JPH0616573B2

JPH0616573B2 - 温度係数可変の電流源

Info

Publication number: JPH0616573B2
Application number: JP60504530A
Authority: JP
Inventors: プリート・ヨーランダ
Original assignee: Motorola Inc
Current assignee: Motorola Solutions Inc
Priority date: 1984-10-01
Filing date: 1985-09-19
Publication date: 1994-03-02
Anticipated expiration: 2009-03-02
Also published as: AU583548B2; JPS61501744A; KR940006925B1; CA1257328A; EP0198009B1; AU4953185A; WO1986002215A1; MY104106A; EP0198009A4; US4604568A; ATE139383T1; EP0198009A1; KR880700535A

Description

【発明の詳細な説明】発明の背景１．発明の分野本発明は一般に電流源の分野に関する。更に特定すれ
ば、本発明は集積回路に使用する制御可能な温度特性を
有する電流源に関する。

２．背景ＦＭ送受信機が小型化に向けて進歩するにしたがい、Ｆ
Ｍ復調器は最も小型化の困難な回路の１つとなって残っ
ている。これは主として、通常関連する周波数が適度に
高く、かつこのような復調器に使用できるインダクタン
スとＱとが適当に高いコイルの大きさを小さくすること
ができないことによる。このような素子の大きさが小さ
くなるにつれ、ＦＭ復調器にとって、このような素子の
小型化の基本的な制限要素になっているのが電池の大き
さであるため、非常に低い電圧電流レベルで動作するこ
とができるということも重要になる。

ある種のＦＭスロープ検波器などは復調回路の部分に水
晶あるいはセラミック共振器も使用している。これは、
このような素子がこわれやすく、大きく、高価であるた
めコイルを使用すると同じく不利である。

直角位相復調器に使用するコイルは、ページング受信機
などのような小型受信機に使用する構成部品の中で、最
も高価で、最も重く、かつ信頼性が最も低い。したがっ
て、小型の、および大型の電子装置にさえ、これらを使
用しないようにすることが非常に望まれる。

位相ロック・ループおよびパルス・カウンタ型復調器の
ように、コイルを使用せずに実現できる復調器もいくつ
か存在する。残念ながら、これらの復調器は、ページン
グ受信機のような電池作動の受信機に必要な非常に低い
電圧電流で動作しないということをはじめ、数多くの欠
点を持っている。これらは、しばしば対雑音性能の劣る
Ｑの低い装置でもある。パルス・カウント復調器には更
に、約２００ＫＨｚより低い周波数で動作する場合を除
き、発生する再生信号の振幅が非常に小さいという欠点
がある。したがって、集積回路の形で完全に実現し得る
とともに、低電圧電流レベルで動作する直角位相復調器
が提供されることが望まれる。直角位相復調器は、オー
ディオ出力が大きくかつ、信号対雑音比が大きいという
望ましい特性のためＦＭ通信の関連分野でよく使用され
ている。したがって、１つの集積回路に完全に組込むこ
とができるコイル無し直角位相復調器が提供されること
が非常に望まれる。

残念なことに、直角位相復調器を組込むことには克服し
なければならない数多くの技術的課題が存在する。この
ことは、復調器が広い温度範囲にわたり確実に動作しな
ければならないとき、および、あらゆる環境条件や集積
回路プロセスの変動のもとで最適性能を確保するため、
復調器を確実にトリムする工程を踏まなければならない
ときに特に正しい。これらの条件のもとでは、温度につ
いて非常に安定な回路が要求され、温度係数を個々の構
成要素の温度係数に関係なく、精密に制御できることが
非常に重要である。集積回路のプロセスパラメータの変
動の原因となる回路性能を調節できるようにすること、
すなわち、はじめに、構成要素の値の製造時の変動を克
服するように、回路を同調させあるいは調節することも
重要である。本発明はこれらの問題その他を解決するも
のである。

発明の概要本発明の目的は、改良された直角位相復調器を提供する
ことである。

本発明の他の目的は、コイル無し（inductorless）直角
位相復調器を提供することである。

本発明の他の目的は、直角位相復調器にアクティブフィ
ルタとして使用するトリミング可能で温度変化に安定な
相互コンダクタンス増幅器を提供することである。

本発明の他の目的は、非常に低い電圧電流レベルで動作
し、小型化と小型電池による動作とを可能とするＦＭ復
調器を提供することである。

本発明の他の目的は、本発明の復調器のような集積回路
に使用する温度変化に対して安定な電流源を提供するこ
とである。

本発明の他の目的は、コイル無しＦＭ復調器をトリムす
る方法を提供することである。

本発明の更に他の目的は、非常に低い電圧電流状態のも
とで動作する集積回路化可能な直角位相復調器を提供す
ることである。

本発明の更に他の目的は、最終的な集積回路がなおウェ
ーハの状態にある間でも、所要周波数にトリミングすな
わち調節できる集積回路化可能な直角位相復調器を提供
することである。

本発明のこれらおよび他の目的、利点、および特徴は、
当業者にとっては、本発明に関する次の説明を考察すれ
ば直ちに明白になるであろう。

本発明の１実施例においては、電流温度係数が調節され
ている電流を供給する回路構成は、第１の電流を受取る
入力接続点（node）を備えており、その第１の電流は、
第１の予め定めた電流温度係数を有している。予め定め
た基準抵抗温度係数を有する基準抵抗器が第１の電流の
一部を受取り、温度依存信号を発生する。電流増倍ミラ
ー回路は、その温度依存信号に応答して、第１の予め定
めた電流温度係数によって変る第２の電流温度係数と予
め定めた基準抵抗温度係数の０でない代数的倍数とを有
する第２の電流を発生する。

本発明が新規であると信ぜられる特徴は特許請求の範囲
にその特殊性とともに述べてある。しかしながら、本発
明自身は、構成と動作の方法とに関し、更にその他の目
的と利点とともに、付図と関連して行う以下の説明を参
照することにより、最もよく理解できるであろう。

図面の簡単な説明第１図は、本発明のコイル無し直角位相復調器のブロッ
ク図を示す。

第２図は、本発明のアクティブフィルタと移相回路網と
の移相特性のグラフを示す。

第３図は、本発明に関連する各種信号のタイミング図を
示す。

第４図は、本発明のアクティブフィルタの簡易化した回
路図を関連の回路とともに示す。

第５図は、本発明のアクティブフィルタ、移相回路網、
および周波数トリム回路網の詳細な回路図を示す。

第６図は、本発明の電流源と温度補償回路網との詳細な
回路図を示す。

第７図は、本発明の排他的ＯＲおよび低減フィルタの詳
細な回路図を示す。

好ましい実施例の説明さて第１図に目を移すと、本発明の直角位相復調器（qu
adrature demodulator）のブロック図が示されている。
好ましくは、提示した要素値を有する本復調器は４５５
ＫＨｚで動作するが、これは、当業者には他の周波数で
も実現可能であることが理解できるから、これに限定す
るものではない。受信機の設計において、手に入りやす
くかつ低価格のセラミックフィルタと他の構成要素とを
活用するためには４５５ＫＨｚのような一般に使用され
ている中間周波数を使用するのが望ましい。

中間周波数（Ｉ．Ｆ．）増幅器２０は限定されたＩ．
Ｆ．信号を排他的ＯＲ回路すなわちゲート２４の１つの
入力と結合している接続点２２に供給する。Ｉ．Ｆ．増
幅器２０の入力は、もちろん受信機のフロントエンドを
形成する既知の回路素子により駆動される。フロントエ
ンドの正確な構成はかなり変化することがあるが、本発
明の理解には重要ではない。接続点２２の同信号は電流
制御アクティブフィルタ２６の入力に送られ、概フィル
タはその出力に結合している接続点２８に、ろ波された
信号を発生する。接続点２８は移相回路網３０の入力に
結合している。移相回路網３０の出力は排他的ＯＲゲー
ト２４の他の入力と結合している接続点３２に結合して
いる。アクティブフィルタ２６は、移相回路網３０と関
連して動作し、本復調器に直角位相信号を供給する直角
位相移相機構を提供する。排他的ＯＲ２４の出力は、低
域フィルタ３６の入力となる接続点３４と結合してい
る。低域フィルタ３６の出力３７は、復調器の再生オー
ディオ出力信号を提供する。当業者は、他の形式の論理
ゲートを排他的ＯＲ２４と置換え得ることを理解するで
あろうが、一致型位相検波器（coincidence-type phase
detector）として使用されている排他的ＯＲゲート
は、後に明らかになるように本実施例においては特別な
利点を備えている。

好ましい実施例においては、上の回路は接続点４１で排
他的ＯＲ２４と移相回路網３０とを含む各種回路をバイ
アスする電流源４０をも含む単１の集積回路上に望まし
い形で完全に実施されている。電流源４０は電池電圧お
よび温度の変化に対して比較的安定なバイアス電流を供
給する既知の設計のものであることが好ましい。しかし
ながら、アアクティブフィルタ２６は本実施例では後に
明らかになる理由から温度補償電流源を必要とする。温
度安定性を適格にするためには、温度補償回路網４２を
電流源４０と結合し、後に更に完全に説明するようにア
クティブフィルタに加わる温度の影響を更に完全に補償
するのに使用する。温度補償回路網４２の接続点４６で
の温度補償出力は次いでアクティブフィルタ２６と結合
される。

復調器を集積回路処理パラメータと部品公差との広範多
様な変化に抗して確実に動作できるようにするために、
本実施例ではアクティブフィルタ２６の共振周波数が調
節可能になっている。周波数下降調節回路網４４は接続
点４６Ａで温度補償回路網４２と、アクティブフィルタ
２６とに結合して共振周波数の低下に供している。周波
数上昇調節回路網４８はアクティブフィルタの共振周波
数を上げるように設けられており、接続点４９でアクテ
ィブフィルタ２６に取付けられている。温度補償回路網
４２も接続点４６で移相回路網３０の一部にバイアスを
供給し、温度の多様な変化に対して接続点３２にレベル
の安定した出力を確保しているが、これはバイアス電流
として限定されるものではない。というのは移相回路網
４２は他の電流源からも供給を受けているからである。

動作時、アクティブフィルタ２６は移相回路網３０と協
動して動作し、接続点３２に復調器の動作の中心周波数
ｆ_０で接続点２２の信号と直角位相（位相が９０度ずれ
ている）となり入力信号の周波数がその中心値のまわり
でずれるにつれて位相が約９０度変化する信号を発生す
る。移相回路網３０は、第２図に曲線５０で示すように
少なくとも約ｆ_１からｆ_ｈまでの周波数範囲にわたり−
９０度の一定の位相ずれを発生する。ここでｆ_１は入力
信号が通常偏移する最低の周波数であり、ｆ_ｈは信号が
通常偏移する最高周波数である。加えて、移相回路網３
０は好ましくは増幅回路を備え、排他的ＯＲ２４で処理
するために制限された出力信号を接続点３２に発生する
ことを保証する。

アクティブフィルタ２６は回路網の可変移相相対周波数
特性を発生するが、これはＱが 1.0より大きく好ましく
は約 3.0より大きい共振回路を模擬して行う。好ましい
実施例においては約 5.0から10.0までのＱを使用する。
アクティブフィルタの移相対周波数特性曲線を第２図の
曲線５２で示す。この曲線は好ましい実施例ではｆ_１か
らｆ_ｈまでの範囲で周波数とともに増加し中心がｆ_０で
約１８０度となる実質上直線的な正の傾斜を有してい
る。もちろん、周波数の増加とともに減少する直線的な
負の傾斜を有する同様な曲線も使用することができ、満
足な結果が得られる。この変化が不調器の性能に与える
唯一の差異は復調したオーディオ信号に１８０度の位相
ずれを起すことである。曲線５２の傾斜はアクティブフ
ィルタのＱに比例しているので傾斜はＱが増加するにつ
れて増大する。Ｑが高ければ曲線５２の傾斜が大きくな
り、接続点２２における与えられた周波数変移に対して
窮極的に復調器の出力電圧が大きくなるのでアクティブ
フィルタにとってＱが高いこと（好ましくは約５）は望
ましい。好ましい実施例のアクティブフィルタのＱは約
１０である。

アクティブフィルタ２６と移相回路網３０とは関係する
周波数範囲での移相に関するかぎり直線的回路網であ
り、そのそれぞれの移相曲線はしたがって直接加え合せ
て合成曲線５４を得ることができる。曲線５４はｆ_０で
所望の直角位相関係を有するとともにｆ_１からｆ_ｈまで
直線的に傾斜する移相を有しているからアクティブフィ
ルタ２６は移相回路網３０と関連して、コイルによる移
相機構を備えた従来の直角位相復調器の移相回路網を効
果的に模擬している。当業者は、アクティブフィルタ２
６と移相回路網３０とが直列になっているので、本発明
から逸脱することなしに、そのそれぞれの位置を逆にし
て、インターフェースを適格にするように適切な回路変
更を行うことが可能であることを理解するであろう。も
ちろん、いずれの場合でも接続点３２に制限された出力
を発生することはやはり望ましいことである。

第１図の復調器の全体としての動作は第１図と関連して
第３図を参照することにより理解されるであろう。第３
ａ図は接続点２２の制限されたＩ．Ｆ．信号を示す。第
３ｂ図から第３ｄ図までを考察するに際し、第３ａ図の
信号は周波数ｆ_０であると仮定すべきである。また、第
３図のすべての信号は実際の回路動作ではあり得ないこ
とであるが明瞭のため制限された信号として示してあ
る。この信号はアクティブフィルタ２６を通過し、そこ
で第２図に示すように１８０度だけシフトされて第３ｂ
図に示すように接続点２８に信号を発生する。次に、移
相回路網３０は接続点２８の信号に９０度の位相おくれ
を与え、接続点３２に第３ｃ図に示すような信号を発生
する。接続点３２の信号はしたがって接続点２２の信号
と直角位相の関係になっている。排他的ＯＲ回路２４は
接続点２２と３２との信号を処理して接続点３４に第３
ｄ図に示す信号を得る。出力論理ゲートとして排他的Ｏ
Ｒゲートを使用することにより周波数が２倍になること
がわかる。これは本発明の集積回路の実施例において低
域フィルタ３６の折点周波数の要求事項を増大させると
ともに復調器からの復調オーディオ信号を効果的に増大
させるという特別の利点を有している。排他的ＯＲをこ
のように使用すれば復調器の動作がＱが約１０のコイル
式直角位相回路網を有する従来のコイル復調器に匹敵す
る復調器の動作が得られる。

接続点３４の信号は低域フィルタ３６を通過して接続点
３７に出力信号を発生する。低域フィルタ３６は積分器
あるいは平均値回路として動作し接続点３４の信号の平
均値である出力を発生する。

今度は第３ａ図と第３ｅ図から第３ｇ図までを、接続点
２２（第３ａ図）の信号の周波数は実質上ｆ_０より高い
という仮定のもとに考えよう。この例では接続点２８の
信号は第３ｅ図および第２図に示すように１８０度より
多く位相がずれている。移相回路網３０はこの信号に対
してなお90度の位相ずれを与え第３ｆ図に示すように接
続点３２に信号を発生する。接続点３２に得られる信号
は９０度より多くシフトしている。

接続点２２と３２との信号が排他的ＯＲ２４を通過する
とき得られる信号を第３ｇ図に示す。第３ｇ図の信号は
明らかに第３ｄ図の信号よりデューティサイクルが大き
いので平均値はより大きい。このように、第３ｇ図の信
号が低域フィルタ３６を通過すると、出力の電圧は第３
ｄ図の信号が低域フィルタ３６で処理されるとき得られ
る場合より大きい。このようにして、電圧の増大が周波
数の増大の結果として得られる。同様にして、出力電圧
の減少は周波数が減少するとき得られる。

好ましい実施例においては、相互コンダクタンス増幅器
６０を使用してアクティブフィルタ２６を作り第４図に
示すように接続している。入力コンデンサ６２が接続点
２２の信号を相互コンダクタンス増幅器の反転入力６４
に結合している。相互コンダクタンス増幅器６０の出力
６６は抵抗器６８を介して入力６４に結合している。コ
ンデンサ７０は相互コンダクタンス増幅器６０の出力６
６からＡＣグランドに接続している。出力６６は接続点
２８に接続されてアクティブフィルタの出力を形成して
いる。このアクティブフィルタはほぼ次の式で与えられ
る中心周波数ｆ_ｃを有する帯域通過特性を持っている。

ｆ_ｃ＝（１／２π）｛Ｇm/（Ｒ₆₈・Ｃ₆₂・Ｃ₇₀）｝^1/2 またＱは次式で与えられる。

Ｑ＝｛１/(Ｃ₆₂＋Ｃ₇₀)｝（Ｇm ・Ｃ₆₂・Ｃ₇₀／Ｒ₆₈）
^1/2 ただしＧm は相互コンダクタンス増幅器の相互コンダク
タンスである。これらの式は中心周波数とＱとが共に相
互コンダクタンスＧm の関数でありＱは容易に 1.0より
大きくし得ることを示している。これらの式はまたＧm
の温度係数を抵抗器６８とコンデンサ６２と７０の積の
温度係数に合せれば、回路網の中心周波数は関係するす
べての温度に対して安定となりＱも温度に対して非常に
安定になるということを示している。中心周波数がＧm
によって変化する反共振を示す同様なフィルタ構造も電
流をしたがって相互コンダクタンス増幅器の相互コンダ
クタンスを変えることにより周波数を調節することがで
きる。

第４図をはじめ他の図に示す回路の値は例として示した
ものであり限定されているものではないが、好ましい実
施例における約４５５ＫＨｚの中心周波数で復調器の１
０という効果的なＱを生ずる。相互コンダクタンス増幅
器６０の電流を調節する機構を設けることにより、中心
周波数は集積回路製造工程のウェーハの段階で調節する
ことができる。それは相互コンダクタンスが当業者が理
解するとおり電流に極度に依存するからである。周波数
トリム回路網４６と４８とが設けられていて、温度補償
バイアス機構の効果を変えることなく電流をそれぞれ下
または上に変えてアクティブフィルタの周波数を調節で
きる。このように、抵抗器６８およびコンデンサ６２と
７０の積の温度係数に等しく符号が反対の温度係数を有
する適切に補償されたバイアス電流を供給することによ
り、中心周波数は広い周波数範囲で調節できるようにな
り、広い温度範囲にわたり安定になる。

今度は第５図に移ると、アクティブフィルタ２６（破線
で囲んで示す）の更に詳細な回路図が移相回路網３０と
周波数トリム回路網４４および４８の詳細な回路図とと
もに示してある。未調整の（unregulated）電源電圧が
接続点７４に供給されるが、好ましくは約 1.5ボルトで
ある。約 1.0ボルトの調整ずみ（regulated）電源が接
続点７６に供給される。未調整電源はその各々が２つの
コレクタを備えているトランジスタ８０と８２とのエミ
ッタに加えられる。トランジスタ８０のベースはそのコ
レクタの１つに接続されるとともにトランジスタ８４の
コレクタとコンデンサ８６の１つの端子とにも接続され
ている。トランジスタ８２のベースはそのコレクタの１
つに接続されるとともにトランジスタ８８のコレクタと
コンデンサ８６の他の側とにも接続されている。トラン
ジスタ８４と８８とのエミッタは互いに結合するととも
に接続点４９と、抵抗器１０８を介してグランドと、ト
ランジスタ９０のエミッタとにも結合している。トラン
ジスタ９０のコレクタとベースとは互いに接続されて接
地されている。

トランジスタ８０の第２のコレクタはトランジスタ９２
と９４とのベースに接続されている。トランジスタ９２
と９４とのエミッタは接地されている。トランジスタ９
２のコレクタはそのベースに接続されており、トランジ
スタ９４のコレクタはトランジスタ８２の第２のコレク
タと接続点２８とに接続されている。コンデンサ７０は
接続点２８からグランドへ接続されており、抵抗器６８
は接続点２８から相互コンダクタンス増幅器の入力６４
を形成するトランジスタ８４のベースに接続されてい
る。トランジスタ８８のベースは接続点４６に接続さ
れ、接続点６４はコンデンサ６２を介して接続点２２に
接続され相互コンダクタンス増幅器２６を完成してい
る。トランジスタ８８のベースは普通約 0.67 ボルトに
バイアスされている。本実施例においては、トランジス
タ８４と８８とは×４トランジスタ（普通のトランジス
タの大きさの４倍）であり、トランジスタ９０は×４ト
ランジスタである。トランジスタ８０と８２とはＰＮＰ
トランジスタであり残りはアクティブフィルタ２６の中
のＮＰＮである。

相互コンダクタンス増幅器の動作は次のとおりである。
トランジスタ８４と８８とは差動対として接続されトラ
ンジスタ８４のベースは増幅器の入力を形成している。
差動増幅器の、トランジスタ８４と８８とのエミッタを
出る組合せバイアス電流である、テール電流は一般に約
45マイクロアンペアで、周波数トリムアップ回路網４８
と抵抗器１０８とを介して供給される。トランジスタ８
８のベースは周波数トリムダウン回路網４４によりバイ
アスされている。コンデンサ８６は増幅器の安定性を確
保するように補償を行う。トランジスタ８０と８２とは
電流ミラーの一部であり、トランジスタ９２および９４
と関連してトランジスタ８４と８８のコレクタに平衡バ
イアス電流を供給する。電源接地間のＰ−Ｎ接合の数を
できるかぎり少なくすることにより回路の最低動作電圧
を最小に保ち、事実本回路は１個の電池から動作を許容
する1.0ボルトという低い電池電圧で働く。

トランジスタ８２と９４とのコレクタの接合部からコン
デンサ７０と抵抗器６８とに流れるＡＣ出力電流は差動
増幅器のＤＣバイアス電流とトランジスタ８４のベース
に入るＡＣ電圧とに比例する。接続点２８の電圧は接続
点２２の電圧より約９０度遅れ、その大きさはバイアス
電流に比例する。抵抗器６８とコンデンサ７０とを有す
るフィードバック回路網は相互コンダクタンス増幅器と
協同して動作し、入力から出力への帯域応答を発生する
がその選択性と中心周波数とはテール電流を調整するこ
とによりプログラム可能である。

先に説明したように、アクティブフィルタ２６の中心周
波数はそのバイアス電流を増加するか減少するかして調
節することができる。周波数は周波数トリムアップ回路
網４８を用いてバイアス電流を増加することにより上方
に調節することができる。回路網４８はいろいろな値を
持つ複数の抵抗器１００、１０２、１０４、および１０
６を備えており、それぞれ接続点４９に結合する１つの
端子を備えている。これら抵抗器は抵抗器１０８ととも
に働き相互コンダクタンス増幅器の電流レベルを設定す
る。抵抗器１０８の他の端子は直接接地されていて増幅
器２６に対する最小バイアス電流レベルを発生する。抵
抗器１００、１０２、１０４、および１０６の第２の端
子はそれぞれトリムパッド１１０、１１２、１１４、お
よび１１６と結合する他、ＮＰＮトランジスタ１２０、
１２２、１２４、および１２６のエミッタと結合してい
る。トランジスタ１２０、１２２、１２４、および１２
６のベースとコレクタとはすべて互いに結合され、接地
されている。トリムパッド１２８も接地されている。

トランジスタ１２０、１２２、１２４、および１２６は
各々ツェナーダイオードとして使用され、トリムパッド
１１０、１１２、１１４、または１１６と接地パッド１
２８との間に既知の技術を用いて適切な電流パルスを加
えることにより短絡することができる。実際のプログラ
ミング手法は本発明にとっては微妙ではなくツェナーダ
イオードの寸法と実施方法とに依る他、集積回路処理パ
ラメータにも依る。ツェナーダイオードを短絡する既知
のプログラミング手法を用いることができる。このよう
なトリミングは集積回路ウェーハを、ワイヤボンディン
グし、かつチップキャリヤ、ＤＩＰパッケージまたは他
のＩ．Ｃ．パッケージに実装するために個々のダイスに
分離する前でも後でも実施することができる。ウェーハ
段階で集積回路復調器に周波数トリムを行えば多数の利
点が得られる。回路を処理するこの段階で、Ｉ．Ｃ．は
各回路を何らかの方法で試験するのに使用される自動化
機器を用いて迅速にトリムすることができる。また、各
回路は同じ基板上に同じ方法で処理されていることにな
るから、トリムパラメータは一層安定し、回路ごとに予
想することができる。

これらダイオードのツェナーのひざ（Knee）は好ましく
は６ボルトより大きくなっており、したがって、短絡し
なければ、好ましい実施例の非常に低い動作電圧で使用
すると、ダイオードはグランドに対して非常に大きなイ
ンピーダンスを示す。短絡すると約１００オームの抵抗
となるので、抵抗器１００、１０２、１０４、および／
または１０６は選択的に抵抗器１０８と並列にされ接続
点４９からグランドまでと抵抗を効果的に減らし、これ
により相互コンダクタンス増幅器６０のバイアス電流を
増すことができる。このようにしてアクティブフィルタ
２６の周波数を図示した部品の数値のとき分解能約５Ｋ
Ｈｚで約１００ＫＨｚの範囲にわたり増大させ周波数同
調を行うことができる。この周波数調節は近代的なコン
ピユータ制御式の集積回路ダイプローブ、試験機器、ト
リム機器を用いて容易に自動化することができる。

抵抗器１００、１０２、１０４、および１０６の特定の
数値は好ましい実施例ではこれがモジュロ２のトリミン
グを行うように選定される。すなわち、抵抗器１０６は
フィルタの中心周波数ｆ_０を約２％増大させる。抵抗器
１０４、１０２、および１００は中心周波数をそれぞれ
４％、８％、および１６％増大させる。これら抵抗器は
精密な２％という分解能で中心周波数の全体としての増
大が２％と３０％との間になるように任意に組合せて選
択することができる。本実施例では、この３０％の範囲
は周波数を適格に上方にトリムするのに適当である。

同様にして、増幅器６０へのバイアス電流を減らし、こ
れにより第５図に破線で囲んで示してある周波数トリム
ダウン回路網４４によりアクティブフイルタの周波数を
減らすことができる。本回路を理解するには第６図の回
路網４２の部分を見ることも役に立つ。温度補償回路網
４２のトランジスタ１４０はそのベースとコレクタが接
続点４６に接続されている。トランジスタ１４０のエミ
ッタは接続点４６ａでトランジスタ１４２のエミッタ
に、および抵抗器１４４（第６図）、１４６、および１
４８の各々の一方の側に接続されている。トランジスタ
１４２のベースとコレクタとは抵抗器１４４の第２の端
子と同様接地されている。抵抗器１４６と１４８との第
２の端子はそれぞれトランジスタ１５０と１５２のエミ
ッタと、それぞれトリムパッド１５４と１５６とに接続
されている。トランジスタ１５０と１５２とのベースと
コレクタとは接地されているのでトランジスタ１５０と
１５２とは回路網４８のものと同様の仕方でツェナーダ
イオードとして使用されている。トランジスタ１４０は
×２のＮＰＮトランジスタであるが、トランジスタ１４
２、１５０、および１５２はＰＮＰトランジスタであ
る。トランジスタ１４２は×４トランジスタである。

トランジスタ８８のベースは通常、温度補償バイアス電
流、抵抗器１４４、およびダイオード接続されたトラン
ジスタ１４０で決まる電圧にバイアスされている。この
電圧はトランジスタ１５０および／または１５２を短絡
してトランジスタ８８のベースの電圧基準レベルを下げ
るように調節することができ、これにより増幅器６０の
電流を減らし、したがってアクティブフィルタ２６の周
波数を減らすことができる。トランジスタ８４、８８、
および１４０は整合されたデバイスであるから抵抗器１
０８を流れるバイアス電流の温度特性はダイオード接続
トランジスタ１４０と抵抗器１４４とで作られる回路網
をバイアスするのに使用される補償電流の温度特性と整
合している。更に、回路網をダイオード１５０および／
または１５２を短絡して調節するとき所要の温度補償が
行なわれている。すなわち、抵抗器１０４、１４６、１
４８、と１０８、１００、１０２、および１０６とはす
べて整合構造をしているのでトリム回路網内のツェナー
ダイオードのいずれかをプログラミングすればバイアス
回路網内の抵抗の有効値が変るが、増幅器の温度特性は
影響を受けない。また、トリムの工程も容易に自動化で
きる。

抵抗器１４６と１４８との数値は周波数を粗くトリムす
るように選定される。抵抗器１４６は部品の数値の変化
が中間範囲（約１５％）のときトリムされる。変化が最
大（約３０％）のときは抵抗器１４８がトリムされる。
一旦粗いトリムが完了すれば、抵抗器１００、１０２、
１０４、および／または１０６を前述と同様の方法で選
択してトリムアップ回路網４８を用いて精密トリミング
が行なわれる。この粗い下方調節を精密な下方調節と関
連して行うことにより集積回路に必要なトリムパッドの
数が極少となり集積回路の基板領域が一層効果的に利用
されるようになる。当業者には本発明は代りに周波数の
粗い上方トリムと周波数の精密な下方トリムとを組合せ
て実現できることが理解されるであろう。

周波数トリミングの過程は復調器のオーディオ応答を監
視して行ってもよい。復調器の「Ｓ曲線」の山または
谷、ひずみまたは平衡雑音を含む各種オーディオ特性は
正しいトリムの指標として使用できる。ただし、このト
リミングの方法は実質上温度とは無関係であることに注
目すべきである。トリムが完了してから、集積回路のウ
ェーハはボンディングと実装とのため個々のダイに切断
される。

移相回路網も第５図に詳細に示してある。ＮＰＮトラン
ジスタ１６０のベースは移相回路網３０の入力を形成し
ており、接続点２８に接続されている。抵抗器１６２は
トランジスタ１６０のコレクタと調整ずみ電源（接続点
７６）との間に接続されている。トランジスタ１６０の
エミッタは抵抗器１６４の一方の側に接続され、抵抗器
１６４の他方の側は接地されている。抵抗器１６６の一
方の側はトランジスタ１６０のコレクタに接続され、他
方の側はコンデンサ１６８の一方の側に接続点１７０で
接続されている。コンデンサ１６８の他方の側はトラン
ジスタ１６０のエミッタに接続されている。これらの構
成要素は接続点１７０に現れる位相シフトとともに移相
回路網の基本を成している。移送回路網の動作は簡単で
あり、技術上説明されている。

接続点１７０の移送信号はトランジスタ１８０、１８
２、１８４、１８６、および１８８から構成される差動
増幅器に加えられる。接続点１７０はトランジスタ１８
０のベースと結合しており、トランジスタ１８０と１８
２とのエミッタはトランジスタ１８６のコレクタに接続
されている。トランジスタ１８４のベースとコレクタと
はトランジスタ１８６のベースと接続点４１とに接続さ
れている。トランジスタ１８４と１８６とのエミツタは
接地されている。トランジスタ１８８のベースは接続点
４６に接続されており、コレクタはトランジスタ１８２
のベースと抵抗器１９２の一方の側とに接続されてい
る。抵抗器１９２の他方の側は接続点７６に接続されて
いる。トランジスタ１８８のエミッタは抵抗器１９４を
介して接地されている。トランジスタ１８０と１８２と
のコレクタはそれぞれ接続点３２ａと３２ｂとに接続さ
れている。トランジスタ１８０と１８２とのコレクタは
それぞれ抵抗器１９６と１９８とを介して接続点７６に
も接続されている。トランジスタ１８０、１８２、１８
４、１８６、および１８８はすべてＮＰＮトランジスタ
であり、トランジスタ１８６は本実施例では×２トラン
ジスタである。

移相回路網３０の差動増幅器は従来の差動増幅器と同様
に動作し、接続点３２ａと３２ｂとに反転出力と非反転
出力とを発生する。このような仕方で信号を分割するこ
とは回路を縮小し排他的ＯＲで処理する速さを増す上で
有利である。この差動増幅器もリミッタとして働き接続
点１７０の信号を方型にして可能な復調オーディオのレ
ベルを最高にするとともに、回路の動作を入力信号のレ
ベルに無関係にしている。

第５図に示す残りの回路は、ある程度のＩ．Ｆ．増幅を
行う他に、主として受信機フロントエンドとのインター
フェースとして役立つ。トランジスタ２００と２０２と
は差動対を形成し、それらのエミッタは共にトランジス
タ２０４のコレクタに結合している。トランジスタ２０
４のベースはトランジスタ２０６のベースとコレクタと
に接続され、また１０マイクロアンペアの電流源２０５
にも接続されている。トランジスタ２０４と２０６との
エミッタは接地されている。

トランジスタ２００のベースはコンデンサ２１０を介し
て２０に接続され差動増幅器の入力を提供する。トラン
ジスタ２００と２０２とのベースはそれぞれ抵抗器２１
２と２１４とを介して接続点７６に接続されている。ト
ランジスタ２００と２０２とのコレクタは抵抗器２１６
と２１８とを介して接続点７６に接続されている。差動
増幅器の出力はトランジスタ２００と２０２とのコレク
タで取入れられ、排他的ＯＲ２４が処理するための反転
出力２２ａと非反転出力２２ｂとを発生する。接続点２
２ｂはトランジスタ２２０のベースとも結合している。
トランジスタ２２０のエミッタは抵抗器２２２を介して
接地され、コレクタは抵抗器２２４と接続点２２とを介
して接続点７６と結合している。トランジスタ２２０は
利得が約１／１００の共通エミッタ増幅器として接続さ
れており、接続点２２ｂの信号のレベルをアクティブフ
ィルタ２６が処理するのに適当なレベルにまで下げるの
に使用される。トランジスタ２００、２０２、２０４、
２０６、および２２０はすべてＮＰＮトランジスタであ
り、トランジスタ２０４は×２トランジスタである。

今度は第６図に移ると、電流源４０と温度補償回路網４
２とが詳細に示されている。未調整電源は接続点７４に
供給され、この接続点はトランジスタ３００と３０２と
のエミッタに結合している。トランジスタ３００と３０
２とのベースはまた互いに結合するとともにトランジス
タ３０４と３０６とのコレクタにも結合している。トラ
ンジスタ３０４のベースはトランジスタ３０８のベース
とコレクタとに結合している。トランジスタ３０４と３
０８とのエミッタは接地されている。トランジスタ３０
８のベースは抵抗器３１４を介して接続点３１０に接続
されている。トランジスタ３１６のベースは抵抗器３１
８を介して接続点３１０と結合している。トランジスタ
３１６のエミッタは接地されトランジスタ３１６のコレ
クタは抵抗器３２０を介してトランジスタ３０６のエミ
ッタに接続されている。

トランジスタ３０６のベースはコンデンサ３２４の一方
の側、トランジスタ３０２の第１のコレクタ、およびト
ランジスタ３２６のコレクタに接続されている。コンデ
ンサ３２４の他の側はトランジスタ３２６のエミッタと
同様に接地されている。トランジスタ３２６のベースは
トランジスタ３３０のベースとエミッタとに接続されて
いる他、トランジスタ３０２の第２のコレクタとも接続
されている。トランジスタ３３０のエミッタは拡散電流
設定基準抵抗器３３４を介して接地されている。トラン
ジスタ３００と３０２とはＰＮＰトランジスタであり、
トランジスタ３０４、３０８、３、３１６、３２６、お
よび３３０はＮＰＮトランジスタである。加えて、トラ
ンジスタ３３０は×４トランジスタであり、トランジス
タ３０８は×８トランジスタである。トランジスタ３０
０のコレクタは接続点４１と結合して電流源の出力を形
成している。

電流源は次のように動作するバンドギャップ式基準回路
である。トランジスタ３２６、３３０、３０６、および
３０２はフィードバックループを形成しており、３２６
と３３０との接合面積との比は、３３４の値とともに、
３２６と３３０とを流れる基準電流を決定するがこれは
次式で表わされる。

Ｉ_ref ＝{(ｋＴ／ｑ）・ｌｎ（Ａ）)}／Ｒ₃₃₄ ただしｋ＝ボルツマン常数Ｔ＝ケルビン度で表わした温度ｑ＝電荷Ａ＝３３０のエミッタの面積を３２６のエミッタの面積
で割った比基準回路でトランジスタ３０２のベースに印加されるバ
イアス電圧は更に、この接続点に接続されている他の同
様なトランジスタをバイアスして基準電流を反映させ
る。このようにして、基準電流はトランジスタ３００に
より反映され、３０００のコレクタ電流は移相回路網３
０のトランジスタ１８４と１８６、および排他的ＯＲ２
４のトランジスタ４４０、４４２、および４４４をバイ
アスして制御された電流ミラー型電流源となる。

接続点３１０が論理的に高い電圧に接続されると、トラ
ンジスタ３１６は抵抗器３１８を流れる電流により導通
し、３１６のコレクタが飽和し、これにより３２０の端
が接地して電流源をターンオンする。接続点３１０が論
理的に低い電圧に接続されると、トランジスタ３１６が
トランジスタ３０４と同様に遮断されベースバイアスが
トランジスタ３００と３０２とから除去されこれにより
電流源が遮断される。

温度補償回路網４２は第６図にも詳細に示されている。
トランジスタ３５０のエミッタはトランジスタ３５２の
エミッタと同様に接続点７４で電池電圧に接続されてい
る。トランジスタ３５０のベースはトランジスタ３５０
の第１のコレクタの他に、電流源４０のトランジスタ３
０２のベースにも接続されている。トランジスタ３５０
の第２のコレクタはトランジスタ３５４のベースおよび
コレクタ、およびトランジスタ３５６のベースに接続さ
れている。トランジスタ３５４のエミッタはイオン注入
電流設定基準抵抗器３６０を介して接地されている。ト
ランジスタ３５４はトランジスタ３５４、３５０、３５
２、３５６、および抵抗器３６０により形成される電流
ミラー回路の補償ダイオードを形成している。トランジ
スタ３５６のエミッタは接地されている。トランジスタ
３５６のコレクタはトランジスタ３５２のベースと第１
のコレクタとに接続されている。トランジスタ３５２の
第２のコレクタは接続点４６に接続され温度補償回路網
４２の出力となっている。トランジスタ３５０と３５２
とはＰＮＰトランジスタであり、トランジスタ３５４と
３５６とは整合ＮＰＮトランジスタであり、トランジス
タ３５４のエミッタの面積はトランジスタ３５６より１
０倍大きい。

温度補償回路網４２は摂氏１度につき百万分の＋9000部
（ｐｐｍ）の程度の正の温度係数を有する出力電流を発
生し、主として抵抗器６８、コンデンサ６２と７０、ト
ランジスタのエミッタ抵抗ｒ_ｅ、および温度による素子
の電流利得変化から生ずるアクティブフィルタのほぼ等
しい負の温度係数を補償する。トランジスタ３５０のベ
ース電流は抵抗器３０６を介しても供給されるので、補
償回路網は接続点３１０によっても制御される。

温度補償回路網の動作は次のとおりである。電流源４０
により確立された基準電流を反映するバイアス電流がト
ランジスタ３５０の１つのコレクタからダイオード接続
トランジスタ３５４と注入抵抗器３６０とを介して流れ
る。この電流は今度はトランジスタ３５４と３５６およ
び抵抗器３６０の組合せから成る電流増倍電流ミラーに
より反映されて３５６のコレクタの出力電流となり、こ
れは更にＰＮＰトランジスタ３５２により出力接続点４
６に反映される。温度補償バイアス回路の設計の重要な
局面は電流ミラー回路に温度特性の異なるいろいろな抵
抗器構造を意図的に使用して単に抵抗値とミラーパラメ
ータを適切に選定するだけで温度係数が広い範囲にわた
って変化し得る出力電流を発生することである。

このように、電流源４０の拡散抵抗器３３４はＮＰＮト
ランジスタのベースを形成しかつ摂氏１度あたり百万分
の＋1500から＋1800部（ｐｐｍ）の温度係数を有する同
じ拡散で作製される。したがって、トランジスタ３５０
のコレクタ電流の温度係数（Ｔ．Ｃ．）は約＋1700ｐｐ
ｍであり、これはそのＴ．Ｃ．がＴＯ（３００度ケルビ
ン）と抵抗器３３４のＴ．Ｃ．との関数であることによ
る。回路網２６の温度変化を正確に補償するために、物
理的構造と抵抗器３６０の電圧降下とは所望の温度特性
を生ずるように選定されている。数学的に実証されるよ
うに、補償回路網の出力電流のＴ．Ｃ．は抵抗器３３４
と３６０を形成するのに使用する構造と他のミラーパラ
メータとを適切に選択することにより広い範囲にわたっ
て調節することができる。

ここに示す特定の実施例に対しては、抵抗器３６０を実
現するのに面積抵抗が２Ｋオーム／□でＴ．Ｃ．が約＋
4200ｐｐｍのイオン注入抵抗器構造が使用されている。

接続点４６における電流のＴ．Ｃ．は次式にしたがう。

(dI/I)/dT＝{(dI/I1)/dT}(1+RI1/vt)+(RI1/vt){(dR/R)/
dT-(dvt/vt)/dT} ここで (dI1/I1)/dT はトランジスタ３５０のコレクタ電流の
Ｔ．Ｃ．であり、これは抵抗器３３４が注入型の場合約
− 900ｐｐｍであり、拡散型の場合約＋1700ｐｐｍであ
る。

Ｉ１はトランジスタ３５０のコレクタ電流である。（抵
抗器３３４によって変る）Ｖｔは室温での熱電圧ｋＴ／ｑ＝２６ｍＶである。

(dR/R)dT は抵抗器３６０のＴ．Ｃ．である。

(dvt/vt)/dT ＝1/T （Ｔは温度）Ｒは３６０の抵抗値である。

上の式を簡単にすると接続点４６を出る電流の合成温度
係数はトランジスタ３５０のコレクタを出る電流（Ｉ
１）プラスこの電流Ｉ１に予め定めた代数的倍数すなわ
ち増倍係数（Ｉ１Ｒ／Ｖｔ）を掛けたものの温度係数
と、抵抗器３６０のＴ．Ｃ．と熱電圧のＴ．Ｃ．との差
の複数倍とを加えたものの関数である。

この実施例では、出力電流についての約＋９０００ｐｐ
ｍの温度係数はアクティブフィルタを適切に補償するた
めに実施されるものである。ただし、本発明の温度補償
回路網はこの好ましい実施例に限定されるべきものでは
なく、開示した原理を利用して広範囲の温度係数を実現
することができる。

上の方程式に代入することにより、同じ温度係数の抵抗
器３３４と３６０とを使用すればトランジスタ３５０と
３５２とのコレクタに電流のＴ．Ｃ．が等しい回路冗長
度が生ずるだけである。これは両抵抗器が拡散型（抵抗
のＴ．Ｃ．が約＋1700ｐｐｍ）、注入型（抵抗のＴ．
Ｃ．が約＋4200ｐｐｍ）あるいは外部の炭素抵抗器（抵
抗のＴ．Ｃ．が約 100ｐｐｍ）の場合である。

上の抵抗器の種類（あるいはサーミスタのような他の温
度依存抵抗素子）のいろいろな組合せを適切に選択する
ことによりいろいろな範囲の電流の温度係数をトランジ
スタ３５２のコレクタに得ることができる。たとえば、
抵抗器３３４が外部抵抗器で抵抗器３６０が拡散の場
合、他に第６図の回路を修正せずに、正のＴ．Ｃ．を約
3200ｐｐｍを超す任意の所望の程度にすることができ
る。この例では上の方程式は次のようになる。

(dI/I)/dT＝(3300-100)(1+RI1/vt)+(RI1/vt)(1700-330
0)ｐｐｍ (dI/I)/dT＝3200+1600RI1/vt ｐｐｍ電流Ｉ１と抵抗器３６０の値（Ｒ）とを適当に調節する
ことにより約3200以上の任意のＴ．Ｃ．を得ることがで
きる。抵抗器３６０を注入型とし抵抗器３３４を外部抵
抗器としても同様の結果が得られる。ただし、抵抗器３
６０の数値はもっと小さくする必要がある。

抵抗器３６０を外部とし抵抗器３３４を拡散型とした同
様な解析から次の結果が得られる。

(dI/I)/vt＝1600-1600RI1/vt ｐｐｍこの場合負または正のいずれかのＴ．Ｃ．が得られ、事
実望むならば、 0.0ｐｐｍに近い値を容易に実現するこ
とができる。

抵抗器３３４を注入型とし３６０を拡散型とすれば別の
興味ある例が得られる。この場合には式は次のようにな
る。

(dI/I)/dT＝-900-2500RI1/vt ｐｐｍＴ．Ｃ．を実質上任意の所要の負の値にすることができ
る。

明らかに上述の解析の他に多くの置換を行っていろいろ
な結果を得ることができる。ただし、それぞれの場合に
必要に応じＴ．Ｃ．を上げたり下げたりするのに使用さ
れるＲＩ１／Ｖｔという調節可能な因数により温度係数
の乗算が行なわれることに注目すべきである。このこと
は本発明を利用して得ることができるＴ．Ｃ．は抵抗素
子のいずれかまたは両者のＴ．Ｃ．に限定されるもので
はないことを意味する。

次に第７図に移ると好ましい排他的ＯＲゲート２４が低
域フィルタ３６とともに詳細に示されている。接続点７
６の調整ずみ電源電圧はトランジスタ４００、４０２、
および４０４のコレクタと結合している。トランジスタ
４１０、４１２、および４１４のコレクタもそれぞれ抵
抗器４２０、４２２、および４２４を介して接続点７６
に接続されている。トランジスタ４００のエミッタはト
ランジスタ４１０と４３０とのエミッタの他に、トラン
ジスタ４４０のコレクタにも接続されている。トランジ
スタ４０２のエミッタはトランジスタ４１２と４３２と
のエミッタの他、トランジスタ４４２のコレクタにも接
続されている。トランジスタ４０４のエミッタはトラン
ジスタ４１４と４３４とのエミッタの他、トランジスタ
４４４のコレクタにも接続されている。トランジスタ４
４０、４４２、および４４４のエミッタはすべて接地さ
れており、ベースは接続点４１に接続されている。

トランジスタ４３０のコレクタはトランジスタ４１０の
コレクタとトランジスタ４３４のベースとに接続されて
いる。トランジスタ４３０のベースは接続点２２ａに接
続されている。トランジスタ４００、４０２および４０
４のベースはすべて接続点４５０と結合しており、この
接続点は 0.82 ボルトの基準電源（図示せず）に接続さ
れている。トランジスタ４３２のコレクタはトランジス
タ４１２のコレクタとトランジスタ４１４のベースとに
接続されている。トランジスタ４３２のベースは接続点
２２ｂと結合している。接続点３２ａと３２ｂとはそれ
ぞれトランジスタ４１２と４１０とのベースに接続され
ている。トランジスタ４３４のコレクタは排他的ＯＲの
出力であり、接続点２４の他にトランジスタ４１４のコ
レクタにも接続されている。排他的ＯＲ２４は次のよう
に動作する。トランジスタ４４０、４４２、および４４
４はゲートにバイアス電流を供給する。トランジスタ４
００、４１０、および４３０は、接続点２２ａまたは３
２ｂが論理的に高いときトランジスタ４３０のコレクタ
に低い出力を発生するＮＯＲゲートとして働く。同様
に、トランジスタ４０２、４１２、および４３２は接続
点２２ｂまたは３２ａが論理的に高いときトランジスタ
４３２のコレクタに低い出力を発生するＮＯＲゲートと
して働く。トランジスタ４０４、４１４、および４３４
は先の２つのＮＯＲゲートの出力信号で動作するＮＯＲ
ゲートとしても働き、先の２つのＮＯＲゲートの出力の
いずれかが高いときトランジスタ４３４のコレクタに論
理的に低い出力を発生する。

低域フィルタ３６も第７図に詳細に示してあるが、抵抗
器５００の一方の側を接続点３４と結合し、抵抗器５０
４の一方の側を接続点３７と結合して出力接続点を形成
するように直列に接続されている抵抗器５００、５０
２、および５０４から構成される単純３段受動Ｒ−Ｃラ
ダ−回路網となっている。コンデンサ５１０は抵抗器５
００と５０２の接合点からグランドに接続されている。
コンデンサ５１２は抵抗器５０２と５０４との接合点か
らグランドに接続され、コンデンサ５１４は接続点３７
からグランドに結合している。

低域フィルタ３６は４５５ＫＨｚで約５３ｄＢの減衰を
生じ９１０ＫＨｚで約７０ｄＢの減衰を生ずる。これは
多くの用途に対して適当なろ波レベルであることがわか
っているが、ある場合にはこれでは適当なろ波レベルで
はないことがある。もちろん受動または能動のろ波を行
う後続段を集積回路の中または外に付加することができ
る。このようなろ波は、通常低域フィルタに続くオーデ
ィオ増幅器の段階で容易に行うことができる。

上述の復調器は従来のバイポーラ・リニア集積回路製造
工程で実現される単１集積回路チップ上に総合的に組込
むことができる。この復調器は、 2.5ＫＨｚの偏移に対
してピークツーピークで約２０ｍＶの公称オーディオ出
力レベルを発生するもっと伝統的なコイル式復調器の性
能に匹敵する性能を発揮する。中心周波数は−２０から
＋６０℃までの間±５％以内に安定である。この回路は
1.0から 3.0ボルトまでの電池電圧で動作し、消費する
電流は７５マイクロアンペアより少い。その上に、高価
で、信頼性が低く、かさばるコイルは性能を犠牲にする
ことなく完全に排除されて価格、大きさ、および重量が
かなり減る他、信頼性が増し、コイルの労働集約的かつ
高価な人手による調節が無くなっている。

本発明に関連して特定のＰＮＰおよびＮＰＮ接合トラン
ジスタ構成について説明してきたが、当業者には本発明
の精神および教示から逸脱することなく他の特別の回路
構成を利用できることが明らかであろう。たとえば、Ｎ
ＰＮトランジスタを利用する提示した回路の多くはＰＮ
Ｐトランジスタでも同等によく実現できるであろう。同
様に、各種電解効果素子技術で実施されている類似の回
路が本発明の回路の多くに対して可能である。本発明は
このような実施例を含むものである。

したがって、本発明により、目的、意図、および利点を
完全に満足する装置が上に開陳された。本発明は特定の
実施例に関連して説明してきたが、当業者には前述の説
明に照らして多くの代案、修正、変更が可能になること
が明らかである。したがって、本発明は付属する請求の
範囲の精神ならびに広い範囲に含まれるこのようなすべ
ての代案、修正、および変更を包含するものである。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】第１の予め定めた温度係数を有する第１の
抵抗器（３３４）と、第１の抵抗器（３３４）と結合し
て第１の予め定めた温度係数により変化する第１の温度
係数を有する第１の電流を供給する電流源（３０２，３
０６，３２４，３２６，３３０）を有する温度係数が制
御されている電流源回路であって、第１の電流をその基準電流として受取り、ミラー電流を
発生する電流ミラー回路（３５０，３５２，３５４，３
５６）と、前記第１の温度係数とは値が異なる第２の予め定めた温
度係数を有し電流ミラー回路（３５０，３５２，３５４，３５６）に結合されている
第２の抵抗器（３６０）と、を備えて成り、これにより電流ミラー電流は第１の予め定めた温度係数
と第２の予め定めた温度係数の０でない代数的倍数との
組合せにより変化する温度係数を有することを特徴とする電流源回路。
【請求項２】第１の抵抗器（３３４）は拡散集積回路抵
抗器を備えている請求の範囲第１項に記載の回路。
【請求項３】第１の抵抗器（３３４）は注入集積回路抵
抗器を備えている請求の範囲第１項に記載の回路。
【請求項４】第１の抵抗器（３３４）は外部抵抗素子を
含む請求の範囲第１項に記載の回路。
【請求項５】外部抵抗素子はサーミスタを含む請求の範
囲第４項に記載の回路。
【請求項６】第２の抵抗器（３６０）は拡散型集積回路
抵抗器を含む請求の範囲第１項に記載の回路。
【請求項７】第２の抵抗器（３６０）は注入集積回路抵
抗器を含む請求の範囲第１項に記載の回路。
【請求項８】第２の抵抗器（３６０）は外部抵抗素子を
含む請求の範囲第１項に記載の回路。
【請求項９】外部抵抗素子はサーミスタを含む請求の範
囲第８項に記載の回路。