KR940006364B1

KR940006364B1 - 동조형 무인덕터 능동 이상 복조기

Info

Publication number: KR940006364B1
Application number: KR1019860700319A
Authority: KR
Inventors: 리 데이비스 왈터; 프리토 요랜다
Original assignee: 모토로라 인코포레이티드; 빈센트 죠셉 로너
Priority date: 1984-10-01
Filing date: 1985-09-19
Publication date: 1994-07-18
Also published as: CN85107280A; KR880700534A; JPS61501675A; AU582191B2; CA1282843C; EP0196318A4; DE3584890D1; HK13995A; WO1986002213A1; AU4862285A; EP0196318B1; SG135894G; EP0196318A1; JPH0671174B2; ATE70395T1; CN1005808B; US4628272A

Abstract

내용 없음.

Description

동조형 무인덕터 능동 이상 복조기

[도면의 간단한 설명]

제1도는 본 발명의 무인덕터 직각 복조기를 도시한 블럭선도.

제2도는 본 발명의 이상 회로망과 능동 필터의 이상 특성을 도시한 그라프도.

제3도는 본 발명의 각종 신호를 도시한 타이밍 선도.

제4도는 관련된 회로에 따라 본 발명의 능동 필터를 간단히 도시한 개략도.

제5도는 본 발명의 능동 필터, 이상 회로망 및, 주파수 트림 회로망을 상세히 도시한 개략도.

제6도는 본 발명의 전류원 및 온도 보상 회로망을 상세히 도시한 개략도.

제7도는 본 발명의 배타적 OR 및 저역 필터를 상세히 도시한 개략도.

[발명의 상세한 설명]

[발명의 배경]

[1. 발명의 분야]

본 발명은 일반적으로 FM 복조기 분야에 관한 것으로, 특히 주파수 변조된 정보의 검출을 위한 직각 복조기(quadrature demodulator)에 관한 것이다.

[2. 배경]

FM 송신기 및 수신기를 소형화시킬 시에, FM 복조기는 소형화 시키기에 하나의 가장 어려운 회로중 하나이다. 이것은 먼저 정상적으로 포함되는 중간 고주파에 기인하고, 그러한 복조기에 이용되는 적당한 고인덕턴스 및 Q 계수를 가진 인덕터의 크기를 축소시킬 수 없는데에 기인한다. 그러한 장치의 크기를 축소함에 있어서, 배터리 크기가 그러한 장치를 소형화 시키는데에 근본적인 제한이 되므로, FM 복조기는 저전압 및 전류 레벨로 동작시킬 수 있는 것이 또한 중요하다.

임의 형태의 FM 경사 검출기(FM slope detector)등은 또한 복조 회로부로서 크리스탈이나 세라믹 공진기(ceramic resonator)를 이용한다. 이것은 그러한 장치의 비용, 크기 및 파손성으로 인해 인덕터를 이용하는 만큼 불리하다.

직각 복조기에 이용된 인덕터는 페이징 수신기(paging receiver)등과 같은 소형 수신기내에 이용된 부품중에서 가장 비싸고, 무겁고, 가장 신뢰성이 없는 부품이다. 그러므로, 큰 전자 장치내에서 이용된 상기와 같은 부품을 제거시키는 것이 바람직하다.

위상 고정 루프(phase locked loop) 및 펄스 계수형 복조기와 같이, 인덕터를 사용하지 않고 활용할 수 있는 복조기도 있다. 그러나, 상기 복조기는 페이징 수신기와 같은 배터리 작동 수신기에 요구되는 저 전압 및 전류 레벨로 작동할 수 없는 많은 결점을 갖고 있다. 상기 복조기는 또한 열등한 노이즈 성능을 나타내는 로우(low) Q 장치이다. 대략 200KHz 이하의 주파수로 작동하는 것을 제외하면, 펄스 계수 복조기는 저 진폭 복원 신호를 제공하는 또다른 결점을 갖고 있다. 그러므로, 집적 회로형으로 완전히 구현될 수 있으며, 저 전압 및 전류 레벨로 동작되는 직각 복조기를 제공하는 것이 바람직하다. 직각 복조기는 고 음성출력 및 고 신호대 노이즈비(signal to noise ratio)와 같은 바람직한 특성 때문에 FM 통신 분야에 자주 이용된다. 그러므로, 단일 집적 회로상에서 충분히 집적되는 무인덕터(inductorless)의 직각 복조기를 제공하는 것이 매우 바람직하다.

불행하게도, 직각 복조기를 집적하는데에는 극복되어야 하는 많은 기술적인 제약이 있다. 이는 복조기가 광범위한 온도에 걸쳐 신뢰성 있게 동작되어야 할 경우와, 모든 주변 조건 및 집적 회로 처리 변형하에서 최적의 성능을 갖도록 복조기의 트림성(trimmability)을 갖게하는 단계가 행해질시에 특히 그렇다. 상기와 같은 상태하에, 고 온도 안정 회로가 요구되며, 각 부품의 온도 계수와 무관한 온도 계수를 정확히 제어할 수 있는 것이 매우 중요하다. 집적 회로 처리 파라미터의 변형의 이유를 알 수 있도록 회로 성능을 조정할 수 있는 능력, 즉 부품값에 있어서의 제조시의 변화를 해소하도록 상기 회로를 초기에 동조하거나 조정할 능력을 갖는 것이 또한 중요하다.

본 발명은 상기 문제 및 다른 문제에 대한 해결책을 제공하는 것이다.

[발명의 요약]

본 발명의 제1목적은 개량된 직각 복조기를 제공하는 것이다.

본 발명의 제2목적은 무인덕터 직각 복조기를 제공하는 것이다.

본 발명의 제3목적은 직각 복조기내의 능동 필터로서 사용하는 트림 가능한 온도 안정 상호 콘덕턴스 증폭기를 제공하는 것이다.

본 발명의 제4목적은 작은 배터리 셀(cell)상에서 소형화 및 동작을 쉽게 하도록 저 전압 및 전류 레벨로 동작하는 FM 복조기를 제공하는 것이다.

본 발명의 제5목적은 본 복조기와 같은 집적 회로내에서 사용되는 온도 안정 직류원을 제공하는 것이다.

본 발명의 제6목적은 코일없는 FM 복조기를 트림하는 방법을 제공하는 것이다.

본 발명의 제7목적은 저 전압 및 전류 상태하에 동작하는 집적 가능한 직각 복조기를 제공하는 것이다.

본 발명의 제8목적은 최종 집적 회로가 웨이퍼 형태로 있을시에 주파수로 트림되거나 조정될 수 있는 집적 가능한 직각 복조기를 제공하는 것이다.

본 발명의 상기 목적 및 다른 목적, 잇점과 특징은 이하의 본 발명의 설명에 의해 당업자라면 충분히 알 수 있을 것이다.

본 발명의 한 실시예에 있어서, 중심 주파수에서 주파수 편이된 FM 신호를 복조하기 위한 무인덕터 직각 복조기는, FM 신호를 수신하고 직각 신호를 발생시키도록 중심 주파수에 대해 소정 범위의 주파수에 걸쳐 선형적으로 대략 상하 90°로 FM 신호의 위상을 이동시키는, 무인덕터 능동 이상(移相) 회로를 포함한다. 무인덕터 능동 이상 회로는 1보다 큰 Q 계수, 양호하게는 대략 5인 Q 계수를 갖는다. 출력 노드를 갖는 위상 검출 회로는 FM 신호와 직각 신호 사이에서 위상 차를 검출하여, 출력 노드에서 상기 위상의 차에 따라 변하는 신호를 발생시킨다.

본 발명의 특징은 특히 첨부된 청구범위내에서 설명된다. 그러나, 본 발명의 또다른 목적 및 잇점과 더불어 동작의 방법 및 구성은 본 발명의 첨부된 도면을 참조로한 이하의 설명으로부터 잘 이해될 수 있을 것이다.

[양호한 실시예의 설명]

제1도에서는 본 발명의 직각 복조기의 블럭선도가 도시된다. 양호하게도, 도시된 부품값을 갖는 본 복조기는 455KHz에서 작동하지만, 이에 제한되지 않으며 본 기술의 숙련자라면 다른 주파수를 이용할 수 있을 것이다. 수신기 설계에 있어서 다른 부품 및 쉽게 활용할 수 있고 값싼 세라믹 필터를 이용하기 위하여 통상 이용되는 455KHz의 중간 주파수를 사용하는 것이 바람직하다.

중간 주파(I.F.) 증폭기(20)는 배타적 OR 회로 또는 게이트(24)의 한 입력에 결합되는 노드(22)에 제한된 I.F. 신호를 제공한다. 물론, I.F. 증폭기(20)의 입력은 수신기의 앞단부를 형성하는 공지된 회로 소자에 의해 구동된다. 앞단부의 완전한 구성이 상당히 변하지만, 본 발명을 이해하는 데에는 중요하지 않다. 노드(22)에서 동일한 신호가 전류 제어 능동 필터(26)의 입력에 공급되는데, 이 필터는 그 출력에 결합된 노드(28)에 여파된 신호를 번갈아 제공한다. 노드(28)는 이상 회로망(30)의 입력에 결합된다. 이상 회로망(30)의 출력은 또한 배타적 OR 게이트(24)의 다른 입력에 결합되는 노드(32)에 결합된다. 능동 필터(26)는, 본 복조기내의 직각 신호를 제공하기 위한 직각 이상 메카니즘을 제공하도록 이상 회로망(30)과 관련하여 동작한다. 배타적 OR 게이트(24)의 출력은 저역 필터(36)에 입력을 제공하는 노드(34)에 결합된다. 저역 필터(36)의 출력(37)은 복조기의 복원된 음성 출력 신호를 제공한다. 본 기술의 숙련자는 다른 형태의 논리 게이트가 배타적 OR 게이트(24)로 대용되지만, 동시형(coincidence) 위상 검출기로서 이용된 배타적 OR 게이트는 이하에서 명백해지는 본 발명의 실시예의 특징점을 갖는 다는 것을 알 수 있을 것이다.

양호한 실시예에 있어서, 상기 회로들은, 노드(41)에서 배타적 OR 게이트(24) 및 이상 회로망(30)을 포함한 각종 회로를 바이어스 시키기 위해 전류원(40)을 포함하는 단일 집적 회로상에서 양호하게 구현된다. 전류원(40)은 양호하게도 배터리 전압 및 온도의 변화를 통해 비교적 안정한 바이어스 전류를 제공하는 공지된 설계를 갖는다. 그러나, 능동 필터(26)는 이후에 명백해질 이유 때문에 본 실시예의 온도 보상 전류원을 필요로 한다. 적당한 온도 안정성을 제공하기 위하여, 온도 보상 회로망(42)은 전류원(40)에 결합되어, 이하 더욱 상세히 설명되는 바와 같이 능동 필터상에서 온도 효과를 더욱 충분히 보상하는데에 이용된다. 온도 보상 회로망(42)의 노드(46)에서의 온도 보상 출력은 그때 능동 필터(26)에 결합된다.

집적 회로 처리 파라미터 및 부품 공차의 다양한 변화시 복조기의 동작을 보장하기 위하여, 능동 필터(26)의 공진 주파수가 양호한 실시예내에서 조정 가능하다. 주파수 트림 다운(trim down) 회로망(44)은 공진 주파수를 낮추도록 능동 필터(26)와, 노드(46A)에서 온도 보상 회로망(42)에 결합된다. 주파수 트림업(trim up) 회로망(48)은 능동 필터의 공진 주파수를 증가시키기 위해 제공되며, 노드(49)에서 능동 필터(26)에 결합된다. 온도 보상 회로망(42)은 또한 온도의 다양한 변화에 걸쳐 노드(32)로의 출력의 안정 레벨을 유지하도록 노드(46)에서의 이상 회로망(30)의 한부분에 바이어스를 제공하지만 이상 회로망(42)용의 바이어스 전류가 다른 전류원에 의해 제공될 시와 같이 제한되지 않는다.

동작시, 보조기를 동작시키는 중심 주파수 f₀에서 노드(22)에서의 신호와 직각(90°이상)이며, 그리고 입력 신호 주파수가 그 중심값 주위에서 이동될 시에 약 90°위상을 변화시키는 노드(32)에서의 신호를 제공하도록 능동 필터(26)는 이상 회로망(30)과 협력하여 동작한다. 이상 회로망(30)은 곡선(50)로서 제2도에 도시된 바와 같이, 적어도 대략 f₁내지 f_h의 주파수 범위를 통해 -90°로 일정한 이상을 제공하며, 여기서 f₁은 입력 신호가 정상적으로 편향된 최저 주파수이고, f_h는 신호가 정상적으로 편향된 최고 주파수이다. 또한, 이상 회로망(30)은 양호하게도 한계 출력 신호가 배타적 OR 게이트(24)의 처리를 위해 노드(32)에 제공되게 하는 증폭 회로를 포함한다.

능동 필터(26)는 회로망의 가변 이상 VS. 주파수 특성을 제공하며, 1.0 보다 훨씬 더 크고 양호하게는 약 3.0 보다 더 큰 Q 계수를 갖는 공진 회로를 시물레이트(simulate)함으로써 상기를 제공한다. 양호한 실시예에 있어서, 대략 5.0 내지 10.0의 Q 계수가 이용된다. 능동 필터의 이상대 주파수 특성 곡선은 제2도의 곡선(52)과 같이 도시된다. 상기 곡선은 양호한 실시예 내에서 f₁내지 f_h의 범위에 걸쳐 주파수에 따라 증가하여, f₀에서의 180°주위에서 중심을 이루는 거의 선형인 양의 기울기를 갖는다. 물론, 주파수 증가에 따라 감소하는 선형인 음의 기울기를 갖는 유사한 곡선도 만족한 결과로 이용될 수 있다. 복조기를 동작시키는 상기 변화의 유일한 차이는 복원된 오디오내의 180°이상이다. 곡선(52)의 기울기는 그 기울기가 Q 증가에 따라 증가하도록 능동 필터의 Q 계수에 비례한다. 높은 Q 계수가 곡선(52)에서 더욱 높은 기울기를 유발하여, 결국 노드(22)에서 소정량의 주파수 편이로 복조기에서 더욱 큰 출력 전압 스윙을 유발하므로 높은 Q 계수(양호하게는 대략 5)가 능동 필터(26)에 적합하다. 양호한 실시예의 능동 필터는 대략 10의 Q값을 갖는다.

능동 필터(26) 및 이상 회로망(30)은 이상이 중요한 주파수 범위내에 관련되는 한 선형 회로망이므로, 상기 회로망의 각 이상 곡선은 최종 곡선(54)을 직접 얻도록 가산된다. 이상 회로망(30)과 관련된 능동 필터(26)가 인덕터에 기초를 둔 이상 메카니즘을 구비한 종래 직각 복조기의 이상 회로망의 유효한 시물레이션을 제공하도록, 곡선(54)는 f₀에서의 소정의 직각 관계와 f₁내지 f_h에서의 선형적으로 경사된 이상을 갖는다. 능동 필터(26) 및 이상 회로망(30)이 직렬로 이루어져 있으므로, 그의 각각의 위치는, 적절히 인터페이스 하도록 적당한 회로 변형에 따라, 본 발명에서 벗어나지 않고 전환될 수 있다는 것을 본 기술의 숙련자는 알 수 있다. 물론, 어떤 경우에 있어 한계 출력을 노드(32)에 제공하는 것이 바람직하다.

제1도의 복조기의 전체 동작은 제1도에 관련하여 제3도를 참조하여 이해될 수 있다. 제3a도 노드(22)에서의 한계 I.F. 신호를 도시한 것이다. 제3b도 내지 제3d도는 제3a도의 신호가 주파수 f₀에서 동작한 것으로 추정된다. 또한 제3도의 모든 신호는 실제 회로 동작의 경우에서 발생한 것이 아님에도 불구하고 명확성을 위해 제한된 신호로서 도시된다. 상기 신호는 능동 필터(26)를 통과하여 제3b도에 도시된 바와 같이 노드(28)에서의 신호를 발생시키도록 제2도에 도시된 바와 같이 180°이상된다. 이상 회로망(30)은 그때 제3도와 같이 도시되는 노드(32)에서의 신호를 발생시키도록 노드(28)에서의 신호와 90°위상 지연(lag)를 제공한다. 그러므로, 노드(32)에서의 신호는 노드(22)에서의 신호와 직각을 이룬다.

제3d도와 같이 도시되는 노드(34)에서의 신호를 얻도록 배타적 OR 회로(24)는 노드(22 및 32)의 신호를 처리한다. 출력 논리 게이트로서 배타적 OR 게이트를 이용하여, 더블링(doubling) 주파수가 발생한다. 이것은, 저역 필터(36)의 코너(corner) 주파수 요건을 충족시켜 복조기로부터 복원된 오디오를 효율적으로 증가시키는 본 발명의 집적 회로 실시예에서 특별한 잇점을 갖는다. 이런 식의 배차적 OR 게이트 사용으로, 10인 Q 계수를 갖는 코일을 기초로 한 직각 회로망을 구비한 종래 인덕터 복조기와 비교할 만한 복조기의 동작을 얻을 수 있다.

노드(34)에서의 신호는 노드(37)에서의 출력 신호를 제공하도록 저역 필터(36)를 통과한다. 저역 필터(36)는 노드(34)에서의 신호의 평균값이 출력을 발생시키도록 적분기 또는 평균 회로로서 작용한다.

제3a도 및 제3e도 내지 제3g도에서, 노드(22)(제3a도)에서의 신호는 사실상 주파수가 f₀보다 더 높은 것으로 추정된다. 이런 경우에서, 노드(28)에서의 신호는 제3e도 및 제2도에 도시된 바와 같이 180°이상된다. 이상 회로망(30)은 상기 신호를 90°이상시켜 제3f도에 도시된 바와 같이 노드(32)에서의 신호를 발생시킨다. 노드(32)에서의 합성 신호는 90°이상된다.

노드(22 및 32)에서의 신호가 배타적 OR 게이트(24)를 통과할 시에, 합성 신호가 제3g도에 도시된다. 제3g도의 신호는 명백히 제3d도의 신호보다 더 큰 충격 계수(duty cycle)를 가지므로, 더 큰 평균값을 갖는다. 그래서, 제3g도의 신호가 저역 필터(36)를 통과할시, 출력은 제3d도의 신호가 저역 필터(36)에 의해 처리될 시에 얻어진 전압보다 더 큰 전압을 가진다. 이런식으로, 전압이 증가함으로써 주파수가 증가하게 된다. 유사한 방법으로, 출력 전압의 감소는 주파수 감소를 유발한다.

양호한 실시예에 있어서, 상호 콘덕턴스 증폭기(60)는 능동 필터(26)를 생성하도록 이용되며, 제4도에 도시된 바와 같이 접속된다. 입력 커패시터(62)는 노드(22)에서의 신호를 상호 콘덕턴스 증폭기의 반전 입력(64)에 결합시킨다. 상호 콘덕턴스 증폭기(60)의 출력(66)은 저항(68)을 통해 입력(64)에 결합된다. 커패시터(70)는 상호 콘덕턴스 증폭기(60)의 출력(66)에서 AC 접지에 접속된다. 출력(66)은 노드(28)에 접속되어, 능동 필터의 출력을 형성한다. 상기 능동 필터는 대략 아래와 같이 주어진 중심 주파수 fc에 따라 대역 통과 응답(band pass response)을 갖는다.

여기서, Gm은 상호 콘덕턴스 증폭기의 상호 콘덕턴스이다. 상기 방정식은 중심 주파수 및 Q 양자가 상호 콘덕턴스 Gm로서 기능하며, Q는 1.0보다 크게될 수 있다는 것을 표시한다. 상기 식은, 또한 Gm의 온도 계수가 저항(68) 및 커패시터(62 및 70)의 곱의 온도 계수와 정합할 경우에 회로망의 중심 주파수는 그와 관련된 모든 온도에 대해 안정하며 또한 Q도 온도에 대해 안정하다. Gm에 따른 중심 주파수에서 비공진(anti-resonance)을 나타내는 유사한 필터 구조는 또한 전류 및, 상호 콘덕턴스 증폭기의 상호 콘덕턴스를 변화시킴으로써 주파수 조정될 수 있다.

다른 도면뿐만 아니라 제4도에 도시된 회로값은 예로서 표시되며, 이에 제한되지는 않으며 양호한 실시예내에서 대략 455KHz의 중심 주파수로 복조기에 10의 유효 Q를 제공한다. 상호 콘덕턴스 증폭기(60)의 전류를 조정하기 위한 메카니즘을 제공함으로써, 중심 주파수는 집적 회로 제조 공정의 웨이퍼 레벨에서 조정되는데, 이는 상호 콘덕턴스는 본 기술의 숙련자가 인식하는 바와 같이 전류에 크게 좌우되기 때문이다. 주파수 트림 회로망(46 및 48)은 온도 보상 바이어스 장치 효과를 변화시키지 않고 제각기 전류 강하 또는 상승을 변화시킴으로써 능동 필터의 주파수를 조정하는데에 제공된다. 그래서, 저항(68) 및 커패시터(62 및 70)의 곱은 온도 계수와 부호가 같거나 반대인 온도 계수를 갖는 적당하게 보상된 바이어스 전류를 제공함으로써, 중심 주파수는 광범이한 주파수에 걸쳐 조정 가능하며, 광범위한 온도에 걸쳐 안정하게 된다.

제5도에서, 이상 회로망(30) 및 주파수 트림 회로망(44 및 48)뿐만 아니라(점선으로 싸여지게 도시됨) 능동 필터(26)가 더욱 상세하게 도시된다. 비조정된 전원 전압은 노드(74)에서 공급되며, 양호하게는 대략 1.5V이다. 대략 1.0V의 조정된 전원 전압이 노드(76)에서 인가된다. 비조정된 전원 전압이 두 콜렉터로 제각기 가진 트랜지스터(80 및 82)의 에미터에 인가된다. 트랜지스터(80)의 베이스는 그의 한 콜렉터에 접속될 뿐만 아니라 트랜지스터(84)의 콜렉터와 커패시터(86)의 한 단자에도 접속된다. 트랜지스터(82)의 베이스는 그의 한 콜렉터에 접속될 뿐만 아니라 트랜지스터(88)의 콜렉터와 커패시터(86)의 다른 측면에도 접속된다. 트랜지스터(84 및 88)의 에미터는 서로 함께 결합되며, 또한 노드(49), 저항(108)을 통한 접지 및, 트랜지스터(90)의 에미터에 결합된다. 트랜지스터(90)의 콜렉터 및 베이스는 서로 함께 접속되어, 접지에 결합된다.

트랜지스터(80)의 제2콜렉터는 트랜지스터(92 및 94)의 베이스에 접속된다. 트랜지스터(92 및 94)의 에미터는 접지에 접속된다. 트랜지스터(92)의 콜렉터는 그의 베이스에 접속되며, 트랜지스터(94)의 콜렉터는 트랜지스터(82)의 제2콜렉터와 노드(28)에 접속된다. 커패시터(70)는 노드(28)에서 접지에 접속되고, 저항(68)은 노드(28)로부터 상호 콘덕턴스 증폭기의 입력(64)을 형성하는 트랜지스터(84)의 베이스에 접속된다. 트랜지스터(88)의 베이스는 노드(46)에 접속되고, 노드(64)는 상호 콘덕턴스 증폭기(26)를 완성시키도록 커패시터(62)를 통해 노드(22)에 접속된다. 트랜지스터(88)의 베이스는 공칭적으로 대략 0.67V에서 바이어스 된다. 본 실시예에 있어서, 트랜지스터(84 및 88)는 X4 트랜지스터(공칭 트랜지스터 크기의 4배)이고, 트랜지스터(90)도 X4 트랜지스터이다. 트랜지스터(80 및 82)는 PNP 트랜지스터이고, 나머지 트랜지스터는 능동 필터(26)에서 NPN 트랜지스터이다.

상호 콘덕턴스 증폭기의 동작은 다음과 같다. 트랜지스터(84 및 88)는 증폭기의 입력을 형성하는 트랜지스터(84)의 베이스와 차동 증폭기쌍으로서 접속된다. 조합 바이어스 전류 즉, 테일(tail) 전류가 자동 증폭기인 트랜지스터(84 및 88)의 에미터에 모여지는데 이는 공칭적으로 대략 45μA이며 주파수 트림 업(trim up) 회로망(48) 및 저항(108)을 통해 제공된다. 트랜지스터(88)의 베이스는 주파수 트림 다운(trim down) 회로망(44)에 의해 바이어스된다. 커패시터(86)는 증폭기의 안정성을 확실하게 하도록 보상을 제공한다. 트랜지스터(80 및 82)는 전류 미러의 부품이며, 트랜지스터(92 및 94)와 함께 균형 바이어스 전류를 트랜지스터(84 및 88)의 콜렉터에 제공한다. 전원과 접지 사이의 P-N 접합수를 최소화함으로써, 회로의 최소 동작 전압은 최소로 유지되며, 사실상 상기 회로는 단일 배터리 셀에 의해 동작하는 1.0V 정도의 낮은 배터리 전압에서 기능한다.

트랜지스터(82 및 94)의 콜렉터 접합부에서 커패시터(70) 및 저항(68)으로 흐르는 AC 출력 전류는 차동 증폭기의 DC 바이어스 전류와, 트랜지스터(84)의 베이스에서의 AC 입력 전압에 비례한다. 노드(28)에서의 전압은 노드(22)에서 대략 90°만큼 지연되며, 그의 크기는 바이어스 전류에 비례한다. 저항(68) 및 커패시터(70)로 구성된 피드백 회로망은 상호 콘덕턴스 증폭기와 함께 작동하여, 입력에서 출력으로 대역통과 응답을 발생시키며, 상기 응답의 선택성 및 중심 주파수는 보조 전류를 조정함으로써 프로그램할 수 있다.

전술된 바와 같이, 능동 필터(26)의 중심 주파수는 그의 바이어스 전류를 증가시키거나 감소시킴으로써 조정될 수 있다. 상기 주파수는 주파수 트림 업 회로망(48)에 의해 바이어스 전류를 증가시킴으로써 상향 조정될 수 있다. 회로망(48)은 각종 값을 갖는 복수개의 저항(100), (102), (104) 및 (106)을 포함하며, 상기 각 저항은 노드(49)에 결합된 한 단자를 구비한다. 상기 저항은 저항(108)과 함께 상호 콘덕턴스 증폭기의 전류 레벨을 설정한다. 저항(108)의 다른 단자는 증폭기(26)에 최소 바이어스 전류 레벨을 제공하도록 접지에 직접 결합된다. 저항(100), (102), (104) 및 (106)의 제2단자는 제각기 NPN 트랜지스터(120), (122), (124) 및 (126)의 에미터 뿐만 아니라 트림 패드(trim pad)(110), (112), (114) 및 (116)에 결합된다. 트랜지스터(120), (122), (124) 및 (126)의 콜렉터 및 베이스는 모두 함께 결합되어, 교대로 접지에 결합되며, 트림 패드(128)도 접지에 결합된다.

트랜지스터(120), (122), (124) 및 (126)은 제각기 제너 다이오드서 이용되며, 상기 제너 다이오드는 공지된 기술을 이용한 접지 패드(128)과 트림 패드(110), (112), (114) 또는 (116) 사이에 적절한 전류 펄스를 인가함으로써 쇼트 아웃(short out)될 수 있다. 실제 프로그래밍 기술은 본 발명에 매우 중요하지 않으며, 집적 회로 처리 파라미터 외에도 제너 다이오드의 설정 및 크기에 의존한다. 제너 다이오드를 쇼트 아웃시키기 위한 공지된 프로그래밍 기술이 이용될 수 있다. 상기 트림은, 칩 캐리어, DIP 패키지나 다른 I.C. 패키지 내에서의 와이어본딩(sirebonding) 및 패키징을 위해 각각의 다이스(dice)내로 집적 회로 웨이퍼의 분리 후나 전에 실행될 수 있다. 웨이퍼단에서 집적 회로 복조기에 주파수 트림(frequency tirm)을 실행함으로써 많은 잇점을 가질 수 있다. 회로를 처리하는 상기 웨이퍼 단에서 I.C. 는 각 회로를 적당히 검사하는데에 이용될 자동화된 장비로서 신속히 트림될 수 있다. 또한, 각 회로가 같은 방법으로 같은 기판상에서 처리되므로, 트림 파라미터는 보다 일관될 수 있고 회로에서 회로로의 추측이 가능하다.

상기 다이오드의 제너 굴곡점(knee)은 양호하게 6V 이상이므로, 단락되지 않고, 양호한 실시예의 아주 낮은 동작 전압에서 이용될 경우 다이오드는 접지에 고 임피던스를 제공한다. 단락될 시, 다이오드는 대략 100오옴의 저항을 제공하여, 저항(100), (102), (104) 및/또는 (106)은, 노드(49)에서 접지로 저항을 효율적을 감소시킴으로써 상호 콘덕턴스 증폭기(60)의 바이어스 전류를 증가시키도록 저항(108)과 병렬로 선택적을 위치될 수 있다. 이런 식으로, 능동 필터(26)의 주파수는 주파수 동조를 이루도록 약 5KHz의 해당도 갖는 것으로 도시된 부품값에 따라 대략 100KHz의 범위에 걸쳐 증가될 수 있다. 상기 주파수 조정은 신규 컴퓨터 제어된 집적회로 다이 프로브(die probe), 테스트 및 트립 장비로서 쉽게 자동화될 수 있다. 저항 (100), (102), (104) 및 (106)의 특정값은 모듈로 2트리밍(modulo 2 trimming)을 제공하도록 양호한 실시예내에서 선택된다. 즉, 저항(106)은 필터 fo의 중심 주파수에서 대략 2% 트리밍 증가를 발생시킨다. 저항 (104), (102) 및 (100)은 제각기 중심 주파수내에서 4%, 8% 및 16% 트리밍 증가를 유발시킨다. 상기 저항들은 2%의 미세(fine) 해상도를 갖는 2% 및 30% 사이의 중심 주파수에서의 전체 트리밍 증가를 발생하도록 소정의 조합으로 선택된다. 본 실시예에 있어서 상기 30%의 범위는 주파수의 적절한 상향 트림성을 확보하기에 적합하다.

유사한 방법으로, 증폭기(60)에 대한 바이어스 전류가 감소됨으로써, 제5도의 점선으로 표시된 주파수 트림 다운 회로망(44)에 의해 능동 필터의 주파수가 감소한다. 본 회로를 이해하도록 제6도의 회로망(42) 부분을 관찰하는 것이 또한 바람직하다. 온도 보상 회로망(42)의 트랜지스터(140)는 노드(46)에 접속된 콜렉터 및 베이스를 구비한다. 트랜지스터(140)의 에미터는 노드(46a)에서의 트랜지스터(142)의 에미터와, 각 저항(144)(제6도)의 한 측면에 접속된다. 트랜지스터(142)의 콜렉터 및 베이스는 저항(144)의 제2단자로서 접지에 접속된다. 저항(146 및 148)의 제2단자는 제각기 트랜지스터(150 및 152)의 에미터와 트림 패드(154 및 156)에 접속된다. 트랜지스터(150 및 152)의 베이스 및 콜렉터는 접지에 결합되어, 트랜지스터(150 및 152)가 회로망(48)의 제너 다이오드와 유사한 식의 제너다이오드로서 이용된다. 트랜지스터(140)가 X2 NPN 트랜지스터인 반면에, 트랜지스터(142), (150) 및 (152)는 PNP 트랜지스터이다. 트랜지스터(142)는 X4 트랜지스터이다.

트랜지스터(88)의 베이스는 통상적으로 온도 보상 바이어스 전류, 저항(144) 및 다이오드 접속 트랜지스터(140)에 의해 결정되는 전압으로 바이어스된다. 트랜지스터(88)의 베이스에서 전압 기준 레벨을 감소시킴으로써, 증폭기(60)의 전류가 감소되고 능동 필터(26)의 주파수가 감소되도록 상기 전압은 트랜지스터(150 및/또는 152)를 쇼트 아웃시킴으로써 조정될 수 있다. 트랜지스터(84), (88) 및 (140)는 트랜지스터(108)를 통해 흐르는 바이어스 전류가 다이오드 접속 트랜지스터(140) 및 저항(144)으로 형성된 회로망을 바이어스 시키는데에 이용되는 보상 전류의 온도 특성에 정합한 온도 특성을 갖게하는 정합 소자이다. 더우기, 요구된 온도 보상은 상기 경우에 회로망이 다이오드(150 및/또는 152)를 쇼트 아웃시킴으로써 조정될 경우에 유지된다. 즉, 저항(144), (146), (148) 및 (108), (100), (102) 및 (106)이 모두 맞는 구조의 프로그램을 가지므로, 트림 회로망내의 소정의 제너 다이오드는 바이어스 회로망내의 저항의 유효값을 변화시키는 작용을 하지만, 증폭기의 온도 특성에 영향을 미치지 않는다. 즉, 트림 처리가 쉽게 자동화될 수 있다.

저항(146 및 148)의 값은 코스 주파수(coarse frequency) 트림을 제공하도록 선택된다. 저항(46)은 부품값의 편차가 중간 범위(대략 15%)일 시에 트림된다. 편차가 최대(대략 30%)일 시에, 저항(48)은 트림된다. 일단 코스 트리밍(coarse trimming)이 완성되면, 미세 트리밍(fine trimming)이 전술된 식으로 저항(100), (102), (104) 및/또는 (106)을 선택함으로써 트림 업 회로망(48)을 처리한다. 미세 하향 조정(downward adjustment)과 함께 코스 하향 조정을 이용함으로써, 집적 회로에 요구된 트림 패드의 수는 최소가 되어, 집적 회로상의 기판 영역을 더욱 효율적으로 이용할 수 있다. 본 기술의 숙련자는 본 발명이 주파수 코스 상향 트림과 주파수 미세 하향 트림으로 선택적으로 구현된다는 것을 알 수 있을 것이다.

주파수 트리밍 처리는 복조기의 오디오 응답을 모니터함으로써 실행될 수 있다. 복조기의 "S 곡선"의 최상점(peak)이나 최하점(valley), 왜곡이나 균형잡힌 노이즈를 포함하는 각종 오디오 특성은 수정 트림의 표시기로서 이용될 수 있다. 그러나, 본 발명의 트림 방법은 사실상 온도와 무관하다는 것을 알 수 있다. 트림이 완성된 후, 집적 회로 웨이퍼는 본딩 및 패키징을 위해 각 다이내로 삽입된다.

이상 회로망은 또한 제5도에 상세히 도시된다. PNP 트랜지스터(160)의 베이스는 이상 회로망(30)의 입력을 형성하고, 노드(28)에 결합된다. 저항(162)은 트랜지스터(160)의 콜렉터와 조정 전원(requlated supply ; 노드(76)) 사이에 접속된다. 트랜지스터(160)의 에미터는 저항(164)의 한 측면에 접속되고, 저항(164)의 다른 측면은 접지된다. 저항(166)의 한 측면은 트랜지스터(160)의 콜렉터에 접속되고, 다른 측면은 노드(170)에서 커패시터(168)의 한 측면에 접속된다. 커패시터(18)의 다른 측면은 트랜지스터(160)의 에미터에 접속된다. 상기 부품은 이상 회로망을 기본으로 노드(170)에서 나타나는 이상을 제공한다. 이상 회로망의 동작은 직진성으로 본 분야에 알려졌다.

노드(170)에서의 이상 신호는 트랜지스터(180), (182), (186) 및 (188)로 구성된 차동 증폭기에 인가된다. 노드(170)는 트랜지스터(180)의 베이스에 결합되고, 트랜지스터(180 및 182)의 에미터는 트랜지스터(186)의 콜렉터에 접속된다. 트랜지스터(184 및 186)의 에미터는 접지에 접속되며, 트랜지스터(188)의 베이스는 노드(46)에 접속되고, 콜렉터는 트랜지스터(182)의 베이스와, 저항(192)의 한 측면에 접속된다. 저항(192)의 다른 측면은 노드(76)에 접속된다. 트랜지스터(188)의 에미터는 저항(194)을 통해 접지에 접속된다. 트랜지스터(180 및 182)의 콜렉터는 제각기 노드(32a 및 32b)에 접속된다. 트랜지스터(180 및 182)의 콜렉터는 또한 제각기 저항(196 및 198)을 통해 노드(76)에 접속된다. 트랜지스터(180), (182), (184), (186) 및 (188)는 모두 NPN 트랜지스터이며, 트랜지스터(186)는 본 실시예에서 X2 트랜지스터이다.

이상 회로망(30)의 차동 증폭기는 반전 및 비반전 출력을 노드(32a 및 32b)에 제공하는 종래의 차동 증폭기로서 동작한다. 이런식으로 신호를 분리하는 것은 배타적 OR 게이트에서의 처리를 위해 회로를 감소시켜 속도를 증가시키는데에 유용하다. 상기 차동 증폭기는 또한 노드(170)에서의 신호를 스퀘어 업(square up : 두배로 증가)시키는 제한기로서 역할을 하여, 최상의 가능한 복원 오디오 레벨을 보장하고, 회로의 동작이 입력 신호 레벨과 무관하게 되는 것을 보장한다.

제5도에 도시된 나머지 회로는 I.F. 증폭도를 제공하는 이외에, 수신기의 앞단에 대한 인터페이스로서 역할을 한다. 트랜지스터(200 및 202)는 트랜지스터(204)의 콜렉터에 함께 결합된 에미터와 더불어 차동 증폭기 쌍을 형성한다. 트랜지스터(204)의 베이스는 트랜지스터(206)의 베이스 및 콜렉터에 접속되며, 또한 10μA의 전류원(205)에 접속된다. 트랜지스터(204 및 206)의 에미터는 접지된다.

트랜지스터(200)의 베이스는 차동 증폭기의 입력을 제공하도록 캐패시터(210)를 통해 I.F. 증폭기(20)에 접속된다. 트랜지스터(200 및 202)의 베이스는 제각기 저항(212 및 214)을 통해 노드(76)에 접속된다. 트랜지스터(200 및 202)의 콜렉터는 저항(216 및 218)을 통해 노드(76)에 접속된다. 차동 증폭기의 출력은 트랜지스터(200 및 202)의 콜렉터에서 발생되어, 배타적 OR 게이트(24)에 의한 처리를 위해 반전 및 비반전 출력(22a 및 22b)을 제공한다. 노드(22b)는 또한 트랜지스터(220)의 베이스에 결합된다. 트랜지스터(220)의 에미터는 저항(222)을 통해 접지에 접속되고, 콜렉터는 저항(224) 및 노드(22)를 통해 노드(76)에 결합된다. 트랜지스터(220)는 대략 1/100의 이득을 갖는 공통 에미터 증폭기로서 접속되어, 능동 필터(26)가 처리하기 적당한 레벨로 노드(22b)에서의 신호 레벨을 감소시키도록 이용된다. 트랜지스터(200), (202), (204), (206) 및 (220)은 모두 NPN 트랜지스터이며, 트랜지스터(204)는 X2 트랜지스터이다.

제6도에서의 전류원(40) 및 온도 보상 회로망(42)가 상세히 도시된다. 비조정 전원이 트랜지스터(300 및 302)의 에미터에 결합된 노드(74)에서 제공된다. 트랜지스터(300 및 302)의 베이스는 또한 함께 결합되며, 트랜지스터(304 및 305)의 콜렉터에 결합된다. 트랜지스터(304)의 베이스는 트랜지스터(308)의 베이스 및 콜렉터에 결합된다. 트랜지스터(304 및 308)의 에미터는 접지된다. 트랜지스터(308)의 베이스는 저항(314)을 통해 노드(310)에 접속된다. 트랜지스터(316)의 에미터는 접지되고, 트랜지스터(316)의 콜렉터는 저항(320)을 통해 트랜지스터(306)의 에미터에 접속된다.

트랜지스터(306)의 베이스는 커패시터(324)의 한 측면, 트랜지스터(302)의 제1콜렉터 및, 트랜지스터(326)의 콜렉터에 결합된다. 커패시터(324)의 다른 측면은 트랜지스터(326)의 에미터로서 접지된다. 트랜지스터(326)의 베이스는 트랜지스터(302)의 제2콜렉터 및, 트랜지스터(330)의 베이스 및 에미터에 접속된다. 트랜지스터(330)의 에미터는 확산 전류 세팅 기준 저항(a diffused current setting reference resistor ; 334)을 통해 접지에 접속된다. 트랜지스터(300 및 302)는 PNP 트랜지스터이고, 트랜지스터(304), (308), (316), (326) 및 (330)는 NPN 트랜지스터이다. 트랜지스터(330)는 X4 트랜지스터이고, 트랜지스터(308)는 X8 트랜지스터이다. 트랜지스터(300)의 콜렉터는 노드(41)에 결합되어, 전류원의 출력을 형성한다.

전류원은 밴드 갭(band-gap) 기본의 기준 회로이며, 아래와 같이 동작한다. 트랜지스터(326), (330), (306) 및, (302)는 궤환 루프를 형성하는데, 트랜지스터(326 및 330)의 접합 영역의 비율이 저항(334)의 값과 함께 아래와 같이 주어진 트랜지스터(326 및 330)를 통해 흐르는 기준 전류를 설정한다.

여기서 ; K=볼쯔만 상수, T=켈빈 온도, q=전자 변화량, A=트랜지스터(330)의 에미터 영역비/트랜지스터(326)의 에미터 영역

트랜지스터(302)의 베이스상에서 기준 회로에 의해 설정된 바이어스 전압은 또한 기준 전류를 미러(mirror) 시키도록 상기 노드에 접속된 다른 유사한 트랜지스터를 바이어스 시킨다. 따라서, 기준 전류는 트랜지스터(300)에 의해 미러되며, 트랜지스터(300)의 콜렉터 전류는, 제어식 전류 미러형 전류원을 제공하도록 배타적 OR 게이트(24)의 트랜지스터(440), (442) 및 (444)와, 이상 회로망(30)의 트랜지스터(184 및 186)를 바이어스 시킨다.

노드(310)가 고 논리 전압에 접속될 시에, 트랜지스터(316)는 저항(318)을 통해 흐르는 전류에 의해 턴온 되며, 그리고 트랜지스터(316)의 콜렉터가 포화됨으로서, 저항(320)의 단부를 접지시켜, 전류원을 턴 온 시킨다. 노드(310)가 저 논리 전압에 접속될 시에, 트랜지스터(316)는 트랜지스터(304)에 의해 베이스 바이어스가 트랜지스터(300 및 302)에서 제거되어 전류원을 셔트 오프(shut off)시킬때 턴오프되는 경우와 같이 턴오프된다.

온도 보상 회로망(42)은 또한 제6도에 상세히 도시된다. 트랜지스터(350)의 에미터는 트랜지스터(352)의 에미터와 같이 노드(74)에서의 배터리 전압에 접속된다. 트랜지스터(350)의 베이스는 전류원(40)의 트랜지스터(302)의 베이스 및, 트랜지스터(350)의 제1콜렉터에 결합된다. 트랜지스터(350)의 제2콜렉터는 트랜지스터(354)의 베이스 및 콜렉터와, 트랜지스터(356)의 베이스에 접속된다. 트랜지스터(354)의 에미터는 이온 이식 전류 세팅 기준 저항(360)을 통해 접지된다. 트랜지스터(354)는 트랜지스터(354), (350), (352), (356) 및, 저항(360)으로 형성된 전류 미러 회로에 대한 보상 다이오드를 형성한다. 트랜지스터(356)의 에미터는 접지된다. 트랜지스터(356)의 콜렉터는 트랜지스터(352)의 제1콜렉터 및 베이스에 접속된다. 트랜지스터(352)의 제2콜렉터는 노드(46)에 접속되어, 온도 보상 회로망(42)의 출력을 제공한다. 트랜지스터(350 및 352)는 PNP 트랜지스터이고, 트랜지스터(354 및 356)는 정합된 NPN 트랜지스터인데, 트랜지스터(354)가 트랜지스터(356)보다 에미터 영역이 10X 더 크다.

온도 보상 회로망(42)은 섭씨 온도에서 거의 +900ppm 정온도 계수를 갖는 출력 전류를 발생시켜 저항(68), 커패시터(62 및 70)의 편차와, 트랜지스터 에미터 저항 re 및 온도에 대한 소자 전류 이득 편차에서 주로 유발된 능동 필터의 부 온도 계수를 제외하고 거의 동일한 온도 보상을 제공한다. 트랜지스터(350)의 베이스 전류는 또한 트랜지스터(306)를 통해 공급되므로, 보상 회로망은 노드(310)에 의해 제어된다.

온도 보상 회로망의 동작은 아래와 같다. 전류원(40)에 의해 설정된 기준 전류를 미러시키는 바이어스 전류는 주입된 저항(implanted resistor ; 360) 및 다이오드 접속 트랜지스터(354)를 통해 트랜지스터(350)의 한 콜렉터로부터 흐른다. 상기 전류는 트랜지스터(354 및 356) 및 저항(360)의 조합으로 형성된 전류 미러를 증배시킨 전류에 의해 번갈아 미러되어, PNP 트랜지스터(352)에 의해 또한 출력 노드(46)로 미러되는 트랜지스터(356)의 콜렉터내의 출력 전류를 설정한다. 온도 보상 바이어스 회로 설계에 있어서 중요한 것은 전류 미러 회로의 서로 다른 온도 특성을 갖는 서로 다른 저항 구조를 계획적으로 사용하여, 저항값 및 미러 파라미터를 적절히 선택함으로써 광범위하게 변화될 수 있는 온도 계수를 갖는 출력 전류를 발생시키는 것에 있다.

따라서, 전류원(40)의 확산 저항(334)은, NPN 트랜지스터의 베이스를 형성하여, 섭씨에서 ppm당 대략 +1500 내지 +1800의 온도 계수를 갖는 동일 확산을 가지게 제조된다. 그래서, 트랜지스터(350)의 콜렉터 전류는 대략 +1700ppm의 온도 계수(T. C.)를 갖는데, 이것은 TO(300°K)의 함수인 T.C.와, 저항(334)의 T.C.의 결과이다. 회로망(26)은 온도 편차를 정확히 보상하기 위하여, 저항(360) 양단의 전압 강하 및 물리구조는 요구된 온도 특성을 발생시키도록 선택된다. 수학적으로 설명되는 바와 같이, 보상 회로망의 출력 전류의 T.C.는 저항(334 및 360) 및 다른 미러 파라미터를 형성하는데에 이용된 구조를 적절히 선택함으로써 광범위하게 조정될 수 있다.

여기에서 도시된 특정 실시예에 대해, 2K 오옴/스퀘어인 한 시트의 저항과 대략 +4299ppm의 T.C.를 갖는 이온 주입된 저항 구조는 저항(360)을 실현하도록 이용된다.

트랜시스터(46)의 전류는 아래식에 따른 T.C.를 갖는다.

여기서 :

: 저항(334)이 주입될 경우에는 대략 -900ppm, 그것이 확산되는 경우에는 대략 +1700ppm인 트랜지스터(350)의 콜렉터 전류의 T.C.

I1 : (저항(334)에 의한)트래지스터(350)의 콜렉터 전류

Vt : 실온에서의 열' 전압 KT/q=26mv

: 저항(360)의 T.C.

R : 저항(360)

상기 식을 간단히 하면, 전류 리빙(leaving) 노드(46)의 합성 온도 계수는 트랜지스터(350)의 콜렉터를 나온 전류(I1)의 온도 계수+소정의 대수 승수, 또는 부스트 인수(I1R/Vt)×전류 I1+저항(360)의 T.C.와 열 전압의 T.C. 사이의 차의 배수의 함수로 표시된다.

상기 실시예에 있어서, 출력 전류에 대한 약 +9000ppm의 온도 계수는 적절히 능동 필터를 대략 보상하도록 이루어진다. 그러나, 광범위한 온도 계수가 본 발명 개시의 원리를 사용하여 공급될 수 있으므로, 본 온도 보상 회로망은 상기 양호한 실시예에 제한되지 않는다.

상기 식으로 치환함으로써, 같은 온도 계수의 저항(334 및 360)을 이용하여 동일 T.C.의 트랜지스터(350 및 352)의 콜렉터 전류를 갖는 회로 용장성을 얻을 수 있다. 이것은 두 저항이 확산 저항(대략 +1700ppm인 저항의 T.C.), 주입 저항(대략 +4200ppm인 저항의 T.C.), 또는 외부 탄소 저항(대략 100ppm인 저항의 T.C.)중 어느 하나인 경우이다.

각종 범위의 전류 온도 계수는 상기 저항형(또는 더어미스터와 같은 다른 온도 종속 저항 소자)의 각종의 조합을 적당히 선택하므로써 트랜지스터(352)의 콜렉터에서 성취될 수 있다. 예를들면, 저항(334)이 외부 탄소저항이고 저항(360)은 확산 저항인 경우, 정 T.C.는 제6도의 회로를 달아 수정할 필요없이 대략 3200ppm 이상인 소정의 온도로 성취될 수 있다. 상기 실시예에 있어서, 상기 식은 아래와 같이 간단히 할 수 있다 :

즉,

전류 I_l및, 저항(360)(R)의 값을 적당히 조정함으로써, 대략 3200ppm 이상의 조성의 T.C.가 얻어질 수 있다. 더욱 작은 저항(360) 값이 요구되는 것을 제외하고, 저항(334)이 외부 탄소저항이고 저항(360)이 주입 저항인 경우에 상기와 유사한 결과가 발생한다.

확산 저항(334)과 외부 탄소 저항(360)으로서 비슷한 해석이 아래와 같이 주어진다.

상기 경우에 있어서, 부 또는 정 T.C.중의 어느 하나가 얻어질 수 있으며, 원하는 경우 사실상 거의 0.0ppm이 쉽게 구현될 수 있다.

저항(334)이 주입되고 저항(360)이 확산되는 경우에 다른 중요한 실시예가 얻어진다. 이 경우에 있어, 식은 아래와 같이 간단히 할 수 있다.

그리고, T.C.는 사실상 요구된 소정의 부 값이 되도록 구성될 수 있다.

상기 해석을 다양하게 치환하면 여러가지가 도출될 수 있다. 그러나, 각 경우에 있어 온도 계수의 증배는 요구된 바대로 T.C.를 부스트하거나 커트하는데에 이용되는 RI1/Vt의 제어 가능한 인수로 발생한다는 것을 알 수 있을 것이다. 이것은 본 발명의 사용으로 얻어질 수 있는 T.C.가 저항 부품중 어느 하나 또는 그 모두 T.C.로 제한되지 않는다는 것을 의미한다.

제7도에서, 양호한 배타적 OR 게이트(24)가 저역 필터(26)에 따라 상세히 도시된다. 노드(76)에서는 조정 전원은 트랜지스터(400), (402) 및 (404)의 콜렉터에 결합된다. 트랜지스터(410), (412) 및 (414)의 콜렉터는 또한 제각기 저항(420), (422) 및 (424)를 통해 노드(76)에 접속된다. 트랜지스터(400)의 에미터는 트랜지스터(440)의 콜렉터 뿐만 아니라 트랜지스터(410 및 430)의 에미터에도 접속된다. 트랜지스터(402)의 에미터는 트랜지스터(442)의 콜렉터 뿐만 아니라 트랜지스터(412 및 432)의 에미터에도 접속된다. 트랜지스터(404)의 에미터는 트랜지스터(444)의 콜렉터뿐만 아니라 트랜지스터(414 및 434)의 에미터에도 접속된다. 트랜지스터(440), (442) 및 (444)의 에미터는 모두 접지되고, 베이스는 노드(41)에 접속된다.

트랜지스터(430)의 콜렉터는 트랜지스터(410)의 콜렉터 및, 트랜지스터(434)의 베이스에 접속된다. 트랜지스터(430)의 베이스는 노드(22a)에 접속된다. 트랜지스터(400), (402) 및 (404)의 베이스는 모두(도시되지 않은) 0.82V의 기준 전원에 접속된 노드(450)에 결합된다. 트랜지스터(412)의 콜렉터는 트랜지스터(412)의 콜렉터와 트랜지스터(414)의 베이스에 접속된다. 트랜지스터(432)의 베이스 노드(22b)에 결합된다. 노드(32a 및 32b)는 제각기 트랜지스터(412 및 410)의 베이스에 접속된다. 트랜지스터(434)의 콜렉터는 배타적 OR 게이트의 출력이며, 트랜지스터(414)의 콜렉터 및 노드(34)에 결합된다.

배타적 OR 게이트(24)는 다음과 같이 동작한다.

트랜지스터(440), (442) 및 (444)는 바이어스 전류를 게이트에 제공한다. 트랜지스터(400), (410) 및 (430)는 노드(22a 또는 32b)가 논리 하이일시에 트랜지스터(430)의 콜렉터에서 저 출력을 제공하는 NOR 게이트로서 작용을 한다. 마찬가지로, 트랜지스터(402), (412) 및 (432)는 노드(22b 또는 32a)가 논리 하이일시에 트랜지스터(432)의 콜렉터에서 저 출력을 제공하는 NOR 게이트로서 작용을 한다. 트랜지스터(404), (414) 및 (434)는, 또한 상기 두 NOR 게이트의 출력중의 어느 하나가 하이 일시에 트랜지스터(434)의 콜렉터에서 저 논리 출력을 제공하도록 상기 두 NOR 게이트의 출력 신호상에서 작동하는 NOR 게이트로서 작용한다.

출력 노드를 형성하도록 노드(37)에 접속된 저항(504)의 한 측면 및, 노드(34)에 결합된 저항(500)의 한측면과 직렬로 접속된 저항(500), (502) 및 (504)로 구성된 간단한 3단 수동 R-C 사다리꼴 회로망으로서 저역 필터(36) 또한 제7도에 상세히 도시된다. 커패시터(510)는 저항(500 및 502)의 접합부에서 부터 접지로 접속된다. 커패시터(512)는 저항(502 및 504)의 접합부에서 부터 접지에 접속되고, 커패시터(514)는 노드(37)에서 접지에 결합된다.

저역 필터(36)는 455KHz에서 약 53dB의 감쇠량 및, 910KHz에서 약 70dB의 감쇠량을 제공한다. 이것은 각종 응용에 대해 필터링의 적당한 레벨이라는 것을 알게 되지만, 어떤 경우에 있어서는 필터링의 적당한 레벨이 아닐 수도 있다. 수동이나 능동 필터링을 위한 또 다른 단이 물론 집적 회로에 부가되거나 부가되지 않을 수 있다. 그러한 필터링은 통상 저역 통과 필터에 따른 오디오 증폭단내에서 쉽게 성취될 수 있다.

전술된 복조기는 종래 바이폴라 선형 집적 회로 제조 공정에 공급된 단일 직접 회로 칩상에서 전체가 집적된다. 상기 복조기는 2.5KHz의 편차시 피크값(peak to peak)에서 약 20mV의 공칭 오디오 출력 레벨을 제공하는데 종래 인덕터를 기초로 한 복조기의 성능과 비교할 만한 성능을 제공한다. 중심 주파수 섭씨 -20°내지 60°에서 ±5% 범위에서 안정하다. 회로는 1.0 내지 3.0V의 배터리 전압상에서 동작하며, 75μA 전류 이하로 소모된다. 값 비싸고, 신뢰할 수 없고 부피가 큰 인덕터가 성능에 손상없이 전적으로 제거되므로써, 비용, 크기 및 무게를 상당히 감소시키고, 게다가 신뢰성을 증가시키고, 그리고 인덕터의 노동 집약적이고 값 비싼 수공을 해소시킨다.

특정 PNP 및 NPN 접합 트랜지스터 장치는 본 발명과 관련하여 기술될 시에, 다른 특정 회로 장치가 본 발명의 사상 및 개시시 벗어남이 없이 이용될 수 있음은 본 분야의 숙련자에게는 명백한 사항이다. 예를 들면, NPN 트랜지스터를 이용한 각종 회로는 PNP 트랜지스터로 동등하게 공급될 수 있다. 마찬가지로, 각종 전계 효과 소자 기술내에 공급된 아나로그 회로는 각종 본 회로에 이용 가능하다. 본 발명은 그러한 실시예를 포함한다.

그래서, 본 발명에 따라 그 목적 및 잇점을 충분히 만족하는 장치가 상기에 명백히 설명되었으나, 본 발명이 특정 실시예와 관련하여 기술될 시에, 각종 대안, 수정 및 변형이 전술한 것에 비추어 본 기술의 숙련자에게 명백해질 것이다. 따라서, 본 발명의 첨부된 청구범위의 사상 및 범주내에 있을시에 그러한 모든 대안, 수정 및 변형을 수락할 수 있다.

Claims

중심 주파수에서 주파수 편이된 주파수 변조(FM) 신호를 복조하기 위한 무인덕터 직각 복조기에 있어서, 직각 신호를 발생키 위해 상기 중심 주파수에 대해 소정 범위의 주파수에 걸쳐 선형적으로 상기 FM 신호의 위상을 이동시키도록 FM 신호를 수신하는 무인덕터 능동 이상(移相) 수단(26, 30)과, 상기 무인덕터 능동 이상 수단(26, 30)에 결합되어, 상기 직각 신호가 발생되는 주파수를 조정하는 주파수 조정 수단(44, 48) 및 출력 노드를 가지며, 상기 FM 신호와 상기 직각 신호 사이의 위상 차를 검출하고, 상기 출력노드에서 상기 위상 차에 따라 변하는 신호를 발생시키기 위한 위상 검출 수단(24)을 구비하는 것을 특징으로 하는 무인덕터 직각 복조기.
제1항에 있어서, 상기 무인덕터 능동 이상 수단(26, 30)은 일정 이상 회로망과 직렬로 결합된 능동필터(26)를 포함하는 것을 특징으로 하는 무인덕터 직각 복조기.
제2항에 있어서, 상기 일정 이상 회로망(30)은 상기 소정 범위의 주파수에 걸쳐 약 90°의 일정 이상을 발생하는 것을 특징으로 하는 무인덕터 직각 복조기.
제2항에 있어서, 상기 능동 필터(26)는 상기 중심 주파수에서 약 180°의 이상을 갖는 능동 대역 필터(26)를 포함하는 것을 특징으로 하는 무인덕터 직각 복조기.
제1항에 있어서, 상기 위상 검출 수단(24)은 상기 FM 신호와 상기 직각 신호를 제각기 수신하기 위한 두 입력을 가진 논리 게이트(24)를 포함하는 것을 특징으로 하는 무인덕터 직각 복조기.
제5항에 있어서, 상기 논리 게이트(24)는 배타적 OR 게이트를 포함하는 것을 특징으로 하는 무인덕터 직각 복조기.
제5항에 있어서, 상기 검출 수단은 상기 논리 게이트(24)의 출력을 여파하기 위한 저역 필터(36)를 추가로 포함하는 것을 특징으로 하는 무인덕터 직각 복조기.
제1항에 있어서, 상기 Q 인수는 대략 1.0인 것을 특징으로 하는 무인덕터 직각 복조기.
제1항에 있어서, 상기 무인덕터 없는 능동 이상 수단은 전류 제어형 능동 필터를 포함하는 것을 특징으로 하는 무인덕터 직각 복조기.
제1항에 있어서, 상기 무인덕터 능동 이상 수단에 결합되어, 전송된 무선 신호를 수신하며 상기 FM 신호를 포함한 중간 주파수 신호를 발생시키기 위한 무선 수신 수단을 추가로 포함하는 것을 특징으로 하는 무인덕터 직각 복조기.