JPH0671174B2

JPH0671174B2 - コイル無し直角位相復調器

Info

Publication number: JPH0671174B2
Application number: JP60504243A
Authority: JP
Inventors: リーデイビス・ウオルター; プリート・ヨーランダ
Original assignee: Motorola Inc
Current assignee: Motorola Solutions Inc
Priority date: 1984-10-01
Filing date: 1985-09-19
Publication date: 1994-09-07
Anticipated expiration: 2009-09-07
Also published as: JPS61501675A; US4628272A; HK13995A; EP0196318A4; KR880700534A; EP0196318A1; AU582191B2; WO1986002213A1; CA1282843C; EP0196318B1; CN85107280A; CN1005808B; DE3584890D1; SG135894G; ATE70395T1; AU4862285A; KR940006364B1

Description

【発明の詳細な説明】発明の背景 1.発明の分野本発明は一般にFM復調器の分野に関する。更に特定すれ
ば、本発明は周波数変調情報の検出のための直角位相復
調器に関する。

2.背景 FM送受信機が小型化に向けて進歩するにしたがい、FM復
調器は最も小型化の困難な回路の１つとなって残ってい
る。これは主として、通常関連する周波数が適度に高、
かつこのような復調器に使用できるインダクタンスとＱ
とが適当に高いコイルの大きさを小さくすることができ
ないことによる。このような素子の大きさが小さくなる
につれ、FM復調器にとって、このような素子の小型化の
基本的な制限要素になっているのが電池の大きさである
ため、非常に低い電圧電流レベルで動作することができ
るということも重要になる。

ある種のFMスロープ検波器などは復調回路の部分に水晶
あるいはセラミック共振器も使用している。これは、こ
のような素子がこわれやすく、大きく、高価であるため
コイルを使用すると同じく不利である。

直角位相復調器に使用するコイルは、ページング受信機
などのような小型受信機に使用する構成部品の中でも、
最も高価で、最も重く、かつ信頼性が最も低い。したが
って、小型の、および大型の電子装置にさえ、これらを
使用しないようにすることが非常に望まれる。

位相ロック・ループおよびパルス・カウンタ型復調器の
ように、コイルを使用せずに実現できる復調器もいくつ
か存在する。残念ながら、これらの復調器は、ページン
グ受信機のような電池作動の受信機に必要な非常に低い
電圧電流で動作しないということをはじめ、数多くの欠
点を持っている。これらは、しばしば対雑音性能の劣る
Ｑの低い装置でもある。パルス・カウント復調器には更
に、約200KHzより低い周波数で動作する場合を除き、発
生する再生信号の振幅が非常に小さいという欠点があ
る。したがって、集積回路の形で完全に実現し得るとと
もに、低電圧電流レベルで動作する直角位相復調器が提
供されることが望まれる。直角位相復調器は、オーディ
オ出力が大きくかつ、信号対雑音比が大きいという望ま
しい特性のためFM通信の関連分野でよく使用されてい
る。したがって、１つの集積回路に完全に組込むことが
できるコイル無し直角位相復調器が提供されることが非
常に望まれる。

残念なことに、直角位相復調器を組込むことは克服しな
ければならない数多くの技術的課題が存在する。このこ
とは、復調器が広い温度範囲にわたり確実に動作しなけ
ればならないとき、および、あらゆる環境条件や集積回
路プロセスの変動のもとで最適性能を確保するため、復
調器を確実にトリムする工程を踏まなければならないと
きに特に正しい。これらの条件のもとでは、温度につい
て非常に安定な回路が要求され、温度係数を個々の構成
要素の温度係数に関係なく、精密に制御できることが非
常に重要である。集積回路のプロセスパラメータの変動
の原因となる回路性能を調節できるようにすること、す
なわち、はじめに、構成要素の値の製造時の変動を克服
するように、回路を同調させあるいは調節することも重
要である。本発明はこれらの問題その他を解決するもの
である。

発明の概要本発明の目的は、改良された直角位相復調器を提供する
ことである。

本発明の他の目的は、コイル無し（inductorless）直角
位相復調器を提供することである。

本発明の他の目的は、直角位相復調器にアクティブフィ
ルタとして使用するトリミング可能で温度変化に安定な
相互コンダクタンス増幅器を提供することである。

本発明の他の目的は、非常に低い電圧電流レベルで動作
し、小型化と小型電池による動作とを可能とするFM復調
器を提供することである。

本発明の他の目的は、本発明の復調器のような集積回路
に使用する温度変化に対して安定な電流源を提供するこ
とである。

本発明の他の目的は、コイル無しFM復調器をトリムする
方法を提供することである。

本発明の更に他の目的は、非常に低い電圧電流状態のも
とで動作する集積回路化可能な直角位相復調器を提供す
ることである。

本発明の更に他の目的は、最終的な集積回路がなおウェ
ーハの状態にある間でも、所要周波数にトリミングすな
わち調節できる集積回路化可能な直角位相復調器を提供
することである。

本発明のこれらおよび他の目的、利点、および特徴は、
当業者にとっては、本発明に関する次の説明を考察すれ
ば直ちに明白になるであろう。

本発明の１実施例においては、中心周波数のまわりに周
波数が変移するFM信号を復調するためのインダクタレス
直角位相復調器は、該FM信号を受信し、該FM信号の位相
を中心周波数のまわりに予め定められた範囲の周波数に
わたり上下に約90度直線的にシフトして直角位相信号を
生成するインダクタレス能動移相回路を含む。該インダ
クタレス能動移相回路１より大きくかつ好ましくは約５
のＱを有する。出力接続点を有する位相検波回路はFM信
号と直角位相信号との間の位相差を検出し、出力接続点
に前記位相差とともに変る信号を発生する。

本発明が新規であると信ぜられる特徴は特許請求の範囲
にその特殊性とともに述べてある。しかしながら、本発
明自身は、構成と動作の方法とに関し、更にその他の目
的と利点とともに、付図と関連して行う以下の説明を参
照することにより、最もよく理解できるであろう。

図面の簡単な説明第１図は、本発明のコイル無し直角位相復調器のブロッ
ク図を示す。

第２図は、本発明のアクティブフィルタと移相回路網と
の移相特性のグラフを示す。

第３図は、本発明に関連する各種信号のタイミング図を
示す。

第４図は、本発明のアクティブフィルタの簡易化した回
路図を関連の回路とともに示す。

第５図は、本発明のアクティブフィルタ、移相回路網、
および周波数トリム回路網の詳細な回路図を示す。

第６図は、本発明の電流源と温度補償回路網との詳細な
回路図を示す。

第７図は、本発明の排他的ORおよび低域フィルタの詳細
な回路図を示す。

好ましい実施例の説明さて第１図に目を移すと、本発明の直角位相復調器（qu
adrature demodulator）のブロック図が示されている。
好ましくは、提示した要素値を有する本復調器は455KHz
で動作するが、これは、当業者には他の周波数でも実現
可能であることが理解できるから、これにに限定するも
のではない。受信機の設計において、手に入りやすくか
つ低価格のセラミックフィルタと他の構成要素とを活用
するためには455KHzのような一般に使用されている中間
周波数を使用するのが望ましい。

中間周波数（I.F.）増幅器20は限定されたI.F.信号を排
他的OR回路すなわちゲート24の１つの入力と結合してい
る接続点22に供給する。I.F.増幅器20の入力は、もちろ
ん受信機のフロントエンドを形成する既知の回路素子に
より駆動される。フロントエンドの正確な構成はかなり
変化することがあるが、本発明の理解には重要ではな
い。接続点22の同信号は電流制御アクティブフィルタ26
の入力に送られ、該フィルタはその出力に結合している
接続点28に、ろ波された信号を発生する。接続点28は移
相回路網30の入力に結合している。移相回路網30の出力
は排他的ORゲート24の他の入力と結合している接続点32
に結合している。アクティブフィルタ26は、移相回路網
30と関連して動作し、本復調器に直角位相信号を供給す
る直角位相移相機構を提供する。排他的OR24の出力は、
低域フィルタ36の入力となる接続点34と結合している。
低域フィルタ36の出力37は、復調器の再生オーディオ出
力信号を提供する。当業者は、他の形式の論理ゲートを
排他的OR24と置換え得ることを理解するであろう。一致
型位相検波器（coincidencetype phase detector）とし
て使用されている排他的ORゲートは、後に明らかになる
ように本実施例においては特別な利点を備えている。

好ましい実施例においては、上の回路は接続点41で排他
的OR24と移相回路網30とを含む各種回路をバイアスする
電流源40をも含む単１の集積回路上に望ましい形で完全
に実施されている。電流源40は電池電圧および温度の変
化に対して比較的安定なバイアス電流を供給する既知の
設計のものであることが好ましい。しかしながら、アク
ティブフィルタ26は本実施例では後に明らかになる理由
から温度補償電流源を必要とする。温度安定性を適格に
するためには、温度補償回路網42を電流源40と結合し、
後に更に完全に説明するようにアクティブフィルタに加
わる温度の影響を更に完全に補償するのに使用する。温
度補償回路網42の接続点46での温度補償出力は次いでア
クティブフィルタ26と結合される。

復調器を集積回路処理パラメータと部品公差との広範多
様な変化に抗して確実に動作できるようにするために、
本実施例ではアクティブフィルタ26の共振周波数が調節
可能になっている。周波数下降調節回路網44は接続点46
Aで温度補償回路網42と、アクティブフィルタ26とに結
合して共振周波数の低下に供している。周波数上昇調節
回路網48はアクティブフィルタの共振周波数を上げるよ
うに設けられており、接続点49でアクティブフィルタ26
に取付けられている。温度補償回路網42も接続点46で移
相回路網30の一部にバイアスを供給し、温度の多様な変
化対して接続点32にレベルの安定した出力を確保してい
るが、これはバイアス電流として限定されるものではな
い。というのは移相回路網30は他の電流源からも供給を
受けているからである。

動作時、アクティブフィルタ26は移相回路網30と協動し
て動作し、接続点32に復調器の動作の中心周波数f₀で接
続点22の信号と直角位相（位相が90度ずれている）とな
り入力信号の周波数がその中心値のまわりでずれるにつ
れて位相が約90度変化する信号を発生する。移相回路網
30は、第２図に曲線50で示すように少なくとも約f₁から
ｆ_ｈまでの周波数範囲にわたり−90度の一定の位相ずれ
を発生する。ここでf₁は入力信号が通常偏移する最低の
周波数であり、ｆ_ｈは信号が通常偏移する最高周波数で
ある。加えて、移相回路網30は好ましくは増幅回路を備
え、排他的OR24で処理するために制限された出力信号を
接続点32に発生することを保証する。

アクティブフィルタ26は回路網の可変移相対周波数特性
を発生するが、これはＱが1.0より大きく好ましくは約
3.0より大きい共振回路を模擬して行う。好ましい実施
例においては、約5.0から10.0までのＱを使用する。ア
クティブフィルタの移相対周波数特性曲線を第２図の曲
線52で示す。この曲線は好ましい実施例ではf₁からｆ_ｈ
までの範囲で周波数とともに増加し中心がf₀で約180度
となる実質上直線的な正の傾斜を有している。もちろ
ん、周波数の増加とともに減少する直線的な負の傾斜を
有する同様な曲線も使用することができ、満足な結果が
得られる。この変化が復調器の性能に与える唯一の差異
は復調したオーディオ信号に180度の位相ずれを起すこ
とである。曲線52の傾斜はアクティブフィルタのＱに比
例していので傾斜はＱが増加するにつれて増大する。Ｑ
が高ければ曲線52の傾斜が大きくなり、接続点22におけ
る与えられた周波数変移に対して窮極的に復調器の出力
電圧が大きくなるのでアクティブフィルタにとってＱが
高いこと（好ましくは約５）は望ましい。好ましい実施
例のアクティブフィルタのＱは約10である。

アクティブフィルタ26と移相回路網30とは関係する周波
数範囲での移相に関するかぎり直線的回路網であり、そ
のそれぞれの移相曲線はしたがって直接加え合せて合成
曲線54を得ることができる。曲線54はf₀で所望の直角位
相関係を有するとともにf₁からｆ_ｈまで直線的に傾斜す
る移相を有しているからアクティブフィルタ26は移相回
路網30と関連して、コイルによる移相機構を備えた従来
の直角位相復調器の移相回路網を効果的に模擬してい
る。当業者は、アクティブフィルタ26と移相回路網30と
が直列になっているので、本発明から逸脱することなし
に、そのそれぞれの位置を逆にして、インターフェース
を適格にするように適切な回路変更を行うことが可能で
あることを理解するであろう。もちろん、いずれの場合
でも接続点32に制限された出力を発生することはやはり
望ましいことである。

第１図の復調器の全体としての動作は第１図と関連して
第３図を参照することにより理解されるであろう。第3a
図は接続点22の制限されたI.F.信号を示す。第3b図から
第3d図までを考察するに際し、第3a図の信号は周波数f₀
であると仮定すべきである。また、第３図のすべての信
号は実際の回路動作ではあり得ないことでであるが明瞭
のため制限された信号として示してある。この信号はア
クティブフィルタ26を通過し、そこで第２図に示すよう
に180度だけシフトされて第3b図に示すように接続点28
に信号を発生する。次に、移相回路網30は接続点28の信
号に90度の位相おくれを与え、接続点32に第3c図に示す
ような信号を発生する。接続点32の信号はしたがって接
続点22の信号と直角位相の関係になっている。排他的OR
回路24は接続点22と32との信号を処理して接続点34に第
3d図に示す信号を得る。出力論理ゲートとして排他的OR
ゲートを使用することにより周波数が２倍になることが
わかる。これは本発明の集積回路の実施例において低域
フィルタ36の折点周波数の要求事項を増大させるととも
に復調器からの復調オーディオ信号を効果的に増大させ
るという特別の利点を有している。排他的ORをこのよう
に使用すれば復調器の動作がＱが約10のコイル式直角位
相回路網を有する従来のコイル復調器に匹敵する復調器
の動作が得られる。

接続点34の信号は低域フィルタ36を通過して接続点37に
出力信号を発生する。低域フィルタ36は積分器あるいは
平均値回路として動作し接続点34の信号の平均値である
出力を発生する。

今度は第3a図と第3e図から第3g図までを、接続点22（第
3a図）の信号の周波数は実質上f₀より高いという仮定の
もとに考えよう。この例では接続点28の信号は第3e図お
よび第２図に示すように180度より多く位相がずれてい
る。移相回路網30はこの信号に対してなお90度の位相ず
れを与え第3f図に示すように接続点32に信号を発生す
る。接続点32に得られる信号は90度より多くシフトして
いる。

接続点22と32との信号が排他的OR24を通過するとき得ら
れる信号を第3g図に示す。第3g図の信号は明らかに第3d
図の信号よりデューティサイクルが大きいので平均値は
より大きい。このように、第3g図の信号が低域フィルタ
36を通過すると、出力の電圧は第3d図の信号が低域フィ
ルタ36で処理されるとき得られる場合より大きい。この
ようにして、電圧の増大が周波数の増大の結果として得
られる。同様にして、出力電圧の減少は周波数が減少す
るとき得られる。

好ましい実施例においては、相互コンダクタンス増幅器
60を使用してアクティブフィルタ26を作り第４図に示す
ように接続している。入力コンデンサ62が接続点22の信
号を相互コンダクタンス増幅器の反転入力64に結合して
いる。相互コンダクタンス増幅器60の出力66は抵抗器68
を介して入力64に結合している。コンデンサ70は相互コ
ンダクタンス増幅器60の出力66からACグランドに接続し
ている。出力66は接続点28に接続されてアクティブフィ
ルタの出力を形成している。このアクティブフィルタは
ほぼ次の式で与えられる中心周波数ｆ_ｃを有する帯域通
過特性を持っている。

ｆ_ｃ＝（1/2π）｛Gm/（R₆₈・C₆₂・C₇₀）｝^1/2 またＱは次式で与えられる。

Ｑ＝｛1/C₆₂＋C₇₀）｝（Gm・C₆₂・C₇₀/R₆₈）^1/2 ただしGmは相互コンダクタンス増幅器の相互コンダクタ
ンスである。これらの式は中心周波数とＱとが共に相互
コンダクタンスGmの関数でありＱは容易に1.0より大き
くし得ることを示している。これらの式はまたGmの温度
係数を抵抗器68とコンデンサ62と70の積の温度係数に合
せれば、回路網の中心周波数は関係するすべての温度に
対して安定となりＱも温度に対して非常に安定になると
いうことを示している。中心周波数がGmによって変化す
る反共振を示す同様なフィルタ構造も電流をしたがって
相互コンダクタンス増幅器の相互コンダクタンスを変え
ることにより周波数を調節することができる。

第４図をはじめ他の図に示す回路の値は例として示した
ものであり限定されているものではないが、好ましい実
施例における約455KHzの中心周波数で復調器の10という
効果的なＱを生ずる。相互コンダクタンス増幅器60の電
流を調節する機構を設けることにより、中心周波数は集
積回路製造工程のウェーハの段階で調節することができ
る。それは相互コンダクタンスが当業者が理解するとお
り電流に極度に依存するからである。周波数トリム回路
網46と48とが設けられていて、温度補償バイアス機構の
効果を変えることなく電流をそれぞれ下または上に変え
てアクティブフィルタの周波数を調節できる。このよう
に、抵抗器68およびコンデンサ62と70の積の温度係数に
等しく符号が反対の温度係数を有する適切に補償された
バイアス電流を供給することにより、中心周波数は広い
周波数範囲で調節できるようになり、広い温度範囲にわ
たり安定になる。

今度は第５図に移ると、アクティブフィルタ26（破線で
囲んで示す）の更に詳細な回路図が移相回路網30と周波
数トリム回路網44および48の詳細な回路図とともに示し
てある。未調整の（unregulated）電源電圧が接続点74
に供給されるが、好ましくは約1.5ボルトである。約1.0
ボルトの調整ずみ（regulated）電源が接続点76に供給
される。未調整電源はその各々が２つのコレクタを備え
ているトランジスタ80と82とのエミッタに加えられる。
トランジスタ80のベースはそのコレクタの１つに接続さ
れるとともにトランジスタ84のコレクタとコンデンサ86
の１つの端子とにも接続されている。トランジスタ82の
ベースはそのコレクタの１つに接続されるとともにトラ
ンジスタ88のコレクタとコンデンサ86の他の側とにも接
続されている。トランジスタ84と88とのエミッタは互い
に結合するとともに接続点49と、抵抗器108を介してグ
ランドと、トランジスタ90のエミッタとにも結合してい
る。トランジスタ90のコレクタとベースとは互いに接続
されて接地されている。

トランジスタ80の第２のコレクタはトランジスタ92と94
のベースに接続されている。トランジスタ92と94とのエ
ミッタは接地されている。トランジスタ92のコレクタは
そのベースに接続されており、トランジスタ94のコレク
タはトランジスタ82の第２のコレクタと接続点28とに接
続されている。コンデンサ70は接続点28からグランドへ
接続されており、抵抗器68は接続点28から相互コンダク
タンス増幅器の入力64を形成するトランジスタ84のベー
スに接続されている。トランジスタ88のベースは接続点
46に接続され、接続点64はコンデンサ62を介して接続点
22に接続され相互コンダクタンス増幅器26を完成してい
る。トランジスタ88のベースは普通約0.67ボルトにバイ
アスされている。本実施例においては、トランジスタ84
と88とは×４トランジスタ（普通のトランジスタの大き
さの４倍）であり、トランジスタ90は×４トランジスタ
である。トランジスタ80と82とはPNPトランジスタであ
り残りはアクティブフィルタ26の中のNPNである。

相互コンダクタンス増幅器の動作は次のとおりである。
トランジスタ84と88とは差動対として接続されトランジ
スタ84のベースは増幅器の入力を形成している。差動増
幅器の、トランジスタ84と88とのエミッタを出る組合せ
バイアス電流である、テール電流は一般に約45マイクロ
アンペアで、周波数トリムアップ回路網48と抵抗器108
とを介して供給される。トランジスタ88のベースは周波
数トリムダウン回路網44によりバイアスされている。コ
ンデンサ86は増幅器の安定性を確保するように補償を行
う。トランジスタ80と82とは電流ミラーの一部であり、
トランジスタ92および94と関連してトランジスタ84と88
のコレクタに平衡バイアス電流を供給する。電源接地間
のＰ−Ｎ接合数をできるかぎり少なくすることにより回
路の最低動作電圧を最小に保ち、事実本回路は１個の電
池から動作を許容する1.0ボルトという低い電池電圧で
働く。

トランジスタ82と94とのコレクタの接合部からコンデン
サ70と抵抗器68とに流れるAC出力電流は差動増幅器のDC
バイアス電流とトランジスタ84のベースに入るAC電圧と
に比例する。接続点28の電圧は接続点22の電圧より約90
度遅れ、その大きさはバイアス電流に比例する。抵抗器
68とコンデンサ70とを有するフィードバック回路網は相
互コンダクタンス増幅器と協同して動作し、入力から出
力への帯域応答を発生するがその選択性と中心周波数と
はテール電流を調整することによりプログラム可能であ
る。

先に説明したように、アクティブフィルタ26の中心周波
数はそのバイアス電流を増加するか減少するかして調節
することができる。周波数は周波数トリムアップ回路網
48を用いてバイアス電流を増加することにより上方に調
節することができる。回路網48はいろいろな値を持つ複
数の抵抗器100、102、104、および106を備えており、そ
れぞれ接続点49に結合する１つの端子を備えている。こ
れら抵抗器は抵抗器108とともに働き相互コンダクタン
ス増幅器の電流レベルを設定する。抵抗器108の他の端
子は直接接地されていて増幅器26に対する最小バイアス
電流レベルを発生する。抵抗器100、102、104、および1
06の第２の端子はそれぞれトリムパッド110、112、11
4、および116と結合する他、NPNトランジスタ120、12
2、124、および126のエミッタと結合している。トラン
ジスタ120、122、124、および126のベースとコレクタと
はすべて互いに結合され、接地されている。トリムパッ
ド128も接地されている。

トランジスタ120、122、124、および126は各々ツェナー
ダイオードとして使用され、トリムパッド110、112、11
4、または116と接地パッド128との間に既知の技術を用
いて適切な電流パルスを加えることにより短絡すること
ができる。実際のプログラミング手法は本発明にとって
は微妙ではなくツェナーダイオードの寸法と実施方法と
に依る他、集積回路処理パラメータにも依る。ツェナー
ダイオードを短絡する既知のプログラミング手法を用い
ることができる。このようなトリミングは集積回路ウェ
ーハを、ワイヤボンディングし、かつチップキャリヤ、
DIPパッケージまたは他のI.C.パッケージに実装するた
めに個々のダイスに分離する前でも後でも実施すること
ができる。ウェーハ段階で集積回路復調器に周波数トリ
ムを行えば多数の利点が得られる。回路を処理するこの
段階で、I.C.は各回路を何らかの方法で試験するのに使
用される自動化機器を用いて迅速にトリムすることがで
きる。また、各回路は同じ基板上に同じ方法で処理され
ていることになるから、トリムパラメータは一層安定
し、回路ごとに予想することができる。

これらダイオードのツェナーのひざ（knee）は好ましく
は６ボルトより大きくなっており、したがって、短絡し
なければ、好ましい実施例の非常に低い動作電圧で使用
すると、ダイオードはグランドに対して非常に大きなイ
ンピーダンスを示す。短絡すると約100オームの抵抗と
なるので、抵抗器100、102、104、および／または106は
選択的に抵抗器108と並列にされ接続点49からグランド
までの抵抗を効果的に減らし、これにより相互コンダク
タンス増幅器60のバイアス電流を増すことができる。こ
のようにしてアクティブフィルタ26の周波数を図示した
部品の数値のとき分解能約5KHzで約100KHz範囲にわたり
増大させ周波数同調を行うことができる。この周波数調
節は近代的なコンピユータ制御式の集積回路ダイプロー
ブ、試験機器、トリム機器を用いて容易に自動化するこ
とができる。

抵抗器100、102、104、および106の特定の数値は好まし
い実施例ではこれらがモジュロ２のトリミングを行うよ
うに選定される。すなわち、抵抗器106はフィルタの中
心周波数f₀を約２％増大させる。抵抗器104、102、およ
び100は中心周波数をそれぞれ４％、８％、および16％
増大させる。これら抵抗器は精密な２％という分解能で
中心周波数の全体としての増大が２％と30％との間にな
るように任意に組合せて選択することができる。本実施
例では、この30％の範囲は周波数を適格に上方にトリム
するのに適当である。

同様にして、増幅器60へのバイアス電流を減らし、これ
により第５図に破線で囲んで示してある周波数トリムダ
ウン回路網44によりアクティブフィルタの周波数を減ら
すことができる。本回路を理解するには第６図の回路網
42の部分を見ることも役立つ。温度補償回路網42のトラ
ンジスタ140はそのベースとコレクタが接続点46に接続
されている。トランジスタ140のエミッタは接続点46aで
トランジスタ142のエミッタに、および抵抗器144（第６
図）、146、および148の各々の一方の側に接続されてい
る。トランジスタ142のベースとコレクタとは抵抗器144
の第２の端子と同様接地されている。抵抗器146と148と
の第２の端子はそれぞれトランジスタ150と152のエミッ
タと、それぞれトリムパッド154と156とに接続されてい
る。トランジスタ150と152とのベースとコレクタとは接
地されているのでトランジスタ150と152とは回路網48の
ものと同様の仕方でツェナーダイオードとして使用され
ている。トランジスタ140は×２のNPNトランジスタであ
るが、トランジスタ142、150、および152はPNPトランジ
スタである。トランジスタ142は×４トランジスタであ
る。

トランジスタ88のベースは通常、温度補償バイアス電
流、抵抗器144、およびダオード接続されたトランジス
タ140で決まる電圧にバイアスされている。この電圧は
トランジスタ150および／または152を短絡してトランジ
スタ88のベースの電圧基準レベルを下げるように調節す
ることができ、これにより増幅器60の電流を減らし、し
たがってアクティブフィルタ26の周波数を減らすことが
できる。トランジスタ84、88、および140は整合された
デバイスであるから抵抗器108を流れるバイアス電流の
温度特性はダイオード接続トランジスタ140と抵抗器144
とで作られる回路網をバイアスするのに使用される補償
電流の温度特性と整合している。更に、回路網をダイオ
ード150および／または152を短絡して調節するとき所要
の温度補償が行なわれている。すなわち、抵抗器104、1
46、148、と108、100、102、および106とはすべて整合
構造をしているのでトリム回路網内のツェナーダイオー
ドのいずれかをプログラミングすればバイアス回路網内
の抵抗の有効値が変るが、増幅器の温度特性は影響を受
けない。また、トリムの工程も容易に自動化できる。

抵抗器146と148との数値は周波数を粗くトリムするよう
に選定される。抵抗器146は部品の数値の変化が中間範
囲（約15％）のときトリムされる。変化が最大（約30
％）のときは抵抗器148がトリムされる。一旦粗いトリ
ムが完了すれば、抵抗器100、102、104、および／また
は106を前述と同様の方法で選択してトリムアップ回路
網48を用いて精密トリミングが行なわれる。この粗い下
方調節を精密な下方調節と関連して行うことにより動作
回路に必要なトリムパッドの数が極少となり集積回路の
基板領域が一層効果的に利用されるようになる。当業者
には本発明は代りに周波数の粗い上方トリムと周波数の
精密な下方トリムとを組合せて実現できることが理解さ
れるであろう。

周波数トリミングの過程は復調器のオーディオ応答を監
視して行ってもよい。復調器の「Ｓ曲線」の山または
谷、ひずみまたは平衡雑音を含む各種オーディオ特性は
正しいトリムの指標として使用できる。ただし、このト
リミングの方法は実質上温度とは無関係であることに注
目すべきである。トリムが完了してから、集積回路のウ
ェーハはボンディングと実装とのため個々のダイに切断
される。

移相回路網も第５図に詳細に示してある。NPNトランジ
スタ160のベースは移相回路網30の入力を形成してお
り、接続点28に接続されている。抵抗器162はトランジ
スタ160のコレクタと調整ずみ電源（接続点76）との間
に接続されている。トランジスタ160のエミッタは抵抗
器164の一方の側に接続され、抵抗器164の他方の側は接
地されている。抵抗器166の一方の側はトランジスタ160
のコレクタに接続され、他方の側はコンデンサ168の一
方の側に接続点170で接続されている。コンデンサ168の
他方の側はトランジスタ160のエミッタに接続されてい
る。これらの構成要素は接続点170に現れる位相シフト
とともに移相回路網の基本を成している。移相回路網の
動作は簡単であり、技術上説明されている。

接続点170の移相信号はトランジスタ180、182、184、18
6、および188から構成される差動増幅器に加えられる。
接続点170はトランジスタ180のベースと結合しており、
トランジスタ180と182とのエミッタはトランジスタ186
のコレクタに接続されている。トランジスタ184のベー
スとコレクタとはトランジスタ186のベースと接続点41
とに接続されている。トランジスタ184と186とのエミッ
タは接地されている。トランジスタ188のベースは接続
点46に接続されており、コレクタはトランジスタ182の
ベースと抵抗器192の一方の側とに接続されている。抵
抗器192の他方の側は接続点76に接続されている。トラ
ンジスタ188のエミッタは抵抗器194を介して接地されて
いる。トランジスタ180と182とのコレクタはそれぞれ接
続点32aと32bとに接続されている。トランジスタ180と1
82とのコレクタはそれぞれ抵抗器196と198とを介して接
続点76にも接続されている。トランジスタ180、182、18
4、186、および188はすべてNPNトランジスタであり、ト
ランジスタ186は本実施例では×２トランジスタであ
る。

移相回路網30の差動増幅器は従来の差動増幅器と同様に
動作し、接続点32aと32bとに反転出力と非反転出力とを
発生する。このような仕方で信号を分割することは回路
を縮小し排他的ORで処理する速さを増す上で有利であ
る。この差動増幅器もリミッタとして働き接続点170の
信号を方型にして可能な復調オーディオのレベルを最高
にするとともに、回路の動作を入力信号のレベルに無関
係にしている。

第５図に示す残りの回路は、ある程度のI.F.増幅を行う
他、主として受信機フロントエンドとのインターフェー
スとして役立つ。トランジスタ200と202とは差動対を形
成し、それらのエミッタは共にトランジスタ204のコレ
クタに結合している。トランジスタ204のベースはトラ
ンジスタ206のベースとコレクタとに接続され、また10
マイクロアンペアの電流源205にも接続されている。ト
ランジスタ204と206とのエミッタは接地されている。

トランジスタ200のベースはコンデンサ210を介して20に
接続され差動増幅器の入力を提供する。トランジスタ20
0と202とのベースはそれぞれ抵抗器212と214とを介して
接続点76に接続されている。トランジスタ200と202との
コレクタは抵抗器216と218とを介して接続点76に接続さ
れている。差動増幅器の出力はトランジスタ200と202と
のコレクタで取入れられ、排他的OR24が処理するための
反転出力22aと非反転出力22bとを発生する。接続点22b
はトランジスタ220のベースとも結合している。トラン
ジスタ220のエミッタは抵抗器222を介して接地され、コ
レクタは抵抗器224と接続点22とを介して接続点76と結
合している。トランジスタ220は利得が約1/100の共通エ
ミッタ増幅器として接続されており、接続点22bの信号
のレベルをアクティブフィルタ26が処理するのに適当な
レベルにまで下げるのに使用される。トランジスタ20
0、202、204、206、および220はすべてNPNトランジスタ
であり、トランジスタ204は×２トランジスタである。

今度は第６図に移ると、電流源40と温度補償回路網42と
が詳細に示されている。未調整電源は接続点74に供給さ
れ、この接続点はトランジスタ300と302とのエミッタに
結合している。トランジスタ300と302とのベースはまた
互いに結合するとともにトランジスタ304と306とのコレ
クタにも結合している。トランジスタ304のベースはト
ランジスタ308のベースとコレクタとに結合している。
トランジスタ304と308とのエミッタは接地されている。
トランジスタ308のベースは抵抗器314を介して接続点31
0に接続されている。トランジスタ316のベースは抵抗器
318を介して接続点310と結合している。トランジスタ31
6のエミッタは接地されトランジスタ316のコレクタは抵
抗器320を介してトランジスタ306のエミッタに接続され
ている。

トランジスタ306のベースはコンデンサ324の一方の側、
トランジスタ302の第１のコレクタ、およびトランジス
タ326のコレクタに接続されている。コンデンサ324の他
の側はトランジスタ326のエミッタと同様に接地されて
いる。トランジスタ326のベースはトランジスタ330のベ
ースとエミッタとに接続されている他、トランジスタ30
2の第２のコレクタとも接続されている。トランジスタ3
30のエミッタは拡散電流設定基準抵抗器334を介して接
地されている。トランジスタ300と302とはPNPトランジ
スタであり、トランジスタ304、308、316、326、および
330はNPNトランジスタである。加えて、トランジスタ33
0は×４トランジスタであり、トランジスタ308は×８ト
ランジスタである。トランジスタ300のコレクタは接続
点41と結合して電流源の出力を形成している。

電流源は次のように動作するバンドギャップ式基準回路
である。トランジスタ326、330、306、および302はフィ
ードバックループを形成しており、326と330との接合面
積との比は、334の値とともに、326と330とを流れる基
準電流を決定するがこれは次式で表わされる。

Ｉ_ref｛（kT/q）・ln（Ａ）｝/R₃₃₄ ただしｋ＝ボルツマン常数Ｔ＝ケルビン度で表わした温度ｑ＝電荷Ａ＝330のエミッタの面積を326のエミッタの面積で割っ
た比基準回路でトランジスタ302のベースに印加されるバイ
アス電圧は更に、この接続点に接続されている他の同様
なトランジスタをバイアスして基準電流を反映させる。
このようにして、基準電流はトランジスタ300により反
映され、300のコレクタ電流は移相回路網30のトランジ
スタ184と186、および排他的OR24のトランジスタ440、4
42、および444をバイアスして制御された電流ミラー型
電流源となる。

接続点310が論理的に高い電圧に接続されると、トラン
ジスタ316は抵抗器318を流れる電流により導通し、316
のコレクタが飽和し、これにより320の端が接地して電
流源をターンオンする。接続点310が論理的に低い電圧
に接続されると、トランジスタ316がトランジスタ304と
同様に遮断されベースバイアスがトランジスタ300と302
とから除去されこれにより電流源が遮断される。

温度補償回路網42は第６図にも詳細に示されている。ト
ランジスタ350のエミッタはトランジスタ352のエミッタ
と同様に接続点74で電池電圧に接続されている。トラン
ジスタ350のベースはトランジスタ350の第１のコレクタ
の他に、電流源40のトランジスタ302のベースにも接続
されている。トランジスタ350の第２のコレクタはトラ
ンジスタ354のベースおよびコレクタ、およびトランジ
スタ356のベースに接続されている。トランジスタ354の
エミッタはイオン注入電流設定基準抵抗器360を介して
接地されている。トランジスタ354はトランジスタ354、
350、352、356、および抵抗器360により形成される電流
ミラー回路の補償ダイオードを形成している。トランジ
スタ356のエミッタは接地されている。トランジスタ356
のコレクタはトランジスタ352のベースと第１のコレク
タとに接続されている。トランジスタ352の第２のコレ
クタは接続点46に接続され温度補償回路網42の出力とな
っている。トランジスタ350と352とはPNPトランジスタ
であり、トランジスタ354と356とは整合NPNトランジス
タであり、トランジスタ354のエミッタの面積はトラン
ジスタ356より10倍大きい。

温度補償回路網42は摂氏１度につき百万分の＋9000部
（ppm）の程度の正の温度係数を有する出力電流を発生
し、主として抵抗器68、コンデンサ62と70、トランジス
タのエミッタ抵抗ｆ_ｅ、および温度による素子の電流利
得変化から生ずるアクティブフィルタのほぼ等しいが負
の温度係数を補償する。トランジスタ350のベース電流
は抵抗器306を介しても供給されるので、補償回路網は
接続点310によっても制御される。

温度補償回路網の動作は次のとおりである。電流源40に
より確立された基準電流を反映するバイアス電流がトラ
ンジスタ350の１つのコレクタからダイオード接続トラ
ンジスタ354と注入抵抗器360とを介して流れる。この電
流は今度はトランジスタ354と356および抵抗器360の組
合せから成る電流増倍電流ミラーにより反映されて356
のコレクタの出力電流となり、これは更にPNPトランジ
スタ352により出力接続点46に反映される。温度補償バ
イアス回路の設計の重要な局面は電流ミラー回路に温度
特性の異なるいろいろな抵抗器構造を意図的に使用して
単に抵抗値とミラーパラメータを適切に選定するだけで
温度係数が広い範囲にわたって変化し得る出力電流を発
生することである。

このように、電流源40の拡散抵抗器334はNPNトランジス
タのベースを形成しかつ摂氏１度あたり百万分の＋1500
から＋1800部（ppm）の温度係数を有する同じ拡散で作
製される。したがって、トランジスタ350のコレクタ電
流の温度係数（T.C.）は約＋1700ppmであり、これはそ
のT.C.がTO（300度ケルビン）と抵抗器334のT.C.との関
数であることによる。回路網26の温度変化を正確に補償
するために、物理的構造と抵抗器360の電圧降下とは所
望の温度特性を生ずるように選定されている。数学的に
実証されるように、補償回路網の出力電流のT.C.は抵抗
器334と360を形成するのに使用する構造と他のミラーパ
ラメータとを適切に選択することにより広い範囲にわた
って調節することができる。

ここに示す特定の実施例に対しては、抵抗器360を実現
するのに面積抵抗が2Kオーム／□でT.C.が約＋4200ppm
のイオン注入抵抗器構造が使用されている。

接続点46における電流のT.C.は次式にしたがう。

（dI/I）dT＝｛（dI1/I1｝（１＋RI1/vt）＋（RI1/vt）｛（dR/R）/dT−（dvt/vt）/dT｝ここで（dI1/I1）/dTはトランジスタ350のコレクタ電流のT.C.
であり、これは抵抗器334が注入型の場合約−900ppmで
あり、拡散型の場合約＋1700ppmである。

I1はトランジスタ350のコレクタ電流である。

（抵抗器334によって変る） Vtは室温での熱電圧kT/q＝26mVである。（dR/R）/dTは
抵抗器360のT.C.である。

（dvt/vt）/dT＝1/T（Ｔは温度）Ｒは360の抵抗値である。

上の式を簡単にすると接続点46を出る電流の合成温度係
数はトランジスタ350のコレクタを出る電流（I1）プラ
スこの電流I1に予め定めた代数的倍数すなわち増倍係数
（I1R/Vt）を掛けたものの温度係数と、抵抗器30のT.C.
と熱電圧のT.C.との差の複数倍とを加えたものの関数で
ある。

この実施例では、出力電流についての約＋9000ppmの温
度係数はアクティブフィルタを適切に補償するために実
施されるものである。ただし、本発明の温度補償回路網
はこの好ましい実施例に限定されるべきものではなく、
開示した原理を利用して広範囲の温度係数を実現するこ
とができる。

上の方程式に代入することにより、同じ温度係数の抵抗
器334と360とを使用すればトランジスタ350と352とのコ
レクタに電流のT.C.が等しい回路冗長度が生ずるだけで
ある。これは両抵抗器が拡散型（抵抗のT.C.が約＋1700
ppm）、注入型（抵抗のT.C.が約＋4200ppm）あるいは外
部の炭素抵抗器（抵抗のT.C.が約100ppm）の場合であ
る。

上の抵抗器の種類（あるいはサーミスタのような他の温
度依存抵抗素子）のいろいろな組合せを適切に選択する
ことによりいろいろな範囲の電流の温度係数をトランジ
スタ352のコレクタに得ることができる。たとえば、抵
抗器334が外部抵抗器で抵抗器360が拡散の場合、他に第
６図の修正せずに、正のT.C.を約3200ppmを超す任意の
程度にすることができる。この例では上の方程式は次の
ようになる。

（dI/I）dT＝（3300−100）（１＋RI1/vt）＋RI1/vt）（1700−3300）ppm （dI/I）/dT＝3200＋1600RI1/vt ppm 電流I1と抵抗器360の値の（Ｒ）とを適当に調節するこ
とにより約3200以上の任意のT.C.を得ることができる。
抵抗器360を注入型とし抵抗器334を外部抵抗器としても
同様の結果が得られる。ただし、抵抗器360の数値はも
っと小さくする必要がある。

抵抗器360を外部とし抵抗器334を拡散型とした同様な解
析から次の結果が得られる。

（dI/I）/vt＝1600−1600RI1/vt ppm この場合負または正のいずれかのT.C.が得られ、事実望
むならば、0.0ppmに近い値を容易に実現することができ
る。

抵抗器334を注入型とし360を拡散型とすれば別の興味あ
る例が得られる。この場合には式は次のようになる。

（dI/I）/dT＝−900−2500RI1/vt ppm T.C.を実質上任意の所要の負の値にすることができる。

明らかに上述の解析の他に多くの置換を行っていろいろ
な結果を得ることができる。ただし、それぞれの場合に
必要に応じT.C.を上げたり下げたりするのに使用される
RI1/Vtという調節可能な因数により温度係数の乗算が行
なわれることに注目すべきである。このことは本発明を
利用して得ることができるT.C.は抵抗素子のいずれかま
たは両者のT.C.に限定されるものではないことを意味す
る。

次に第７図に移ると好ましい排他的ORゲート24が低域フ
ィルタ36とともに詳細に示されている。接続点76の調整
ずみ電源電圧はトランジスタ400、402、および404のコ
レクタと結合している。トランジスタ410、412、および
414のコレクタもそれぞれ抵抗器420、422、および424を
介して接続点76に接続されている。トランジスタ400の
エミッタはトランジスタ410と430とのエミッタの他に、
トランジスタ440のコレクタにも接続されている。トラ
ンジスタ402のエミッタはトランジスタ412と432とのエ
ミッタの他、トランジスタ442のコレクタにも接続され
ている。トランジスタ404のエミッタはトランジスタ414
と434とのエミッタの他、トランジスタ444のコレクタに
も接続されている。トランジスタ440、442、および444
のエミッタはすべて接地されており、ベースは接続点41
に接続されている。

トランジスタ430のコレクタはトランジスタ410のコレク
タとトランジスタ434のベースとに接続されている。ト
ランジスタ430のベースは接続点22aに接続されている。
トランジスタ400、402、および404のベースはすべて接
続点450と結合しており、この接続点は0.82ボルトの基
準電源（図示せず）に接続されている。トランジスタ43
2のコレクタはトランジスタ412のコレクタとトランジス
タ414のベースとに接続されている。トランジスタ432の
ベースは接続点2bと結合している。接続点32aと32bとは
それぞれトランジスタ412と410とのベースに接続されて
いる。トランジスタ434のコレクタは排他的ORの出力で
あり、接続点34の他にトランジスタ414のコレクタにも
接続されている。排他的OR24は次のように動作する。ト
ランジスタ440、442、および444はゲートにバイアス電
流を供給する。トランジスタ400、410、および430は、
接続点22aまたは32bが論理的に高いときトランジスタ43
0のコレクタに低い出力を発生するNORゲートとして働
く。同様に、トランジスタ402、412、および432は接続
点22bまたは32aが論理的に高いときトランジスタ432の
コレクタに低い出力を発生するNORゲートとして働く。
トランジスタ404、414、および434は先の２つのNORゲー
トの出力信号で動作するNORゲートとしても働き、先の
２つのNORゲートの出力のいずれかが高いときトランジ
スタ434のコレクタに論理的に低い出力を発生する。

低域フィルタ36も第７図に詳細に示してあるが、抵抗器
500の一方の側を接続点34と結合し、抵抗器504の一方の
側を接続点37と結合して出力接続点を形成するように直
列に接続されている抵抗器500、502、および504から構
成される単純３段受動Ｒ−Ｃラダー回路網となってい
る。コンデンサ510は抵抗器500と502の接合点からグラ
ンドに接続されている。コンデンサ512は抵抗器502と50
4との接合点からグランドに接続され、コンデンサ514は
接続点37からグランドに結合している。

低域フィルタ36は455KHzで約53dBの減衰を生じ910KHzで
約70dBの減衰を生ずる。これは多くの用途に対して適当
なろ波レベルであることがわかっているが、ある場合に
はこれでは適当なろ波レベルではないことがある。もち
ろん受動または能動のろ波を行う後続段を集積回路の中
または外に付加することができる。このようなろ波は、
通常低域フィルタに続くオーディオ増幅器の段階で容易
に行うことができる。

上述の復調器は従来のバイポーラ・リニア集積回路製造
工程で実現される単１集積回路チップ上に総合的に組込
むことができる。この復調器は、2.5KHzの偏移に対して
ピークツーピークで約20mVの公称オーディオ出力レベル
を発生するもっと伝統的なコイル式復調器の性能に匹敵
する性能を発揮する。中心周波数は−20から＋60℃まで
の間±５％以内に安定である。この回路は1.0から3.0ボ
ルトまでの電池電圧で動作し、消費する電流は75マイク
ロアンペアより少い。その上、高価で、信頼性が低く、
かさばるコイルは性能を犠牲にすることなく完全に排除
されて価格、大きさ、および重量がかなり減る他、信頼
性が増し、コイルの労働集約的かつ高価な人手による調
節が無くなっている。

本発明に関連して特定のPNPおよびNPN接合トランジスタ
構成について説明してきたが、当業者には本発明の精神
および教示から逸脱することなく他の特別の回路構成を
利用できることが明らかであろう。たとえば、NPNトラ
ンジスタを利用する提示した回路の多くはPNPトランジ
スタでも同等によく実現できるであろう。同様に、各種
電解効果素子技術で実施されている類似の回路が本発明
の回路の多くに対して可能である。本発明はこのような
実施例を含むものである。

したがって、本発明により、目的、意図、および利点を
完全に満足する装置が上に開陳された。本発明は特定の
実施例に関連して説明してきたが、当業者には前述の説
明に照らして多くの代案、修正、変更が可能になること
が明らかである。したがって、本発明は付属する請求の
範囲の精神ならびに広い範囲に含まれるこのようなすべ
ての代案、修正、および変更を包含するものである。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】周波数が中心周波数のまわりに偏移する周
波数変調（FM）信号を復調するための同調されたコイル
無し直角位相復調器であって、前記FM信号を受け、前記FM信号の位相を前記中心周波数
のまわりの所定の周波数範囲にわたり直線的にシフトし
て直角位相信号を生成し、かつ定移相回路網（30）と直
列的に結合されたアクティブ帯域フィルタ（26）を含む
コイル無しアクティブ移相手段（26,30）、前記コイル無しアクティブ移相手段（26,30）に結合さ
れ、前記コイル無しアクティブ移相手段（26,30）が前
記直角位相信号を生成する周波数を調整するための周波
数調整手段（44,48）、そして出力接続点（34）を有し、前記FM信号と前記直角位相信
号との間の位相差を検出しかつ前記出力接続点に前記位
相差とともに変化する信号を発生するための位相検波手
段（24）、を具備することを特徴とする同調されたコイル無し直角
位相復調器。
【請求項２】前記定移相回路網（30）は前記予め定めた
周波数範囲にわたり約90度の一定移相を生ずる請求の範
囲第１項に記載の同調されたコイル無し直角位相復調
器。
【請求項３】前記位相検波手段（24）はそれぞれ前記FM
信号と前記直角位相信号とを受ける２つの入力を有する
論理ゲートを備えている請求の範囲第１項に記載の同調
されたコイル無し直角位相復調器。
【請求項４】前記アクティブ帯域フィルタ（26）は電流
制御アクティブフィルタ（26）である請求の範囲第１項
に記載の同調されたコイル無し直角位相復調器。
【請求項５】さらに、前記周波数調整手段（44）とコイ
ル無しアクティブ移相手段（26,30）とに結合して直角
移相信号が発生する周波数を安定化する温度補償回路
（40,42）を備えている請求の範囲第１項に記載の同調
されたコイル無し直角位相復調器。
【請求項６】前記周波数調整手段（44,48）はさらに、
コイル無しアクティブ移相手段（26,30）と結合してコ
イル無しアクティブ移相手段の周波数を上にシフトしよ
り高い直角位相周波数を発生する周波数トリムアップ回
路（48）と、温度補償回路（42）におよびコイル無しア
クティブ移相手段（26,30）に結合してコイル無しアク
ティブ移相手段（26,30）の周波数を下にシフトしより
低い直角位相周波数を発生する周波数トリムダウン回路
（44）と、を含んでいる請求の範囲第５項に記載の同調
されたコイル無し直角位相復調器。
【請求項７】更に、前記コイル無しアクティブ移相手段
（26,30）に結合され送信された無線信号を受けて中間
周波数信号を発生する無線受信手段（20）を備えてお
り、前記中間周波数信号は前記FM信号を含んでいる請求
の範囲第１項に記載の同調されたコイル無し直角位相復
調器。
【請求項８】前記コイル無しアクティブ移相手段（26,3
0）は１より大きいＱを有する請求の範囲第１項に記載
のコイル無し直角位相復調器。
【請求項９】前記アクティブ帯域フィルタは前記中心周
波数においてほぼ180度の位相シフトを有する請求の範
囲第１項に記載のコイル無し直角位相復調器。