CN1881794A

CN1881794A - 阻抗转换电路和包括其的集成电路

Info

Publication number: CN1881794A
Application number: CNA200610092553XA
Authority: CN
Inventors: 平林敦志; 小森健司
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 2005-06-15
Filing date: 2006-06-15
Publication date: 2006-12-20
Anticipated expiration: 2026-06-15
Also published as: CN100527616C; JP2006352416A; JP4720308B2; EP1737128B1; DE602006010623D1; US7235981B2; EP1737128A2; EP1737128A3; US7417439B2; US20070007947A1; US20070247168A1

Abstract

一种阻抗转换电路，包括：被供以差分输入信号电压的第一电压到电流转换器和第二电压到电流转换器；反相放大器；以及，用于反馈的第三电压到电流转换器，其中，第一电阻器和第二电阻器在反相放大器的输入端和输出端之间彼此串联，第一电压到电流转换器的输出端连接到反相放大器的输入端，第二电压到电流转换器的输出端连接到第一电阻器和第二电阻器的连接节点，反相放大器的输出端连接到第三电压到电流转换器的输入端，第三电压到电流转换器的输出端连接到第一压到电流转换器的输入端，并且在所述连接节点和地之间连接阻抗。

Description

阻抗转换电路和包括其的集成电路

技术领域

本发明涉及一种用于建立包括电感的阻抗的阻抗转换电路和包括其的集成电路。

背景技术

在半导体集成电路中难于建立期望的阻抗，特别是电感。

日本专利申请公开11-205087号公开了如图25中所示的作为建立包括电感的阻抗的电路的一种使用多个运算放大器的阻抗转换电路。

在此阻抗转换电路中，阻抗Z1、Z2、Z3、Z4和Z5在被供以输入信号电压Vin的输入端91和地之间彼此串联。阻抗Z2和Z3的连接节点和输入端91连接到运算放大器92的反相输入端和非反相输入端。运算放大器92的输出端连接到阻抗Z3和Z4的连接节点。阻抗Z4和Z5的连接节点和阻抗Z2和Z3的连接节点连接到运算放大器93的非反相输入端和反相输入端。运算放大器93的输出端连接到阻抗Z1和Z2的连接节点。

如图25中所示，在所述阻抗转换电路中，从输入端91所看的阻抗Zin是

Zin＝(Z1·Z3·Z5)/(Z2·Z4) (91)

但是，在图25中所示的现有技术中的阻抗转换电路基于在输入端91和地之间建立阻抗的前提。因此，为了提取作为两端元件的阻抗，使用总共四个运算放大器。而且，为了提取作为四端元件的阻抗，使用总共8个运算放大器。因此，当被转换为两端元件或转换为四端元件时，所述阻抗引起功耗的提高，因此不适合于降低功耗。

另外，因为所建立的阻抗的特性，特别是频率特性由所使用的运算放大器的性能决定，因此当增加运算放大器的数量时，所使用的频率被更多地限制。

发明内容

因此，本发明使得可以形成具有小数量元件的阻抗转换电路、降低功耗和拓宽所使用的频带。

按照本发明的实施例，提供了一种阻抗转换电路，包括：被供以差分输入信号电压的第一电压到电流转换器和第二电压到电流转换器；反相放大器；以及，用于反馈的第三电压到电流转换器。在阻抗转换电路中，第一电阻器和第二电阻器在反相放大器的输入端和输出端之间彼此串联，第一电压到电流转换器的输出端连接到反相放大器的输入端，第二电压到电流转换器的输出端连接到第一电阻器和第二电阻器的连接节点。而且，在阻抗转换电路中，反相放大器的输出端连接到第三电压到电流转换器的输入端，第三电压到电流转换器的输出端连接到第一电压到电流转换器的输入端，并且在所述连接节点和地之间连接阻抗。

按照本发明实施例的如此形成的阻抗转换电路使用一个反相放大器，诸如运算放大器等，并且可以使用很小数量的元件来形成电压到电流转换器。因此，即使在转换成两端元件或转换成四端元件的情况下，也有可能使用小数量的元件形成阻抗转换电路，降低功耗和拓宽所使用的频带。

如上所述，按照本发明的实施例，可以使用小数量的元件而形成阻抗转换电路，降低功耗和拓宽所使用的频带。

附图说明

图1是示出按照第一实施例的阻抗转换电路的图；

图2是示出图1的电路的等同电路的图；

图3是示出由图1的电路形成的带通滤波器的图；

图4是示出帮助说明图1到3的电路的方程的图；

图5是示出按照第二实施例的阻抗转换电路的图；

图6是示出图5的电路的等同电路的图；

图7是示出图5的电路的等同电路的图；

图8是示出由图5的电路形成的差分型带通滤波器的图；

图9是示出帮助说明图5到8的电路的方程的图；

图10是示出按照第三实施例的阻抗转换电路的图；

图11是示出图10的电路的等同电路的图；

图12是示出图10的电路的等同电路的图；

图13是示出由图10的电路形成的对称四端网的图；

图14是示出由图10的电路形成的差分型陷波电路的图；

图15是示出帮助说明图10-14的电路的方程的图；

图16是示出帮助说明图10-14的电路的方程的图；

图17是示出按照第四实施例的阻抗转换电路的图；

图18是示出具有驱动电阻器和终端电阻器的图17的电路的图；

图19是示出图18的电路的不同表示的图；

图20是示出由图17的电路形成的对称四端网的图；

图21是示出由图17的电路形成的差分三阶低通滤波器的图；

图22是示出帮助说明图17-21的电路的方程的图；

图23是示出帮助说明图17-21的电路的方程的图；

图24是示出按照第五实施例的阻抗转换电路的图；

图25是示出在现有技术中的阻抗转换电路的图。

具体实施方式

[1.第一实施例：图1-4]

图1示出了按照第一实施例的阻抗转换电路。

在此示例中的所述阻抗转换电路被形成为包括电压到电流转换器11、12和13以及反相放大器14的电路10。

电压到电流转换器11将被提供到输入端1a的输入信号电压Vin转换为输出电流。电压到电流转换器12将被提供到输入端1b的、相对于输入信号电压Vin的差分(相反相位)输入信号电压-Vin转换为输出电流。

运算放大器等可以用作反相放大器14。电阻器15和16在反相放大器14的输入端(在运算放大器情况下为反相输入端)和输出端之间彼此串联。在电阻器15和16的连接节点17与地之间连接阻抗18。电压到电流转换器11的输出端连接到反相放大器14的输入端，电压到电流转换器12的输出端连接到连接节点17。

电压到电流转换器13将反相放大器14的输出电压Vout转换为电流，并且将该电流反馈到电压到电流转换器11的输入侧。即，电压到电流转换器13的输入端连接到反相放大器14的输出端。电压到电流转换器13的输出端连接到电压到电流转换器11的输入端。

在如此形成的阻抗转换电路中，gm1、gm2和gm0分别表示电压到电流转换器11、12、13的电导(电压到电流转换系数)。R1和R2分别表示电阻器15和16的电阻值。Z表示阻抗18的阻抗值(对于阻抗，阿拉伯数字用作表示电路或元件的附图标号，将字母表符号Z、Zin等用于表示阻抗值)。由图4中的方程(1)表示反相放大器14的输出电压Vout。

假定gm1和gm2之间满足图4的方程(2)所表示的条件，则由图4中的方程(3)来表达输出电压Vout。

这样，由图4中的方程(4)来表达从电压到电流转换器13流到电压到电流转换器11的输入侧的电流Iin，并且由图4中的方程(5)来表达从输入端1a所看的阻抗Zin。

设Z＝sL(其中s是拉普拉斯算子)，公知地，在这种情况下输入阻抗Zin是电感。改变gm0可以改变电感的值，即阻抗的值。

可以改变除了gm0之外的参数gm1、R1或R2。但是，在这种情况下，以与参数gm1、R1或R2的改变互锁的方式改变其他参数，以便满足在图4中的方程(2)的条件。这样，参数改变和控制变得困难，因此改变gm0。

图2示出了从图1示例中的阻抗转换电路的输入端1a所看的等同电路。在此电路中，在信号源2和地之间存在由图4中的方程(5)所表达的阻抗Zin。

作为具体示例，图3示出了通过使用作为图1中的阻抗18(阻抗Z)的电感和电容的并联电路而形成的带通滤波器51，其中附接了驱动电阻器3(电阻值R)。

使用其中将诸如电阻器等的线性元件用作阻抗18(阻抗Z)并且可以改变gm0或gm1的配置，可以实现具有线性增益控制特性的增益控制放大器电路。

[2.第二实施例：图5-9]

图5示出了按照第二实施例的阻抗转换电路。通过对于差分输入信号电压Vin和-Vin对称地布置图1中所示的电路10和与电路10具有相同配置的电路20而形成此示例中的阻抗转换电路。

具体上，在电路20中，电压到电流转换器21、22和23，反相放大器24，电阻器25、26，连接节点27、阻抗28以与电路10完全相同的方式连接。与电路10相反，被提供到输入端1b的输入信号电压-Vin被提供到电压到电流转换器21，而被提供到输入端1a的输入信号电压Vin被提供到电压到电流转换器22。

设gm1是电压到电流转换器11和21的电导，gm2是电压到电流转换器12和22的电导，gm0是电压到电流转换器13和23的电导，R1是电阻器15和25的电阻值，R2是电阻器16和26的电阻值，Z是阻抗18和28的阻抗值，则反相放大器14的输出电压Vout由图9中的方程(11)来表达，所述方程(11)与在图4中的方程(1)相同。反相放大器24的输出电压Vout’类似地由图9中的方程(12)来表达。输出电压Vout和Vout’彼此具有差分关系，如图9中的方程(13)所表达的。

假定gm1和gm2之间满足由与图4中的方程(2)相同的图9中的方程(14)表达的条件，则输出电压Vout’由图9中的方程(15)来表达。方程(15)中的G是由图9中的方程(16)表达的传递函数。

这样，从电压到电流转换器23流到电压到电流转换器21的输入侧的电流Iin’由图9中的方程(17)来表达，并且从输入端1b所看的阻抗Zin’由图9中的方程(18)来表达，所述方程(18)与图4中的方程(5)相同。

即，在图5中的示例中，从输入端1a所看的阻抗Zin和从输入端1b所看的阻抗Zin’彼此相同，并且分别出现在地和输入端1a以及地和输入端1b之间。这等同于由图4中的方程(5)表达的阻抗Zin和由图9中的方程(18)表达的阻抗Zin’在输入端1a和1b之间彼此串联。

因此，如图6中所示，从图5的示例中的阻抗转换电路的输入端1a和1b所看的等同电路具有在信号源2a和信号源2b之间彼此串联的两个相同的阻抗Zin。

图7示出了当图5中的电路10和20中的用于产生由图9中的方程(16)所表达的传递函数G的相应元件被示出为运算电路5a和5b时的等同电路。

作为具体示例，图8示出了通过使用作为图5中的阻抗18和28(阻抗Z)的、电感和电容的并联电路而形成的差分型带通滤波器52，其中附接了驱动电阻器3a和3b(电阻值R)。

使用其中诸如电阻器等的线性元件用作阻抗18和28(阻抗Z)并且可以改变gm0或gm1的配置，有可能实现具有线性增益控制特性的增益控制放大器电路。

[3.第三实施例：图10-16]

图10示出了按照第三实施例的阻抗转换电路。此示例中的阻抗转换电路由电路31和32来形成。

在电路31中，两个电压到电流转换器11a和11b被提供作为与图5示例中的阻抗转换电路中的电压到电流转换器11对应的转换器，两个电压到电流转换器12a和12b被提供作为与电压到电流转换器12对应的转换器，两个电压到电流转换器13a和13b被提供作为与电压到电流转换器13对应的转换器。电阻器15和16彼此串联在反相放大器14的输入端和输出端之间。阻抗18连接在电阻器15和16的连接节点17与地之间。电压到电流转换器11a和11b的输出端连接到反相放大器14的输入端。电压到电流转换器12a和12b的输出端连接到连接节点17。电压到电流转换器13a和13b的输入端连接到反相放大器14的输出端。电压到电流转换器13a的输出端连接到电压到电流转换器11a的输入端。电压到电流转换器13b的输出端连接到电压到电流转换器11b的输入端。

在电路32中，两个电压到电流转换器21a和21b被提供作为与图5示例中的阻抗转换电路中的电压到电流转换器21对应的转换器，两个电压到电流转换器22a和22b被提供作为与电压到电流转换器22对应的转换器，两个电压到电流转换器23a和23b被提供作为与电压到电流转换器23对应的转换器。电阻器25和26彼此串联在反相放大器24的输入端和输出端之间。阻抗28连接到在电阻器25和26的连接节点27与地之间。电压到电流转换器21a和21b的输出端连接到反相放大器24的输入端。电压到电流转换器22a和22b的输出端连接到连接节点27。电压到电流转换器23a和23b的输入端连接到反相放大器24的输出端。电压到电流转换器23a的输出端连接到电压到电流转换器21a的输入端。电压到电流转换器23b的输出端连接到电压到电流转换器21b的输入端。

而且，在电路31和32中，电压到电流转换器11a和电压到电流转换器22a的输入端和电压到电流转换器13a的输出端被连接作为终端1a。电压到电流转换器12a和21a的输入端和电压到电流转换器23a的输出端被连接作为终端1b。电压到电流转换器11b和22b的输入端和电压到电流转换器13b的输出端被连接作为终端1d。电压到电流转换器12b和21b的输入端和电压到电流转换器23b的输出端被连接作为终端1c。终端1a和1b被供以差分输入信号电压Va和Vb。

同样在此示例中，假定满足了图9中方程(14)所表达的条件，并且设Vc和Vd分别是终端1c和1d的电压，则在此示例中，通过将图9中的方程(14)代入方程(11)和(12)，在方程(11)中表达Vin＝Va-Vd，在方程(12)中-Vin＝Vb-Vc，反相放大器14的输出电压Vout和反相放大器24的输出电压Vout’由图15中的方程(21)和方程(22)来表达。

方程(21)和方程(22)中的G是由图15中方程(23)表达的传递函数，所述方程(23)与图9中的方程(16)相同。

因此，如图11所示，当用于产生图15中方程(23)所表达的传递函数G的元件被分别示出为运算电路6a和6b时，可以给出图10示例中的阻抗转换电路的等同电路。

图12示出了其中进一步增加了驱动电阻器3a和3b(电阻值R)和终端电阻器4c和4d(电阻值R)的等同电路的状态。信号源2a和2b提供差分输入信号电压Vin和-Vin。

在图12的电路中，设Ia是流过驱动电阻器3a的电流，Id是流过终端电阻器4d的电流，图15中的方程(31)和方程(32)对于电流Ia和Id成立。由图15中的方程(33)表达电压Vd。因此，电压Va和Vd由图15中的方程(34)和方程(35)来表达。

类似地，设Ib是流过驱动电阻器3b的电流，Ic是流过终端电阻器4c的电流，则图15中的方程(41)和方程(42)对于电流Ib和Ic成立。电压Vc由图15中的方程(43)来表达。因此，电压Vb和Vc由图15中的方程(44)和方程(45)来表达。

从方程(34)和方程(44)之间的比较和方程(35)和方程(45)之间的比较很清楚，电压Va和电压Vb彼此具有差分关系，并且电压Vd和电压Vc之间具有差分关系。

而且，从图15中的方程(34)，电流Ia由图16中的方程(51)来表达。从图15中的方程(44)，电流Ib由图16中的方程(52)来表达。从图15中的方程(35)，电流Id由图16中的方程(53)来表达。从图15中的方程(45)，电流Ic由图16中的方程(54)来表达。

从方程(51)到(54)可以理解，电流Ia、Ib、Id和Ic都具有相同的绝对值，并且电流Ia在图12中从终端1a到终端1d的箭头方向上流动，电流Ib在图12中的从终端1c到终端1b的箭头方向上流动。

即，如图13中所示，图10示例中的阻抗转换电路形成具有两个输入端和两个输出端的对称四端网30。

图13中的电压V1和-V1对应于由图15中的方程(34)和方程(44)表达的电压Va和Vb，并且指示所述两个电压彼此具有差分关系。图13中的电压V2和-V2对应于由图15中的方程(45)和方程(35)表达的电压Vc和Vd，并且指示所述两个电压彼此具有差分关系。

从图15中的方程(34)和方程(44)，由图16中的方程(55)表达电压V1。从图15中的方程(45)和方程(35)，由图16中的方程(56)表达电压V2。设Z12是在终端1a和1d之间的阻抗，图16中的方程(57)成立，并且由图16中的方程(58)来表达阻抗Z12。终端1b和1c之间的阻抗是同样的阻抗Z12。

因此，图10的示例中的阻抗转换电路在终端1a、1b、1d和1c之间形成对称的四端网30。

重要的是，在所述四端网的输入侧上的差分输入和在输出侧上的差分输出的情况下，由图16中的方程(58)所表达的阻抗作为所述对称四端网中的输入和输出之间的两端(two-terminal)元件而存在，并且同时，通过所使用的阻抗Z的配置可以建立各种四端网。另外，在上述的示例中，可以通过改变gm0而改变所建立的阻抗Z12。

作为具体示例，图14示出了通过使用作为在图10中的阻抗18和28(阻抗Z)的、电感和电容的并联连接电路而形成的差分型(在这种情况下是二阶对称四端类型)的陷波电路53。

如图5的示例中的阻抗转换电路那样，使用其中将诸如电阻器等的线性元件作为阻抗18和28(阻抗Z)并且可以改变gm0和gm1的配置，可以实现具有线性增益控制特性的增益控制放大器电路。

[4.第四实施例：图17到23]

图17示出了按照第四实施例的阻抗转换电路。

通过下述方式来形成在此情况下的阻抗转换电路：为图10示例中的阻抗转换电路提供作为输入侧上的终端1a和1b之间的桥的阻抗7a和7b(阻抗Z11)和作为在输出侧上的终端1c和1d之间的桥的阻抗7c和7d(阻抗Z22)，该图10示例中的阻抗转换电路形成作为等同电路的如图11(图13)中那样的对称四端网。

同样在这种情况下，假定满足图9中的方程(14)所表达的条件，则通过图22中的方程(61)来表达运算电路6a的输出电压Vout，所述方程(61)与图15中的方程(21)相同。方程(61)中的G是由图22中的方程(62)表达的传递函数，所述方程(62)与图15中的方程(23)相同。

在这种情况下，如图22中的方程(63)中所示，将G用G12替换，并且将gm0用gm12替换。

因此，如图17中所示，由运算电路6a和6b产生的传递函数是G12，并且电压到电流转换器13a、13b、23a和23b的电导是gm12。

图18示出了其中进一步增加了驱动电阻器3a和3b(电阻值R)和终端电阻器4c和4d(电阻值R)的状态。如上面参见图12所述，信号源2a和2b提供差分输入信号电压Vin和-Vin。

在图18的电路中，流过驱动电阻器3a和3b的电流Ia和Ib由图22中的方程(65)和方程(66)来表达，并且流过终端电阻器4c和4d的电流Ic和Id由图22中的方程(67)和方程(68)来表达。

方程(65)减去方程(68)和方程(66)减去方程(67)得到由图23中的方程(71)和方程(72)表达的电压Vc和Vd。而且，将方程(71)和方程(72)相加得到由图23中的方程(73)表达的电压Vc和Vd的加和。另外，将图22中的方程(65)和(66)相加得到由图23中的方程(74)表达的电压Vc和电压Vd的加和。

这样，因为方程(73)与方程(74)等同，所以如图23中的方程(75)所示，电压Va和电压Vb的加和与电压Vc和电压Vd的加和每个都是零，并且如图23中的方程(76)所示，电压Va和电压Vb彼此具有差分关系，电压Vc和电压Vd彼此具有差分关系。而且，可以从这些差分关系明白，对于由图22中的方程(65)到(68)所表达的电流，Ib＝-Ia，并且Id＝-Ic。

从上述结果，图18的电路可以表示为图19中的形式。图19中的电压V1和-V1对应于电压Va和Vb，并且指示所述两个电压彼此具有差分关系。电压V2和-V2对应于电压Vc和Vd，并且指示所述两个电压彼此具有差分关系。

一个阻抗7e表示输入侧上的阻抗7a和7b。一个阻抗7f表示输出侧上的阻抗7c和7d。

如上参见图10-14所述，在所述四端网的输入侧上的差分输入和输出侧上的差分输出的情况下，图16中的方程(58)所表达的阻抗Z12作为在所述输入和所述输出之间的两端元件而存在。

同样在图17-19的示例中，如图20中所示，图23中的方程(78)所表达的阻抗Z12作为两端元件而存在，所述方程(78)是通过重写图16中的方程(58)而获得的。

因此，在此示例中，如图20所示，可以形成梯形电路。由此有可能实现集成电路中的切比雪夫(Chebyshev)滤波器等的陡峭(steep)滤波特性。

作为具体示例，图21示出了通过使用作为阻抗Z(阻抗18和28，如图10中所示的，虽然在图17中未示出)的、电感器和电容器的并联电路，并且使用电容器作为阻抗7e和7f而形成差分型的三阶低通滤波器(三阶切比雪夫型低通滤波器)54。

如图10中的阻抗转换电路中那样，使用其中将诸如电阻器等的线性元件用作阻抗18和28(阻抗Z)并且可以改变gm12或gm1的配置，可以实现具有线性增益控制特性的增益控制放大器电路。

[5.第五实施例：图24]

图24示出了按照第五实施例的阻抗转换电路。

这个示例基本上与图17的示例相同。在这种情况下，输入侧上的终端1a和1b之间的阻抗被设置为上述的阻抗Z11，并且阻抗Z11通过运算电路41和电压到电流转换器42、43而形成为差分型阻抗。输出侧上的终端1c和1d之间的阻抗被设置为上述的阻抗Z22，并且阻抗Z22通过运算电路45和电压到电流转换器46、47而形成为差分型阻抗。

假定运算电路41产生传递函数G11，并且运算电路45产生传递函数G22。假定电压到电流转换器42和43的电导是gm11，并且电压到电流转换器46和47的电导是gm22。

在这种情况下，在终端1a和1d之间和在终端1b和1c之间的阻抗Z12与阻抗Z 11和Z22通过下面的方程来表达：

Z11＝2×G11×gm11 (81)

Z22＝2×G22×gm22 (82)

Z12＝G12×gm12 (83)

同样在此示例中，如在图17的示例中那样，可以形成如图20所示的梯形电路，并且可以形成如图21所示的差分型三阶低通滤波器(三阶切比雪夫类型低通滤波器)。

[6.实施例的效果]

可以通过比现有技术中的阻抗转换电路更少数量的元件来形成每个上述实施例地阻抗转换电路。因此，可以降低功耗，拓宽所使用的频带，并且实现直至高频的有源滤波器。

通过使用作为反相放大器的宽动态范围的运算放大器，可以拓宽输入和输出的动态范围，并且过滤大输入。

输入部分中电压到电流转换器的使用使得所有的偏置点都可以被设置在电源电压的中心，这有益于降低电压和提高对于失真的抵抗力。另外，可以使用在过去不适合于有源滤波器的CMOS工艺。

因为可以通过比现有技术更少数量的元件来形成对称四端网，因此有可能拓宽所使用的频带，实现直达高频的有源滤波器，并且实现陡峭的滤波特性。

对于正在使用的阻抗值，可以通过使用电压到电流转换器的电导和电阻值之间的比率来自由地控制转换后的阻抗值，因此容易实现集成电路中具有适当值的阻抗。

对称四端网的形成使能了所有信号的差分处理，因此使能了在集成电路中对于诸如辐射等的噪声有高度抵抗力的模拟信号处理。

使用其中将诸如电阻器等的线性元件用作阻抗Z并且可以改变电压到电流转换器的电导的配置，有可能实现具有线性增益控制特性的增益控制放大器电路。

本领域内的技术人员应当明白，根据在所附的权利要求及其等同内容的范围内的设计要求和其他因素，可以进行各种修改、组合、子组合和替代。

本发明包含与2005年6月15日在日本专利局提交的日本专利申请JP2005-174657相关联的主题，其整体公开通过引用被包含在此。

Claims

1.一种阻抗转换电路，包括：

被供以差分输入信号电压的第一电压到电流转换器和第二电压到电流转换器；

反相放大器；以及，

用于反馈的第三电压到电流转换器，

其中，第一电阻器和第二电阻器在所述反相放大器的输入端和输出端之间彼此串联，

所述第一电压到电流转换器的输出端连接到所述反相放大器的输入端，

所述第二电压到电流转换器的输出端连接到所述第一电阻器和所述第二电阻器的连接节点，

所述反相放大器的输出端连接到所述第三电压到电流转换器的输入端，

所述第三电压到电流转换器的输出端连接到所述第一电压到电流转换器的输入端，并且

在所述连接节点和地之间连接阻抗。

2.一种阻抗转换电路，包括：

作为第一电路和第二电路的两个电路；

所述两个电路的每个包括第一电压到电流转换器和第二电压到电流转换器、反相放大器和用于反馈的第三电压到电流转换器；

第一电阻器和第二电阻器在所述反相放大器的输入端和输出端之间彼此串联；

在所述连接节点和地之间连接阻抗，

其中，向所述第一电路中的所述第一电压到电流转换器和所述第二电路中的所述第二电压到电流转换器提供相同的输入信号电压，并且向所述第二电路中的所述第一电压到电流转换器和所述第一电路中的所述第二电压到电流转换器提供相对于所述输入信号电压的差分输入信号电压。

3.一种阻抗转换电路，包括：

作为第一电路和第二电路的两个电路；

所述两个电路的每个包括第一电压到电流转换器、第二电压到电流转换器、第三电压到电流转换器、第四电压到电流转换器、第五电压到电流转换器、第六电压到电流转换器和反相放大器；

所述第一电压到电流转换器的输出端和所述第四电压到电流转换器的输出端连接到所述反相放大器的输入端；

所述第二电压到电流转换器的输出端和所述第五电压到电流转换器的输出端连接到所述第一电阻器和所述第二电阻器的连接节点；

所述反相放大器的输出端连接到所述第三电压到电流转换器的输入端和所述第六电压到电流转换器的输入端；

所述第三电压到电流转换器的输出端连接到所述第一电压到电流转换器的输入端；

所述第六电压到电流转换器的输出端连接到所述第四电压到电流转换器的输入端；并且

在所述连接节点和地之间连接阻抗，

其中，所述第一电路中的所述第一电压到电流转换器的输入端和所述第二电路中的所述第二电压到电流转换器的输入端被连接作为第一终端，

所述第二电路中的所述第一电压到电流转换器的输入端和所述第一电路中的所述第二电压到电流转换器的输入端被连接作为第二终端，

所述第一电路中的所述第四电压到电流转换器的输入端和所述第二电路中的所述第五电压到电流转换器的输入端被连接作为第三终端，

所述第二电路中的所述第四电压到电流转换器的输入端和所述第一电路中的所述第五电压到电流转换器的输入端被连接作为第四终端，并且

所述第一终端和第二终端被提供以差分输入信号电压。

4.按照权利要求3的阻抗转换电路，

其中，在所述第一终端和所述第二终端之间连接阻抗，并且在所述第三终端和所述第四终端之间连接阻抗。

5.按照权利要求4的阻抗转换电路，

其中，所述阻抗是差分型阻抗。

6.一种集成电路，包括：

阻抗转换电路，包括：

被提供以差分输入信号电压的第一电压到电流转换器和第二电压到电流转换器：

反相放大器；以及，

用于反馈的第三电压到电流转换器，

所述第三电压到电流转换器的输出端连接到第一电压到电流转换器的输入端，并且

在所述连接节点和地之间连接阻抗。