次是再下一部件的尺寸的两倍，如此等等直到到达最后的部件。最大的部件由幅度字的MSB控制，字的下一位对下一最大部件，等等，直到可以发送到最小部件的LSB。当然，如上面已提到的，其它实施例可以具有将位匹配到部件的不同模式。在其它实施例中，可以将其它的波特性馈送到另一个波特性源，从而调节该源。

一旦信号被放大，其就可传送到负载线505中(图5)。如本领域所公知的，可以选取负载线505以提供对天线506的匹配。天线506然后发射输出信号。

例如，在一些实施例中，对于某些发送机、接收机和收发机实施例，可以使这里描述的元件专用于特定的输入信号、载波和输出信号，例如，各种类型的蜂窝电话，诸如CDMA、CDMA2000、W-CDMA、GSM、TDMA，以及各种其它类型的有线和无线设备，例如，蓝牙、801.11a、-b、-g、雷达、1×RTT、无线电、GPRS、计算机和计算机通信设备或非计算机通信设备、手持设备等。对可用于本发明的实现中的调制方案没有限制并且可以包括，例如，GMSK，用于GSM中；GFSK，用于DECT和蓝牙中；8-PSK，用于EDGE中；OQPSK和HPSK，用于IS-2000中；p/4DQPSK，用于TDMA中；以及OFDM，用于802.11中。

如果期望的话，实施例可以既采用模拟元件也采用数字元件，只要这些实施例操纵需要这两者的波和信号。例如，蜂窝电话可以既采用模拟元件也采用数字元件。各种类型的系统架构也可以用于构建实施例。例如，实施例或者各种元件可以提供在需要的半导体设备上，例如集成电路或者专用集成电路构件；一些示例包括硅(Si)、硅锗(SiGe)或者镓砷(GaAs)衬底。

在如此描述了本发明的几个具体实施例后，对本领域的技术人员来说很容易进行各种变更、修改和改进。由于通过本公开这样的变更、修改和改进变得显而易见，所以虽然文中没有明确表达但这样的变更、修改和改进旨在是说明书的一部分，并且旨在落入本发明的精神和范围内。本领域的普通技术人员将因此理解，本发明的实施例或其各种元件和/或特征将全部由硬件、软件组成或者可以是软件和硬件的组合。

因此，如本领域技术人员所公知的，附图的每个方框，以及附图的方框的组合可以各种不同的方式来实施。

前述说明仅作为示例，而不是限制。仅如所附权利要求及其等价物定义那样来限定本发明。

Claims (35)

1.一种在处理系统中处理电磁信号之前确定用于加重该电磁信号的一部分的传递函数的方法，所述方法包括下述步骤：

确定所述处理系统的离散传递函数；

确定目标传递函数，以使所述目标传递函数乘以所述离散传递函数的反函数产生离散预加重传递函数；以及

将所述预加重传递函数中的任何不稳定的极点和/或零点转换成稳定的极点和/或零点。

2.如权利要求1所述的方法，其中，所述离散传递函数是使用从下述组中选择的一个或多个确定的，所述组包含S函数、输入和输出信号、逆不变法和Steiglitz-McBride算法。

3.如权利要求1所述的方法，其中，所述不稳定极点和/或零点的所述转换是使用全通滤波器实现的。

4.如权利要求1所述的方法，其中，所述目标传递函数是低通有限冲激响应滤波器，该低通有限冲激响应滤波器具有在所述有限冲激响应滤波器的大体全部频率范围上大约一致的增益。

5.如权利要求1所述的方法，其中，所述处理系统包括从下面的组中选择的一个或多个，所述组包含相位调制、宽带相位调制、宽带分数西格马德尔塔调制和用于码分多址信号的宽带分数西格马德尔塔调制。

6.一种用于对输入波进行电磁处理的方法，其中，对包含所述输入波的特性的输入信号进行处理以产生修正信号，所述方法包括下述步骤：

接收包含所述输入波的所述特性的所述输入信号；

使用基于下述操作的预加重传递函数对所述输入信号进行转换，所述操作为：确定用于所述输入信号的所述处理的离散传递函数，确定目标传递函数以使所述目标传递函数乘以所述离散传递函数的反函数产生所述预加重传递函数，以及将所述预加重传递函数中的任何不稳定的极点和/或零点转换成稳定的极点和/或零点；

处理所述输入信号以生成所述修正信号；以及

使用包含所述输入波的另一特性的控制信号调节所述修正信号，以产生输出信号。

7.如权利要求6所述的方法，其中，所述离散传递函数是使用从下述组中选择的一个或多个来确定的，所述组包含S函数、输入和输出信号、逆不变法和Steiglitz-McBride算法。

8.如权利要求6所述的方法，其中，所述不稳定极点和/或零点的所述转换是使用全通滤波器实现的。

9.如权利要求6所述的方法，其中，所述目标传递函数是低通有限冲激响应滤波器，该低通有限冲激响应滤波器具有在所述有限冲激响应滤波器的大体全部频率范围上大约一致的增益。

10.如权利要求6所述的方法，其中，所述修正信号是相位调制信号，以及所述处理包括从下述组中选择的一个或多个，所述组包含相位调制、宽带相位调制、宽带分数西格马德尔塔调制和用于码分多址信号的宽带分数西格马德尔塔调制。

11.如权利要求6所述的方法，其中，用来调节所述修正信号的所述特性是幅度。

12.如权利要求6所述的方法，其中，调节所述修正信号的所述步骤是使用多个部件执行的。

13.如权利要求12所述的方法，其中，所述部件的一个或多个作为功率放大器由代表所述输入波的所述两个或多个信号的一部分来独立控制，以将功率提供给输出信号。

14.如权利要求13所述的方法，还包括通过对从所述部件的一个或多个输出的功率进行组合生成输出信号的步骤。

15.如权利要求14所述的方法，其中，所述通过对功率进行组合生成输出信号的步骤是使用从下述组选择的一个或多个实现的，所述组包含功率转换器、四分之一波传输线、离散LC元件和Pi网络。

16.如权利要求12所述的方法，其中，所述部件的一个或多个作为电流源由代表所述输入波的所述两个或多个信号的一部分独立控制，以将电流提供给输出信号。

17.一种在相位调制器中进行调制之前，确定用于加重来自输入波的相位信号的传递函数的方法，所述方法包括下述步骤：

为所述相位调制器确定离散传递函数；

确定目标传递函数，以使所述目标传递函数乘以所述离散传递函数的反函数产生离散预加重传递函数；以及

将所述预加重传递函数中的任何不稳定的极点和/或零点转换成稳定的极点和/或零点。

18.如权利要求17所述的方法，其中，所述离散传递函数是使用从下述组中选择的一个或多个确定的，所述组包含S函数、输入和输出信号、逆不变法和Steiglitz-McBride算法。

19.如权利要求17所述的方法，其中，所述不稳定极点和/或零点的转换是使用全通滤波器来实现的。

20.如权利要求17所述的方法，其中，所述目标传递函数是低通有限冲激响应滤波器，该低通有限冲激响应滤波器具有在所述有限冲激响应滤波器的大体全部频率范围上大约一致的增益。

21.一种用于对输入波进行电磁处理的装置，其中，在处理电路中对包含所述输入波的特性的输入信号进行处理以产生修正信号，所述装置包括：

滤波器，用于接收包含所述输入波的所述特性的所述输入信号，以及使用基于下述操作的预加重传递函数对所述输入信号进行转换，所述操作为：确定用于所述输入信号的所述处理的离散传递函数，确定目标传递函数以使所述目标传递函数乘以所述离散传递函数的反函数产生所述预加重传递函数，以及将所述预加重传递函数中的任何不稳定的极点和/或零点转换成稳定的极点和/或零点；

处理电路，用于在所述滤波器中的所述转换之后处理所述输入信号以生成所述修正信号；以及

输出电路，用于使用包含所述输入波的另一特性的控制信号调节所述修正信号，以产生输出信号。

22.如权利要求21所述的装置，其中，所述离散传递函数是使用从下述组中选择的一个或多个确定的，所述组包含S函数、输入和输出信号、逆不变法和Steiglitz-McBride算法。

23.如权利要求21所述的装置，其中，所述不稳定极点和/或零点的所述转换是使用全通滤波器实现的。

24.如权利要求21所述的装置，其中，所述目标传递函数是低通有限冲激响应滤波器，该低通有限冲激响应滤波器具有在所述有限冲激响应滤波器的大体全部频率范围上大约一致的增益。

25.如权利要求21所述的装置，其中，所述修正信号是相位调制信号，以及所述处理电路是从下述组中选择的一个或多个，所述组包含锁相环、相位调制器、宽带相位调制器、宽带分数西格马德尔塔调制器和用于码分多址信号的宽带分数西格马德尔塔调制器。

26.如权利要求21所述的装置，其中，用来调节所述修正信号的所述特性是幅度。

27.如权利要求6所述的装置，其中，所述输出电路是包括多个部件的放大器。

28.如权利要求27所述的装置，其中，所述部件的一个或多个作为功率放大器由所述控制信号来独立控制，以将功率提供给所述输出信号，其中所述输出电路还包括用于将来自所述部件的每个的输出组合到所述输出的组合电路，以及其中所述组合电路包括从下述组选择的一个或多个，所述组包含功率转换器、四分之一波传输线、离散LC元件和Pi网络。

29.如权利要求27所述的装置，其中，所述部件的一个或多个作为电流源由代表所述输入波的所述两个或多个信号的一部分独立控制，以将电流提供给输出信号。

30.一种信号发送机，包括：

基带处理器，用于接收输入波并且生成代表所述输入波的幅度信号和相位信号；

相位调制器，用于对所述相位信号进行相位调制，所述相位调制器具有与其相关联的调制器传递函数；

滤波器，用于在所述相位调制器中调制所述相位信号之前对所述相位信号进行转换，所述滤波器具有基于下述操作的预加重传递函数，所述操作为：从所述调制器传递函数确定离散传递函数，确定目标传递函数以使所述目标传递函数乘以所述离散传递函数的反函数产生所述预加重传递函数，以及将所述预加重传递函数中的任何不稳定的极点和/或零点转换成稳定的极点和/或零点；以及

包括多个部件的放大器，用于使用所述幅度信号放大所述经相位调制的信号，以生成用于发送的输出信号。

31.如权利要求30所述的发送机，其中，所述离散传递函数是使用从下述组中选择的一个或多个来确定的，所述组包含S函数、输入和输出信号、逆不变法和Steiglitz-McBride算法。

32.如权利要求30所述的发送机，其中，所述不稳定极点和/或零点的所述转换是使用全通滤波器实现的。

33.如权利要求30所述的发送机，其中，所述目标传递函数是低通有限冲激响应滤波器，该低通有限冲激响应滤波器具有在所述有限冲激响应滤波器的大体全部频率范围上大约一致的增益。

34.如权利要求30所述的发送机，其中，所述输出电路还包括用于将来自所述部件的每个的输出组合到所述输出信号的组合电路，所述组合电路包括从下述组选择的一个或多个，所述组包含功率转换器、四分之一波传输线、离散LC电路和Pi网络。

35.如权利30所述的装置，其中，所述部件的一个或多个作为电流源由代表所述输入波的所述两个或多个信号的一部分独立控制，以将电流提供给输出信号。

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