JPH02155305A - フィルタ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、周波数弁別器に設けられている共振回路の共
振周波数に対する、該周波数弁別器に供給される入力信
号の周波数の偏差がある場合に、この偏差を表わす出力
信号を生じ、前記の共振周波数は共振回路の素子の電気
的パラメータの値の関数であり、この共振周波数は、調
整信号を前記の共振回路の調整債−号入力つ：１；に供
給して前記の電気的パラメータの値をＪｌ　整すること
により調整しうるよ・うになっている当該周波数弁別器
と、前記の周波数弁別器の出カシ・：８を前記の調整信
号入力端に結合し、前記の偏差に応じて信号を前記の調
整は月入力端に供給して［１；Ｉ記の共１辰周波数を前
記の入力信号の周波数の方向に調整する結合手段と、フ
ィルタ回路であって、このフィルタ回路の周波数応答特
性の極点及び零点の双方又はいずれか−方の位置がこの
フィルタ回路の素子の４’Ｈ気的パラメータの値の関数
であり且−つ前記の位置はこのフィルタ回路の調整信ぢ
入力端に調整信号を供給することにより調整でき、これ
によりこのフィルタ回路の素子の前記の電気的パラメー
タの値を調整するようになっている当該フィルタ回路と
、前記の周波数弁別器の出力端を１１？１記のフィルタ
回路の調整信号入力端に結合し、この調整信号入力端に
調整信号を供給して前記の位置を前記の共振回路の共振
周波数の調整に応じて調整する結合手段とを具えるフィ
ルタ装置に関するものである。

（従来の技術） この−殻内種類の装置は例えば英国特許第ＧＲ−ＡＩ４
２１０９３号明細書に記載されており既知である。

この既知のフィルタ装置では、共振回路及びフィルタ回
路の各々が、各ボートにまたがって接続されている可変
キャパシタを有するジャイレータ回路の形態をしている
。調整信号は（いわゆるハリキャップの形態の）可変キ
ャパシタの値を制御し、従って（これらの値の関数であ
る）共振周波数を制御する。数個のこのような装置の各
々が集積回路の形態で構成されている場合には、共振周
波数を調整することにより、回路毎にこれら周波数に生
じる不可避な製造」二の広がりを補償しうる。

（発明が解決しようとする課題） しかし、共振周波数の相対的な比が節ＩＩな整数でない
場合には、この既知の回路で満足な結果を得るのが困難
で２）る。共振周波数の相】・ｊ比が例えば２：１のよ
うなＩＴｉ単な整数比である場合には、例えば同しよう
に制御される同一のキャパシタの月を一方の共振回路で
並列に１妾続することにより一方の共振回路における−
１−ヤパシタの値を節中に他方の共振回路における一ト
ヤパシタの値の２化にしうる。（集積回路上の複数のバ
リギヤノブを同じ値にすることは比較的容易なことであ
り、一方単一のキャパシタの対をｔｉ１以外の特定のキ
ャパシタンス比をｔｒするように）１！Ｉ成することは
極めて困難である。）しかし、共振周波数が例えば１．
７　　：ｔ、ｏの−・層複雑な比にある場合には、一方
の共振回路における各キャパシタを１７個の並列接続し
たキャパシタを以って構成する必要があり、他方の共振
回路におけるその対応部分は１０個の並列接続したキャ
パシタを以ってｔｊ４成する必要があり、このようにす
ることによりＩＣ千ノブの占ａ表面積を大きくすること
明らかである。必要とするキャパシタンス比を達成する
他の方法は、−力の共振回路のパリキャンプに供給する
調整信号を他方の共振回路に供給する調整信号に対して
適切に減衰させるようにすることである。しかしこの方
法は、逆バイアスｐ−ｎ接合のキャパシタンスと逆バイ
アスの値との関係が非直線である為に実際上実行不可能
であるということを確かめた。本発明の目的はこの問題
を軽減することにある。

（課題を解決するための手段） 本発明は、周波数弁別器に設けられている共振回路の共
振周波数に対する、該周波数弁別器に供給される入力信
号の周波数の偏差がある場合に、この偏差を表わす出力
信号を生じ、ｉｒＩ記の共振周波数は共振回路の素子の
電気的パラメータの値の関数であり、この共振周波数は
、調整信号を前記の共振回路の調整信号入力端に供給し
て前記の電気的パラメータの値を調整することにより調
整しうるようになっている当該周波数弁別器と、前記の
周波数弁別器の出力端を前記の調整信号入力端に結合し
、前記の偏差に応じて信号を前記の調整信号入力端に供
給して前記の共振周波数を前記の入力信号の周波数の方
向に調整する結合手段と、フィルタ回路であって、この
フィルタ回路の周波数応答特性の極点及び零点の双方又
はいずれか−方の位置がこのフィルタ回路の素子の電気
的パラメータの値の関数であり且つｉｉＩ記の位置はこ
のフィルタ回路のＡＪＩ整信分信号入力端整信号を供給
することにより調整でき、これによりこのフィルタ回路
の素子の１１１１記の電気的パラメータの値を調整する
ようになっている当該フィルタ回路と、前記の周波数弁
別器の出力ｎ１を前記のフィルタ回路の調整信号入力端
に結合し、この調整信号入力端に調整信号を供給して前
記の位置を前記の共振回路の共振周波数の調整に応じて
調整する結合手段とを具えるフィルタ装置において、前
記の周波数弁別器の出力端を前記のフィルタ回路の調整
信号入力端に結合する前記の結合手段が補助回路を有し
、この補助回路が、前記の共振回路の前記の素子及び前
記のフィルタ回路の前記の素子のそれぞれの対応部分で
ある第１及び第２の他の素子と、前記の補助回路の入力
端を前記の第１の他の素子の調整信号入力端に結合し、
調整信号をこの第１の他の素子の調整信号人ツノ端に供
給してこの第１の他の素子の対応するパラメータを前記
の共振回路の前記の素子の電気的パラメータの調整に応
じて調整する結合手段と、前記のフィルタ回路の１１？
■記の素子の電気的パラメータに対応する前記の第２の
他の素子のパラメータの値に対する前記の第１の他の素
子の前記の対応するパラメータの値の比の、特定値から
の偏差がある場合にこの偏差に依存する信号を前記の第
１及び第２の他の素子から取出し、この信号を前記の第
２の他の素子の調整信号入力端に供給してこの第２の他
の素子の前記のパラメータを調整し、これにより前記の
比を前記の特定値の方向に調整する調整手段と、この調
整手段の出力端を前記の補助回路の出力端に結合し、前
記のフィルタ回路の前記の素子のパラメータの値を前記
の第２の他の素子のパラメータの値の調整に応じて調整
する結合手段とを具えていることを特徴とする。

前述した非直線関係による悪影習は、周波数弁別器の出
力端をフィルタ回路の調整信号入力端に結合する結合手
段で特定した種類の補助回路を設けることにより殆ど）
＋！ｉ　（’；’ｔ　シうる七いうことを認識した。前
記の第１及び第２の他の素子の前記のパラメータ間の比
を補助回路により特定値の方ｌｉｉ］　Ｑこ調整するこ
とにより共振回路及びフィルタ回路の関連の素子の対１
ｃｍのパラメータ間の比が所定値（この所定値は必ずし
も上記の′１１定値と同じにする必要はない）の方向に
同１毛に調整される。後者の回路の周波数応答特性の極
点及び零点の双方又はいずれか一方の位置はこれらの対
応パラメータの値の関数である為、これらの位置間の所
望の関係を自動的に保つことができる。

各対応部分素子は、その０１１記のパラメータの値と」
（振回路或いはフィルタ回路に設けられている対応部分
素子の前記のパラメータの値との間の比が関連の調整信
号の値に殆ど依存しないようなものとする必要がある。

これを達成するのは、前記の共振回路の前記の素子及び
前記の第１の他の素子が同一の半導体チップ上に集積化
され、前記のフィルタ回路の前記の素子及び前記の第２
の他の素子が同一の半導体チップ上に集積化されている
ようにすることにより容易にしうる。

また、前記の調整手段が、交流信号を前記の第１及び第
２の他の素子に供給する手段と、前記の第１及び第２の
他の素子から、前記の第１の他の素子の前記のパラメー
タの値及び前記の第２の他の素子の前記のパラメータの
値のそれぞれの関数である振幅を有する対応の交流信号
をそれぞれ取出す手段と、前記の交流信号に、一方の成
分が他方の成分に対し逆相である前記の対応の交流信号
の少くとも実質的な組合せを実質的に乗算する信号マル
チプライヤ回路とを具えているようにするのが好ましい
。この場合、もとの交流信号の位相に対する前記の対応
の交流信号の組合せの位相はいずれの振幅が大きいかに
依存し、従って前記の第１及び第２の他の素子の前記の
パラメータ間の比が所定量よりも大きいか小さいかに依
存し、この情報は°フルチプライヤ回路の出力信号中に
含まれている為、これを用いて前記の振幅を互いにほぼ
等しくし、従って前記の比をほぼ１１ｆＩ記の所定量に
調整しうる。このような場合、前記のもとの交流信号は
周波数弁別器への入力信号を以って構成するのが仔利で
ある。

各々の前記の素子はトランスコンダクタンス増幅器を以
って構成することができ、この場合前記のパラメータは
関連の増幅器のトランスコンダクタンスより成る。

（実施例） 以下図面につき説明するに、第１図に示す本発明による
フィルタ装置は、周波数弁別器１と、フィルタ回路２と
、補助回路３とを・ｒ−ｒ　シている。周波数弁別器１
の入力端４には周波数ｆ、、の入力信号が供給され、こ
の周波数弁別器はこれに応答して出力端５に出力信号を
生じる。この出力信号は、周波数ｆ１の、例えば周波数
弁別器ｌに設りられている共振回路６の共振周波数から
の偏差（もしあれば）を表わす。従って、出力信号の値
は例えばＫ（ｆ、−ｆ、）に等しくなりうる。ここにＫ
は定数である。共振周波数ｆ０は共振回路６の素子８の
電気的パラメータの値の関数であり、出力端５は共振回
路６の調整信号入力端７に結合されている為、前記の出
力信号は前記の電気的パラメータの値を調整する。この
調整は周波数差（ｆｒｆ、）を減少させる方向で行なわ
しめる為、共振周波数ｆ０は入力信号の周波数ｆ、にほ
ぼ等しくなるように制御される。この種類のトラッキン
グフィルタは周知である。

出力端５はフィルタ回路２の調整信号入力端９にも結合
れ、このフィルタ回路２の素子１０の電気的パラメータ
の値を調整する。フィルタ回路２の周波数応答特性の極
点及び零点の双方又はいずれか一方の位置は上記の電気
的パラメータの値の関数であり、その結果上記の位置は
共振周波数ｒ。

の調整に応じて調整される。素子８及び１０は例えば前
記の英国特許第ＧＢ−Ａ−１４２１０９３号明細書にお
けるようにそれぞれ共振回路６及びフィルタ回路２に含
まれている可変容量キャパシタとすることができる。フ
ィルタ回路２が例えば共振回路６に公称的に等しい共振
回路である場合には、出力端５から入力端９・＼の結合
を英国特許第ＧＢ−へ一１４２１０９３号明細書の場合
のように原理的に単なる直接接続とすることができ、こ
の場合フィルタ回路２の共振周波数が自動的に周波数「
、にほぼ等しく調整される。しかし、上述した場合と異
なる場合には、前述したように、素子８及び１０の特性
決定パラメータの値が出力端５に生じろ調整信号の値に
直線的に関連しない際にフィルタ回路２の調整に許容し
えない誤差が導入されるおそれがある。

従って、出力端５から入力端９への結合路中に補助回路
３を設け、この補助回路の入力端１１を出力端５に、こ
の補助回路の出力０７ｉｉ１２を入力端９に接続する。

補助回路３は素子８及び１０のそれぞれの対応部分であ
る第１及び第２の他の素子１３及び１４を１了する。補
助回路３の入力端１１は素子１３の調整信号入力端１５
に結合され、素子８の周波数特性決定パラメータに対応
する素子１３のパラメータの値をこの周波数特性決定パ
ラメータの調整に合せて調整する。素子１４も調整信号
入力端１６を有し、この入力端１６を介して素子１０の
周波数特性決定パラメータに対応する素子１４のパラメ
ータの値を調整しうる。

素子１３及び１４のそれぞれの出力端１７及び１８は同
しく補助回路３に設けられている他の手段２１の入力端
１９及び２０にそれぞれ結合されている。この手段２１
は、素子１４の前記のパラメータの値に対する素子１３
の前記のパラメータの比の、特定値からの偏差（ある場
合）に依存する信号をその出力端２２に発生するように
構成されている。この信号は素子１４の調整信号入力端
１６に供給され、この素子１４のパラメータの値を、上
述した偏差を減少させて前記の比が前記の特定の値にほ
ぼ等しく調整されるように調整するとともに、フィルタ
回路２の信号入力端９にも供給され、素子１０の周波数
特性決定パラメータの値が素子１４のパラメータの値に
合せて調整されるようにする。従って、全体的な結果と
して、素子８及び素子１０の周波数特性決定パラメータ
の値開の比が自動的に所定の値にほぼ等しくなるように
調整され、フィルタ回路２の周波数特性の極点及び零点
の双方又はいずれか一方の位置が共振周波数「。、従っ
て基Ｃ坊周波数１．に対しく前記の所定の値によって決
定される）特定の関係となるように調整される。素子８
及び１３は素子ＩＯ及び１４と同じ半導体チップ−にに
集積化するのが好ましい。

第２図は、第１図の周波数弁別器１の構成例を示す。こ
の弁別器１は並列共振回路６と、４りτノドラントＬ　
号マルチプラ・イヤ２４と、低域通過フィルタ回路２５
とを有する。共振回路はそれぞれ各ボートにまたがって
接続されたキャパシタ２６及び２７をイｊ゛するジャイ
レータ回路の形態とする。ごのジャイレータ回路は一月
の１−ランスコンダクタンス増幅２７；８ｎ及び８１１
を有し、これらの一方（８Ｂ）が反転用であり、他方（
８Ａ）が非反転用であり、それぞれの出力端が他方の入
力端に接続されている。反転用の増幅器８＋＋は同一の
トランジスタ２８及び２９より成るロングテールトペア
ーを有し、これらトランジスタのコレクタ負荷はそれぞ
れ同一の電流源トランジスタ３０及び３１の形態をして
おり、ごの口ングテールドベアーのテールは電流源トラ
ンジスタ３２を以って構成されている。この増幅器８Ｂ
の入力端はトランジスタ２８のベースを以って構成され
、出力端はトランジスタ２８のコレクタを以って構成さ
れている。トランジスタ２９のベースには直流電圧源３
３から一定電圧が供給される。非反転用の増幅２ｉ８Ａ
も同様に同一のトランジスタ３４及び３５より成るロン
グテールドペアーを有し、これらトランジスタのコレク
タ負荷はそれぞれ同一の電＞ｋ源トランジスタ３６及び
３７の形態をしており、このロングテールドペアーのテ
ールは電流’ＥＸ　ｌ・ランジスク３８を以って構成さ
れている。この増幅器８Ａの入力端はトランジスタ３５
のベースを以って構成され、出力端はトランジスタ３４
のコレクタを以って構成されでいる。この周波数弁別器
の入力端はトランジスタ３４のベースに接続されている
。１−ランスコンダクタンス増幅器８Ｂ　（２８〜３３
）及び８Ａ　（３／ｌ〜３８）の各々はそのパラメータ
、本例の場合そのＩ・ランスコンダクタンスが可変であ
る点で第１図の素子８に類似する素子を構成し、共振回
路の共振周波数はごのトランスコンダクタンスの（本例
の場合このトランスコンダクタンスの平方［艮に比例す
る）関数となる。ｌ・ランスコンダクタンスはテールト
ランジスタ３２及び３）（の−、−スハイアス電圧を、
従ってトランジスタベアー２８．２！：ｌ及び３４．３
５のテール電流を二周整することによりシ用整しうる。

テールトランジスタ３２及び３Ｂのへ−）、は調整信号
人力・瑞７に接続されている。コレクタ負荷トランジス
タ３０及び３１により供給される合計の電流をテールト
ランジスタ３２におりる電流に等しく保つとともに、コ
レクタ負荷トランジスタ３６及び３７によって供給され
る合羽の電流をテールトランジスタ３８における電流に
等しく保つために、他のトランジスタ４１を設け、この
トランジスタ４１のベースーエミック通路をトランジス
タ３２及び３８のベース−エミッタ通路と並列に接続す
る。このトランジスタ４１はトランジスタ３２及び３８
と同一とし、これら３つのトランジスタのコレクタ電流
が互いに等しくなるようにする。トランジスタ４１のコ
レクタ電流は並列の２つのダイオード接続トランジスタ
４２及び４３に供給される。これらトランジスタ４２及
び４３の各々はトランジスタ３０．３１３６及び３７と
同一であり、］′Ｉ：ｊ　者のトランジスタのベースー
エミック通路は後者のトランジスタのベースーエミノタ
通路と並列に接続されている。その結果として得られる
電流ミラー作動により結果を所望通りにする。

入力端４はマルチプライヤ２４の一方の人力※；；、　
３　ｇにも接続され、このマルチプライヤの他方の入力
端４０にはトランジスタ３５のコレクタから信号が供給
される。共振時には、トランジスタ３５の：］コレクタ
おける信号が入力端４における信号に対し９０゜位相外
れとなり、共振時以外ではこの値は異なり、マルチプラ
イヤ２４は、入力端４に供給される信号の周波数の、回
路６の共振周波数からの偏差を表わす出力信号を生じ、
この出力信号が低域通過フィルタ２５により平滑化され
て出力端５に供給される。所望に応じ、入力端４に供給
される信号を帯域通過処理したものをトランジスタ２９
のコレクタから他の出力端４１を介して取出すことがで
きる。

第１図のフィルタ回路２は例えば、第２図の共振回路６
に類似させて構成することができ、この場合フィルタ回
路２の人力う：；；が入力端４　（トランジスタ３４の
ベース）に対応し、調整信弓入力端９が入力端７に対応
する。このようにする場合には、増幅器２８〜３３及び
３４〜３８に対応するトランスコンダクタンス増幅器の
各々は、そのパラメータ、本例の場合そのトランスコン
ダクタンスが可変であり、フィルタ（本例の場合帯域通
過フィルタ）の周波数応答特性の極点及び零点の双方又
はいずれカ一方の位置がこのｌランスコンダクタンスの
（本例の場合このトランスコンダクタンスの平方根に比
例する）関数となるという点で第１し１の素子１０に類
似する素子を構成する。変形例としては、フィルタ出力
を例えば、第２図の１−ランジスタ３５のコレクタに対
応する点から取出すことができ、また適切な値の減衰抵
抗を第２図の−１−ヤパシタ２６及び２７に対応するキ
ャパシタの両端間に接続することができ、この場合も極
点及び零点の双方又はいずれか一方が第２図の増幅器２
８〜３３及び３４〜３８に対応する増幅器のトランスコ
ンダクタンスの平方根に比例する低域通過特性が得られ
る。

第１図の周波数弁別器１を第２図のように構成し、第１
図のフィルタ２を上述のように構成する場合には、第１
図の補助回路３は例えば第３図に示すように構成しうる
。第３図の回路３は、これが可変のトランスコンダクタ
ンス増幅器１３及び１４を有するという点で、第２図の
トランスコンダクタンス増幅器８八及び８Ｂの対応部分
及び第１図のフィルタ２につき説明した構成中の対応す
るトランスコンダクタンス増幅器の対応部分を有する。

トー７：／スＤンダクタンス増幅器１３は例えばトラン
スコンダクタンス増幅器８Ｂに類似して、同一のトラン
ジスタ４４及び４５より成るロングテールトベアーを有
し、これらトランジスタのコレクタ負荷はそれぞれ、同
一の電流源トランジスタ４６及び・１７の形態とし、こ
のロングテールトペアーのテールは電流源トランジスタ
４８を以って構成する。トランスコンダクタンスは、テ
ールトランジスタ４８のベースハイアス電圧、従ってト
ランジスタベアー・１４４５のテール電流を調整するこ
とにより調整しうる。

トランジスタ４８と同一のトランジスタ４９と、トラン
ジスタ４Ｇ及び４７と同一の２つの他のトランジスタ５
０及び５１とは、これらがコレクタ負荷トランジスタ４
６及び４７によってｆＪ（給される合３１の電流をチル
トランジスタ４８におりる電流と等しく保つとい・）点
で第２図のトランジスタ４１〜４３と同し機能を達成す
る。１−ランスコンダクタンス増幅器■４も同様に同一
・の］・ラランジッタ５２び５３より成るＵングテール
トベアーを有し、これらトランジスタのコレクタ負荷は
それぞれ、同一の電流源トランジスタ５４及び５５の形
態をしており、この１１ングテルトペアーのテールは電
流源トランジスタ５６を以って構成されている。トラン
スコンダクタンスは、テールトランジスタ５６のベース
ハイアス電圧、従ってトランジスタペアー５２１５３の
テール電流を調整することにより調整しうる。トランジ
スタ５６と同一のトランジスタ５７と、トランジスタ５
４及び５５と同一の他の２つのトランジスタ５８及び５
９とは、これらがコレクタ負荷トランジスタ５８及び５
９によって供給される合計電流をテールトランジスタ５
６における電流に等しく保つという点でトランジスタ４
９〜５１と類似の機能を達成する。補助回路３の入力端
１１は［・ランジスタ４８のベースに接続されている。

トランジスタ４５及び５３のベースにはそれぞれ、直流
電圧５６０及び６１により直流基準電圧が供給され、ト
ランジスタ４１１及び５２のベースには補助交流電圧源
６２の出力が供給され、この出力はトランジスタ５２の
ベースには可変減衰器或いは分圧器６３を介して供給さ
れる。補助交流電圧源６２は実際には、周波数ｆ、の信
号を第２図の周波数弁別器１の入力端４に供給する電圧
源を以って構成でき、この電圧源の出力信号は４クワト
ラント信号マルチプライヤ６５の第１入力端６４にも供
給され、このマルチプライヤの第２入力端６６にはトラ
ンジスタ４５及び５２の共通コレクタから信号が供給さ
れる。増幅器６５の出力信号は低域通過フィルタ６７に
より平滑化されて補助回路の出力端１２とトランジスタ
５６のベースとの双方に供給される。

増幅器１３はトランジスタ４４の・＼−スからトランジ
スタ４５のコレクタへ信号反転を行なわず（非反転用）
であり、増幅器１４はトランジスタ５２のベースからそ
のコレクタに信号反転を行なう（反転用）であり、従っ
て増幅器１３及び１４をそれぞれ経てマルチプライヤの
入力端６６に供給される電圧源６２の出力信号は互いに
逆相となることに注意すべきである。電圧源６２から増
幅器１３を経てマルチプライヤの入力端６６に供給され
る信号の利得が増幅器１４を経てこの人力５Ｈｇ　６６
に供給される信号の利得よりも大きい場合には、マルチ
プライヤ６５の２つの入力端に供給される信号は互いに
同和となり、従ってマルチプライヤの出力信Σが正とな
り、これによりトランジスタ５６の順方向バ・イアスを
、従って増幅器１４のトランスコンダクタンスを増大さ
せる。

これとは逆に、増幅器１３による利得が増幅器１４によ
る利得よりも小さい場合には、マルチプライヤ６５の出
力を負とし、従って増幅器１４のトランスコンダクタン
スを減少せしめる。（マルチプライヤの出力信号は例え
ば差動形態を有し、差動−シングルエンドコンバータを
経てフィルタ６７に結合するように構成することができ
る。）従って、マルチプライヤ及びフィルタ６７を含む
ループは増幅器１３及び１４を介する利得を等しくする
作用をする。

従って、分圧器（ポテンショメータ）６３のタップを、
これにより生ぜしめる減衰を増大させる方向に調整する
ことにより、増幅器１４のトランスコンダクタンスを増
大させるとともに出力端１２を経てフィルタ回路２のト
ランスコンダクタに供給される制御信号をも増大させ、
一方、タップを逆方向に調整することにより前記のトラ
ンスコンダクタンスを減少せしめるとともにフィルタ回
路２に含まれているトランスコンダクタに供給される制
御信号を減少せしめる。従って、増幅器１３及び１４の
トランスコンダクタンス間の比は分圧器６３の設定によ
り決定され、マルチプライヤ６５及びフィルタ６７を含
む制御ループによりほぼ設定値に保たれる。

トランスコンダクタンス増幅器（トランスコンダクタ）
１３は共振回路６におけるトランスコンダクタを調整す
るのと同し信号により調整され、フィルタ回路２におけ
るトランスコンダクタはトランスコンダクタンス増幅器
（トランスコンダクタ）１４を調整するのと同し信号に
より調整される為、共振回路６における１ランスコンダ
クタのトランスコンダクタンスに対するフィルタ回路２
におけるトランスコンダクタのトランスコンダクタンス
の比も分圧器６３の設定により決定される。従って、極
点及び零点かフィルタ回路２の周波数応答中に生しる周
波数が共振回路６の共１辰周波数に対し、従って入力周
波数ｒ、に対しほぼ一定の比に保たれ、この比は（例え
ば電気的に可変としうる）分圧器６３の設定により決定
される。

トランスコンダクタンス増幅器（１−ランスコンダクタ
）　８Ａ、　８ｉＩ及び１３は互いに同一にする必要は
なく、これと同じことはトランスコンダクタンス増幅器
１４及びフィルタ回路２に含まれているトランスコンダ
クタについても曾えることに注意すべきである。必要と
することは、これらトランスコンダクタを、トランスコ
ンダクタ８八及び８Ｂのトランスコンダクタンスとトラ
ンスコンダクタ１３のトランスコンダクタンスとの比が
これらの共通の調整信号の値に殆ど依存せず、フィルタ
Ｕ路２に含まれているトランスコンダクタのトランスコ
ンダクタンスとトランスコンダクタ１４のトランスコン
ダクタンスとの比も同様にこれらの共通の調整信号の値
に殆ど依存しないように構成することである。

本発明はこれまで、ジャイレータ−キャパシタ共振回路
とフィルタとを用い、ジ、トイレータをトランスコンダ
クタンス増幅器を以って構成し、周波数応答特性の極点
及び零点の双方又はいずれか一方の位置を増幅器のトラ
ンスコンダクタンスの調整により調整するようにした回
路配置の関係で説明してきたが、本発明はこれに限定さ
れるものではない。第１の変形例としては、共振回路及
びフィルタの双方又はいずれか一方をいわゆるトランス
コンダクタ−キャパシタ共振回路又はフィルタとするこ
とができ、その簡単な一実施例を第４図に略図的に示す
。

第４図に示す共振回路又はフィルタ回路は可変トランス
コンダクタンスの２つの非反転トランスコンダクタンス
増幅器６８及び６９と３つの高利得反転電圧増幅器７０
．７１及び７２とを有する。増幅器７゜はその出力端及
び入力端間に接続したキャパシタ７３及び抵抗７４を有
し、従って実際上能動漏れキャパシタ回路を構成する。

増幅器７１はその出力端及び入力端間に接続したキャパ
シタ７５を有し、従って実際上能動キャパシタ回路を構
成する。増幅器７２はその入力端と直列に接続された抵
抗７６と、その出力端及び入力、５：ｊ、ｊ間に接続さ
れ前記抵抗７６と同じ値の抵抗７７とをＣｆシ、従って
全体として単位利得インバータが形成される。トランス
コンダクタンス増幅器６８、漏れキャパシタ回路７０．
７３．７４、トランスコンダクタンス増幅器６９、キャ
パシタ回路７１．７５及び単位利得反転増幅回路７２．
７６、７７は図示のようにループに接続される。信号入
力端７８は直列抵抗７９を経て回路？０．７３．７４の
入力端に接続され、増幅器６８及び６９のそれぞれのト
ランスコンダクタンスｉＩｉ整信号入力端８０及び８１
には調整信号入力端８２から信号が供給される。第４図
の回路を第２図の共振回路６と置き換える場合には、出
力端８３をマルチプライヤ２４の入力端４０に接続し、
（Ｑ決定用の）抵抗７４の値は比較的大きく選択する必
要がある。また信号入力端７８は入力端４に接続する必
要があり、入力端８２は入力端７に相当する。第４図の
回路を第１図の共振或いはフィルタ回路２として用い、
低域通過特性を必要とする場合にも、端子８３を出力端
子として用いる必要があり、この場合抵抗７４の値を比
較的低く選択する必要がある。この場合端子８２は第１
図の入力端９に相当する。一方、帯域通過特性を必要と
する場合には、端子８４（破線で示す）を出力端子とし
て用いる必要がある。補助回路３はいかなる場合にも第
３図につき説明したように構成でき、トランスコンダク
タンス増幅器１３が共振回路６に含まれている増幅器６
８及び６９に対する対応部分を構成し、トランスコンダ
クタンス増幅器１４がフィルタ回路２に含まれている増
幅器６８及び６９に対する対応部分を構成する。

第４図の可変トランスコンダクタンス増幅器６８及び６
９の各々は事実上、後続の能動キャパシタ回路に対する
信号入力端と直列に設けられた能動形態の可変抵抗を構
成し、従って可変の直列抵抗の特性を有する他の回路素
子と置き換えることができる。従ってこれら可変トラン
スコンダクタンス増幅器の各々は例えば、ソース・ドレ
・イン通路が関連の能動キャパシタ回路に対する信号入
力端と直列に設けられゲートが入力端８２に供給される
調整信号によゲて制御される電界効果トランジスタ（Ｆ
ＩＥＴ）　　と置き換えることができる。このようにす
る場合には、これらトランジスタの対応部分を補助回路
３に設ける必要があり、その補助回路の一例を第５図に
示す。

第５図に示す補助回路３は共振回路６に設けた前記のＦ
ＩＥＴに対する対応部分を構成するＦＥＴ８５と、フィ
ルタ回路２に設けた前記のＦＥＴに対する対応部分を構
成するＦＩＥＴ８６とを具える。これらＦＲＴのソース
は接地し、これらＦＥＥＴのＦレインは可変抵抗８８及
び固定抵抗８９をそれぞれ経て交流信号源８７の出力端
に接続する。交流信号源８７は第３図の交流電圧源６２
と同様に、周波数ｆ、の信号を第１図の周波数弁別器ｌ
の入力端４に供給する信号源を以って構成することがで
きる。第５図の回路３は第３図に示す構成と同様に、４
クヮドラント信号マルチプライヤ９０を有し、その出力
端は低域通過フィルタ９１を経て出力端１２に結合され
ている。マルチプライヤ９０の第１入力端９２には信号
源８７がら信号が供給され、マルチプライヤ９ｏの他の
入力端、この場合差動入力０ｉ９３Ａ、　９３Ｂにはト
ランジスタ８５及び抵抗８８の相互接続点とトランジス
タ８６及び抵抗８９の相互接続点とから信号が供給され
る。入力端１１はトランジスタ８５のゲートに接続され
、トランジスタ８６のゲートには低域通過フィルタ９１
の出力端から信号が供給される。抵抗８８の抵抗値に）
・ｊするトランジスタ８５の抵抗値の比が例えば、抵抗
８９の抵抗値に対するトランジスタ８６の抵抗値の比よ
りも大きい場合には、マルチプライヤ入力端９３Ｂにお
ける信号に対するマルチプライヤ入力端９３Ａにおける
信号はマルチプライヤ入力端９２における信号と同相に
なる。マルチプライ（）９０ばこれらの条件の下で負の
出力を生じるように構成し、この負の出力によりトラン
ジスタ８６のゲート？ａ圧を減少せしめ、従ってこのト
ランジスタ８６の抵抗値を増大せしめ、これにより前記
のｉ＆汗の比を増大Ｕ″しめ、これとは逆ζこ、抵抗８
８の抵抗値に対するトランジスタ８５の抵抗値の比が抵
抗８９の抵抗値に対するトランジスタ８６の１氏抗値の
比よりも小さい場合には、マルチプライヤ入力端９３Ｂ
におりる信号に対するマルチブラ・イヤ入力端９３Ａに
おＬＪる（３号はマルチプライへ・入力端９２における
（ご可に対し逆用となる。従って、マルチプラ、（−１
・９０はこれらの条件の下で正の出力を生じ、この正の
出力によりトランジスタ８６のゲート電圧を増大させ、
これにより前記のｔ’Ａ　ｉＢの比を減少せしめる。従
って、マルチプライヤ９０及び低域通過フィルタ９１合
金むループは前記の双方の比を互いに等しくし、従って
トランジスタ８５及び８６のソース・トレイン通路自体
の抵Ｉｆｃ値を可変抵抗８８の設定により決定される特
定の比に保つ作用をする。従って、共振回路６に含まれ
るＦＥＴのソース・ドレイン通路の抵抗値自体はフィル
タ回路２に含まれるＩ’ＥＴのソース・ドレイン通路の
抵抗値に対し特定の比に保たれろ。

それ故、フィルタ回路２の周波数応答特性の極点及び零
点の双方又はいずれか一方の位置は必要とする共振回路
６の共振周波数に対し特定の比に保たれる。その理由は
、前記の位置及び前記の井原周波数は関連の抵抗値の（
実際にはこの場合も各々の平方根に比例する）関数とな
る為である。

共振回路６及びフィルタ回路２に対し上述した典型的な
構成（及びこれらの多くの他の可能な構成）から明らか
なように、周波数応答特性の極点及び零点の双方又はい
ずれか一方の位置もこれらの構成の容置性素子のキャパ
シタンスの関数となる。従って、これらの位置はこれら
キャパシタンスの値を調整することにより、例えばキャ
パシタを既知のように逆バイアスの半導体接合を以って
構成し逆バイアスの値を３ＰＩ　Ｖすることによっても
調整しうる。フィルタをこのように同調させることはこ
の技術分野において周知のことである。このうよな調整
手段を９５１述した調整手段の代りに用いる場合には、
補助回路３を第６図に示す形態にするごとができる。

第６図に略図的に示す構成は第５図に略図的に示ず構成
に極めて類似しており、これらの双方の図で対応する素
子には同一符号−を付した。第６図は、Ｉ？ｌ’ｊＴ８
５の代りにハリ＝ｔ−トップ（可変−トヤパシタ）９４
を用い、このハリキャップがこれと直列に比較的大きな
キャパシタンスの；成結合キャパシタ９５を有し、これ
ら素子９，１及び９５の共通接続点に調整信号人力５：
１ｉｌｌから減結合風！ｊ’ｃ９Ｇを経て信号を供給す
るようにし、またＦｌ：Ｔ８Ｃｉの代りにハリ；１−ヤ
ング９７を用い、このバリー１−ヤング９７がこれと直
列に比較的大きなキャパシタンスの減結合、１−ヤバシ
ク９８を有し、これら素工９７及び９８の共通接続点−
こ低域通過フィルタ９１の出力◇：ｔから酸結合抵抗９
９を経て信号を供給し、マチルプレクＩＪ−９０への入
力接続ライン９３Ａ、　９３Ｂを逆にした点で第５図と
相違する。

ハリキャップ９４はこの喝合共１辰回路６に含められる
同調用バリキャンプの対応部分を構成し、ハリキャンプ
９７はこの場合フィルタ回路２に含められる同調用バリ
キャップの対応部分を構成する。−１２ヤバシタ９５及
ヒ９Ｂのキャパシタンスが大きい為に、直列回路９４．
９５のキャパシタンスはハリ：１−ヤング９４のキャパ
シタンスにほぼ等しく、直列回路９７９８のキャパシタ
ンスはハリキャンブ９７のキャパシタンスにほぼ等しく
なる。マルチプライヤ９０に対する人力接続ライン９３
Ａ、　９３Ｂは第５図に対して逆とした。その理由は１
例えば抵抗８８のインピーダンスに対スる直列回路９４
．９５のインピーダンスの比が抵抗８９のインピーダン
スに対する直列回路９７９８のインピーダンスの比より
も大きい場合には、バリキャップのインピーダンスを増
大させる。すなわちその陰極に印加する逆バイアス電圧
をより一層正にする必要がある為である。マルチプライ
ｔ９０の入力端９３Ａ、　９３Ｂに対する信月路中に生
じる移相の点でマルチプライヤ９０の入力端９２に供給
される信号の移相を減少させるために、入力端９２と直
列に抵抗１００を設け、この抵抗の出力側をキャパシタ
１０１を経て接地する。

第６図のハリキャンプ９４は第３図の可変トランスコン
ダクタ及び第５図のＦＥＴと同様に必ずしも共振回路６
におけるその対応部分と同しにする必要はなく、７１４
４曙１−ヤバンクンス間の比をこれに供給される共通Ａ
整信最の値にソｌｉど依存しないようにする必要がある
だむ」である。これと同様なことがハリキャンプ９７及
びフィルタ回路２におけるその対応部分に対しても当て
はまる。

しばしばそうであるように、共振回路６及びフィルタ回
路２にお番Ｊる可変キャパシタの各々を既知のように逆
並列）妾続された一対のパリキャンプを以って形成し、
可変の逆バイアス電圧を各対のハリキャップの共通接続
点に印加する場合には、第６図の回路を、各減結合；ト
ヤバシタ９５．９８を陽極がンヤシに（妾続されるよう
な祐Ｈ生としたハリキャンプと置き換えるごとにより変
更する必要がある。

各共振回路６及び各フィルタ回路２が２つのトランスコ
ンダクタンス増幅２　ｉ＆いは電界効果トランジスタと
２つのキャパシタンスとを有する上述した本発明の実施
例では、双方の増幅器又は電界効果トランジスタ或いは
双方のキャパシタンスを共通の調整信号により制御する
。このようにすることは好ましいことであるが、必ずし
もこのうよにする必要はない。すなわち、２つの増幅器
又は電界効果トランジスタの一方のみ或いは２つのキャ
パシタンスの一方のみを所望に応じ関連の調整信月によ
って制御するように構成することができる。更に、本発
明は、共振回路６及びフィルタ回路２の双方又はいずれ
か一方が２つのトランスコンダクタンス増幅器又は電界
効果トランジスタや２つのキャパシタンスを有するもの
とは異なる形態をしている回路配置にも適用しうること
明らかである。例えばフィルタ回路２が簡単な直列Ｒ−
並列Ｃの低域通過フィルタを有し、直列のＲ及び並列の
Ｃの値を関連の調整信号によって調整し、直列のＲを例
えば制御ＦＥＴ或いはＦｆｉＴの組合せを以って構成す
るか、或いは並列のＣを所望に応じ制御バリキャンプ或
いはパリキャンプの組合せを以って構成するようにする
ことができる。（接続の仕方によって生じるおそれのあ
るひずみを減少−已しめるように相互接続した制御ＦＥ
Ｔの組合せ自体は既知である。） 本発明は上述した例のみに限定されず、幾多の変更を加
えうろこと勿論である。この変更には、設計、製造及び
フィルタやくの構成部品の使用において既知であり前述
した特徴の代りに又はこれらの１１徴に加えて用いうる
他の′）Ｙ（致を含めることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明フィルタ装置の第１実施例を示すブロ
ック線図、 第２及び３図は、第１図のブロックの構成例を詳細に示
す回路図、 第４図は、第２図の部分の変形例を示す回路図、第５及
び６図は、第１図のブロックの１つの他の構成例を示す
回路図である。 Ｉ・・・周波数弁別器　　　　２・・・フィルタ回路３
・・・補助回路　　　　　　６・・・共振回路７．９・
・・調整信号入力端 ８Ａ、　８Ｂ、　１３．１．４．６８．６９・・・トラ
ンスコンダクタンス増幅２″：ｔ（トランスコンダクタ
ンス）２４、６４．９０・・・４クヮドラント信号マル
チプライヤ２５、６７、９１・・・低域通過フィルタ３
３、６０．６１・・・直流電圧源 ６２・・・補助交流電圧源

Claims (7)

【特許請求の範囲】
1. １．周波数弁別器に設けられている共振回路の共振周波
   数に対する、該周波数弁別器に供給される入力信号の周
   波数の偏差がある場合に、この偏差を表わす出力信号を
   生じ、前記の共振周波数は共振回路の素子の電気的パラ
   メータの値の関数であり、この共振周波数は、調整信号
   を前記の共振回路の調整信号入力端に供給して前記の電
   気的パラメータの値を調整することにより調整しうるよ
   うになっている当該周波数弁別器と、 前記の周波数弁別器の出力端を前記の調整 信号入力端に結合し、前記の偏差に応じて信号を前記の
   調整信号入力端に供給して前記の共振周波数を前記の入
   力信号の周波数の方向に調整する結合手段と、 フィルタ回路であって、このフィルタ回路 の周波数応答特性の極点及び零点の双方又はいずれか一
   方の位置がこのフィルタ回路の素子の電気的パラメータ
   の値の関数であり且つ前記の位置はこのフィルタ回路の
   調整信号入力端に調整信号を供給することにより調整で
   き、これによりこのフィルタ回路の素子の前記の電気的
   パラメータの値を調整するようになっている当該フィル
   タ回路と、 前記の周波数弁別器の出力端を前記のフィ ルタ回路の調整信号入力端に結合し、この調整信号入力
   端に調整信号を供給して前記の位置を前記の共振回路の
   共振周波数の調整に応じて調整する結合手段と を具えるフィルタ装置において、前記の周波数弁別器の
   出力端を前記のフィルタ回路の調整信号入力端に結合す
   る前記の結合手段が補助回路を有し、この補助回路が、 前記の共振回路の前記の素子及び前記のフ ィルタ回路の前記の素子のそれぞれの対応部分である第
   １及び第２の他の素子と、 前記の補助回路の入力端を前記の第１の他 の素子の調整信号入力端に結合し、調整信号をこの第１
   の他の素子の調整信号入力端に供給してこの第１の他の
   素子の対応するパラメータを前記の共振回路の前記の素
   子の電気的パラメータの調整に応じて調整する結合手段
   と、 前記のフィルタ回路の前記の素子の電気的 パラメータに対応する前記の第２の他の素子のパラメー
   タの値に対する前記の第１の他の素子の前記の対応する
   パラメータの値の比の、特定値からの偏差がある場合に
   この偏差に依存する信号を前記の第１及び第２の他の素
   子から取出し、この信号を前記の第２の他の素子の調整
   信号入力端に供給してこの第２の他の素子の前記のパラ
   メータを調整し、これにより前記の比を前記の特定値の
   方向に調整する調整手段と、 この調整手段の出力端を前記の補助回路の 出力端に結合し、前記のフィルタ回路の前記の素子のパ
   ラメータの値を前記の第２の他の素子のパラメータの値
   の調整に応じて調整する結合手段と を具えていることを特徴とするフィルタ装置。
2. ２．請求項１に記載のフィルタ装置において、前記の共
   振回路の前記の素子及び前記の第１の他の素子が同一の
   半導体チップ上に集積化され、前記のフィルタ回路の前
   記の素子及び前記の第２の他の素子が同一の半導体チッ
   プ上に集積化されていることを特徴とするフィルタ装置
   。
3. ３．請求項１又は２に記載のフィルタ装置において、前
   記の調整手段が、交流信号を前記の第１及び第２の他の
   素子に供給する手段と、前記の第１及び第２の他の素子
   から、前記の第１の他の素子の前記のパラメータの値及
   び前記の第２の他の素子の前記のパラメータの値のそれ
   ぞれの関数である振幅を有する対応の交流信号をそれぞ
   れ取出す手段と、前記の交流信号に、一方の成分が他方
   の成分に対し逆相である前記の対応の交流信号の少くと
   も実質的な組合せを実質的に乗算する信号マルチプライ
   ヤ回路とを具えていることを特徴とするフィルタ装置。
4. ４．請求項３に記載のフィルタ装置において、前記の交
   流信号を前記の周波数弁別器への入力信号を以って構成
   するようになっていることを特徴とするフィルタ装置。
5. ５．請求項１〜４のいずれか一項に記載のフィルタ装置
   において、各々の前記の素子はトランスコンダクタンス
   増幅器を以って構成され、各々の前記の電気的パラメー
   タは関連の増幅器のトランスコンダクタンスであること
   を特徴とするフィルタ装置。
6. ６．請求項１〜４のいずれか一項に記載のフィルタ装置
   において、各々の前記の素子は１つの電界効果トランジ
   スタ或いは複数個の電界効果トランジスタの組合せを有
   し、各々の前記の電気的パラメータは前記の１つの電界
   効果トランジスタ或いは電界効果トランジスタの前記の
   組合せの実効抵抗値であることを特徴とするフィルタ装
   置。
7. ７．請求項１〜４のいずれか一項に記載のフィルタ装置
   において、各々の前記の素子が１つの可変容量ダイオー
   ド又は複数の可変容量ダイオードの組合せを有し、各々
   の前記の電気的パラメータが前記の１つの可変容量ダイ
   オード又は可変容量ダイオードの前記の組合せの実効キ
   ャパシタンスであることを特徴とするフィルタ装置。