JP2005073016A

JP2005073016A - 可変インピーダンス変換器

Info

Publication number: JP2005073016A
Application number: JP2003301040A
Authority: JP
Inventors: Kazuo Kawai; 一夫川井
Original assignee: General Research of Electronics Inc
Current assignee: General Research of Electronics Inc
Priority date: 2003-08-26
Filing date: 2003-08-26
Publication date: 2005-03-17

Abstract

【課題】一般化インピーダンス変換器の機能を拡張して正負に渉って入力インピーダンスを可変できる可変インピーダンス変換器を提供することである。
【解決手段】一般化インピーダンス変換器内の直列接続された４つのインピーダンス素子を全て抵抗に置き換え、特に第２，第３のインピーダンス素子はポテンショメータＲ_０に置き換える。ポテンショメータＲ_０のタップ出力Ｒ_０’を第６のインピーダンス素子Ｚ_６、オペアンプＱ_１，Ｑ_２の−入力端子に接続する。タップ出力Ｒ_０’による配分比１−ｋ：ｋを変えて、入力インピーダンスＺ_１１’を正負に渉って変化させる。
【選択図】図１

Description

本発明は、一般化負性インピーダンス変換器の適用範囲を拡大して、正負に渉って可変できるインピーダンス変換を可能とした可変インピーダンス変換器の回路構成に関する。

インピーダンス変換器は同種のインピーダンス間での変換だけでなく、異種のインピーダンス間での変換も行うものであるが、従来のインピーダンス変換器として一般化インピーダンス変換器（例えば、A.Antoniou,"Realization of Gyrators Using Operational Amplifiers,and Their Use in RC Active Network Synthesis",Proc.IEE,vol.116,pp.1838-1850,1969.参照）がある。この一般化インピーダンス変換器は２つのオペアンプと直列接続された４つのインピーダンス素子を組み合わせた回路から成り、４つのインピーダンス素子に種々のインピーダンス素子を用いることにより、負荷インピーダンスの大きさに比例する各種のインピーダンスをその入力インピーダンスとして得ることができる。例えば、キャパシタと抵抗で等価的インダクタを作ったり、ω^２に反比例する周波数依存型負性抵抗を作ったりすることができる。

しかし上述した一般化インピーダンス変換器では、周波数依存型ではない純粋の負性キャパシタや負性インダクタを作ることはできないので、本発明者は、先に、特願２００３−１３１１８８号を出願し、この出願の発明の回路構成によれば、負性キャパシタや負性インダクタを実現できることを示した。

図３に本発明の負性インピーダンス変換器の基本的構成を示す。同図において、Ｚ_１〜Ｚ_４は夫々第１乃至第４のインピーダンス素子、Ｚ_５は負荷となる第５のインピーダンス素子、Ｑ_１，Ｑ_２はオペアンプ回路で、４つの第１乃至第４のインピーダンス素子Ｚ_１〜Ｚ_４は直列接続され、これらインピーダンス素子Ｚ_１〜Ｚ_４に対し２つのオペアンプ回路Ｑ_１，Ｑ_２は負帰還ループｎ_１，ｎ_２を形成するように接続されている。Ｚ_６は第６のインピーダンス素子で、Ｂ点と接地間に接続されている。

第１乃至第４のインピーダンス素子Ｚ_１〜Ｚ_４に対し２つのオペアンプ回路Ｑ_１，Ｑ_２の夫々の入力端子が接続された３点をＡ，Ｂ，Ｃとすると、上述のように２つのオペアンプ回路Ｑ_１，Ｑ_２とも負帰還ループｎ_１，ｎ_２が形成されているため、この３点の電位はほぼ同一になるように動作する。従ってこの３点は仮想的に接続されていると見なすことができる。そこで、図３に示すようにＢ点と接地間に第６のインピーダンス素子Ｚ_６を接続し、その値をＺ_５＞Ｚ_６のように設定すると、Ｚ_６を通じて流れる電流は、Ｚ_５を通して供給されるだけでなく、入力側１，１'に接続される外部回路（図示せず）からも吸い込まれることになるから、入力インピーダンスＺ_１１’は負性を呈することになる。

以下この点について詳細に説明する。但し、図３のインピーダンス素子Ｚ_１〜Ｚ_４を全て同一抵抗Ｒ_１としてある。

図３の回路において、以下の４式（１１）〜（１４）が成り立つ。

上記４式より入力インピーダンスＺ_１１’、即ち、Ｖ_１／Ｉ_１を求めることができ、Ｚ_１１’は

となり、入力インピーダンスＺ_１１’はＺ_５とＺ_６だけで決まることになる。

従って、これから次のことが言える。即ち、

特願２００３−１３１１８８号

上述したように図３の回路構成とすれば、負性インダクタや負性キャパシタを得ることはできる。しかし、何れの場合でも、そのインピーダンス値は固定のままであって、可変することはできない。

そこで本発明の課題は、一般化インピーダンス変換器の回路形成を活用し、その適用範囲を更に拡大し、正負に渉って可変できるインピーダンスが得られる回路を提供することである。

上記課題を解決するため、本発明の可変インピーダンス変換器は、４つの直列接続された第１乃至第４のインピーダンス素子と、上記第１乃至第４のインピーダンス素子に対し負帰還ループを形成するように入出力を接続した２つのオペアンプ回路と、上記第４のインピーダンス素子と接地間に接続される負荷となる第５のインピーダンス素子と、上記第１乃至第４のインピーダンス素子と２つのオペアンプ回路との中央接続点と接地間に接続される第６のインピーダンス素子と、を備えたインピーダンス変換器において、上記第１のインピーダンス素子を入力端子に接続すると共に該第１のインピーダンス素子と第４のインピーダンス素子とを、同一抵抗で置き換え、第２及び第３のインピーダンス素子をポテンショメータで置き換え、該ポテンショメータのタップ出力を前記中央接続点として、第７の抵抗を介して第６のインピーダンス素子及び２つのオペアンプ回路に接続し、第５及び第６のインピーダンス素子を同種のインピーダンスとするように構成したことを要旨とする。

上述した本発明の構成によれば、一般化インピーダンス変換器の機能を拡張して、その入力インピーダンスを正負に渉って可変できるインピーダンス変換器を容易に実現できる。

負性インピーダンス変換器は、前述しかつ図３に示すように、直列接続された同一抵抗値Ｒ_１を有する第１乃至第４の４つのインピーダンス素子Ｚ_１〜Ｚ_４の中央接続点Ｂと接地間に第６のインピーダンス素子Ｚ_６を接続し、その値を第４のインピーダンス素子Ｚ_４に接続されて負荷となる第５のインピーダンス素子Ｚ_５（Ｚ_６と同種のインピーダンス素子）の値より小さい値に設定することにより、入力インピーダンスＺ_１１’を負性にするという構成になっている。

この場合、第６のインピーダンス素子Ｚ_６は、２つのオペアンプ出力から等しい値（Ｒ_１）の第２，第３のインピーダンス素子Ｚ_２，Ｚ_３を通じて駆動されているが、その合成回路の合成比、即ち、両オペアンプＱ_１，Ｑ_２の出力からの駆動電圧の配分比を変えれば、直列４抵抗回路の入出力の電圧比が変わるから、これに伴って入力インピーダンスＺ_１１’を変えられる、つまり可変インピーダンス変換器を実現できる。

上述のように、両オペアンプＱ_１，Ｑ_２からの駆動電圧を、Ｚ_２，Ｚ_３の値（Ｒ_１）を変更することにより変えると、その結果、入力インピーダンスＺ_１１’は変化する。しかし、それと同時に、Ｚ_２，Ｚ_３の合成抵抗とＺ_６のインピーダンスによりハイパスフィルタ又はローパスフィルタが形成されているからそのカットオフ周波数も変化してしまうことになり、使い難い。

そこで、本発明では、例えば、図１に示す実施例のように可変インピーダンス変換器を構成する。図１において、図３と同一符号は同一又は類似の回路で、Ｒ_０はポテンショメータであり、前記第２，第３のインピーダンス素子Ｚ_２，Ｚ_３に相当し、そのタップ出力Ｒ_０’は前記中央接続点Ｂに相当する。タップ出力Ｒ_０’は抵抗Ｒ_７を介して第６のインピーダンス素子Ｚ_６及びオペアンプＱ_１，Ｑ_２の−入力端子に接続される。オペアンプＱ_１，Ｑ_２の出力からの駆動電圧の配分比はポテンショメータＲ_０のタップ出力Ｒ_０’による配分比１−ｋ：ｋで決められる。但し、ポテンショメータＲ_０と抵抗Ｒ_７の抵抗値はＲ_０≪Ｒ_７であるように設定する。

図１の実施例において、以下の４式が成り立つ。

この４式より入力インピーダンスＺ_１１’として

が得られるが、図１の実施例のインピーダンス変換器は式（５）において、（Ｒ_７／Ｚ_６）≫２および（Ｒ_１／Ｚ_５）≫１となる周波数範囲で使用すべきであるから、この条件を入れると、近似的に

となる。従ってこの式より、入力インピーダンスＺ_１１’は分母第１項より第２項が小さければ正インピーダンスとなり、逆に大きければ負インピーダンスとなることが分かる。

ここで、適用例として図２の実施例で、第５，第６のインピーダンス素子としてインダクタＬ_５，Ｌ_６を使用し、Ｚ_５＝ｓＬ_５、Ｚ_６＝ｓＬ_６とし、Ｌ_５＝Ｌ_６＝ＬおよびＲ_７＝Ｒ_１／２に選んだ場合には

となる。従って、この場合、入力インピーダンスＺ_１１’は1/2＞ｋにすると正インダクタンスとなり、1/2＜ｋにすると負インダクタンスとなる。ｋを1/2より正側から1/2に近づけると入力インピーダンスＺ_１１’は負の無限大に近づき、1/2より負側から1/2に近づけると入力インピーダンスＺ_１１’は正の無限大に近づく。従って正負に渉ってインダクタンスを可変できる可変インダクタンス回路を実現できる。

つぎに、可変キャパシタンス回路を得るために、式（８）においてＺ_５＝１／ｓＣ_５、Ｚ_６＝１／ｓＣ_６とすれば、入力インピーダンスＺ_１１’は、

となる。前記の場合と同様、適用例としてＣ_５＝Ｃ_６＝ＣおよびＲ_７＝Ｒ_１／２で使用するとすると

となるから、この場合、入力インピーダンスＺ_１１’は、1/2＞ｋのとき正キャパシタンス、1/2＜ｋのとき負キャパシタンスとなる。また、ｋを1/2より正側から1/2に近づけると入力キャパシタンス（Ｚ_１１’）は負の値からゼロに近づき、1/2より負側から1/2に近づけると入力キャパシタンス（Ｚ_１１’）は正の値からゼロに近づく。従って、正負に渉ってキャパシタンスを可変できる可変キャパシタンス回路を実現できる。

本発明の可変インピーダンス変換器は、例えば、走査型受信器の同調回路等に使用される。

本発明の一実施例を示す回路図である。本発明の他の実施例を示す回路図である。負性インピーダンス変換器の回路構成図である。

符号の説明

Ｒ_０ポテンショメータ
Ｑ_１，Ｑ_２オペアンプ
Ｚ_１〜Ｚ_６インピーダンス素子
ｋポテンショメータのタップ出力による配分比
Ｚ_１１’ 入力インピーダンス
Ｖ_１〜Ｖ_５各部電圧

Claims

４つの直列接続された第１乃至第４のインピーダンス素子と、
上記第１乃至第４のインピーダンス素子に対し負帰還ループを形成するように入出力を接続した２つのオペアンプ回路と、
上記第４のインピーダンス素子と接地間に接続される負荷となる第５のインピーダンス素子と、
上記第１乃至第４のインピーダンス素子と２つのオペアンプ回路との中央接続点と接地間に接続される第６のインピーダンス素子と、を備えたインピーダンス変換器において、
上記第１のインピーダンス素子を入力端子に接続すると共に該第１のインピーダンス素子と第４のインピーダンス素子とを、同一抵抗で置き換え、第２及び第３のインピーダンス素子をポテンショメータで置き換え、該ポテンショメータのタップ出力を前記中央接続点として、第７の抵抗を介して第６のインピーダンス素子及び２つのオペアンプ回路に接続し、第５及び第６のインピーダンス素子を同種のインピーダンスとするように構成したことを特徴とする可変インピーダンス変換器。