JPS5821963B2 - クオ−ドレ−チヤ形検波装置 - Google Patents
クオ−ドレ−チヤ形検波装置Info
- Publication number
- JPS5821963B2 JPS5821963B2 JP52017404A JP1740477A JPS5821963B2 JP S5821963 B2 JPS5821963 B2 JP S5821963B2 JP 52017404 A JP52017404 A JP 52017404A JP 1740477 A JP1740477 A JP 1740477A JP S5821963 B2 JPS5821963 B2 JP S5821963B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- output
- capacitor
- signal
- phase shift
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/02—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal
- H03D3/18—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal by means of synchronous gating arrangements
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Piezo-Electric Or Mechanical Vibrators, Or Delay Or Filter Circuits (AREA)
- Measurement Of Resistance Or Impedance (AREA)
- Filters And Equalizers (AREA)
- Networks Using Active Elements (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、ＦＭ検波出力信号の出力レベルの向上と低歪
率帯域中の向上を図ったクオードレーチャ形検波装置に
関する。
率帯域中の向上を図ったクオードレーチャ形検波装置に
関する。
通常、クオードレーチャ形検波装置は、第１図に示すよ
うに、ＦＭ中間周波増巾器の最終段としてのリミッタ増
巾器１の出力を位相比較器２の一方の入力信号とすると
ともに、該リミッタ増巾器１の出力信号をタンク回路３
および位相シフト回路４でその位相をＦＭ中間周波の中
心周波数で、は９９０度シフトしたものを上記位相比較
器２の他方の入力信号とし、該位相比較器２によって両
人力信号の位相差の変化量に対応してパルス巾がｒ変化
するパルス列信号に変換したのち、該パルス列信号を積
分回路（図示せず）を通過させてその平均値をＦＭ復調
信号として得る構成を有している。
うに、ＦＭ中間周波増巾器の最終段としてのリミッタ増
巾器１の出力を位相比較器２の一方の入力信号とすると
ともに、該リミッタ増巾器１の出力信号をタンク回路３
および位相シフト回路４でその位相をＦＭ中間周波の中
心周波数で、は９９０度シフトしたものを上記位相比較
器２の他方の入力信号とし、該位相比較器２によって両
人力信号の位相差の変化量に対応してパルス巾がｒ変化
するパルス列信号に変換したのち、該パルス列信号を積
分回路（図示せず）を通過させてその平均値をＦＭ復調
信号として得る構成を有している。
従来、上記タンク回路３としては、第２図に示すように
、エネルギーとじ込め形多重モード共振子５を使用し、
該共振子５の入力側分割電極５ａをタンク回路３の入力
端子６ａに、出力側分割電極５ｂをタンク回路３の出力
端子７ａに、共通電極５ｃを基準電位側入力端子６ｂと
基準電位側出力端子７ｂとを接続する基準電位ライン８
に夫々接続し、上記出力側分割電極５ｂと基準電位ライ
ン８との間に抵抗Ｒａを接続した回路構成とする一方、
位相シフト回路４としては、位相シフト回路４の入力端
子９ａと出力端子１０ａとの間にコンデンサＣｏを接続
するとともに、基準電位側入力端子９ｂと基準電位側出
力端子１０ｂとを接続する基準電位ライン８と出力端子
１０ａとの間に抵抗Ｒｂを接続した回路構成とし両者を
カスケード接続したものが知られている。
、エネルギーとじ込め形多重モード共振子５を使用し、
該共振子５の入力側分割電極５ａをタンク回路３の入力
端子６ａに、出力側分割電極５ｂをタンク回路３の出力
端子７ａに、共通電極５ｃを基準電位側入力端子６ｂと
基準電位側出力端子７ｂとを接続する基準電位ライン８
に夫々接続し、上記出力側分割電極５ｂと基準電位ライ
ン８との間に抵抗Ｒａを接続した回路構成とする一方、
位相シフト回路４としては、位相シフト回路４の入力端
子９ａと出力端子１０ａとの間にコンデンサＣｏを接続
するとともに、基準電位側入力端子９ｂと基準電位側出
力端子１０ｂとを接続する基準電位ライン８と出力端子
１０ａとの間に抵抗Ｒｂを接続した回路構成とし両者を
カスケード接続したものが知られている。
上記従来のクオードレーチャ形検波装置は、エネルギー
とじ込め形多重モード共振子５を用いているため、完全
無調整化したＦＭ復調回路とすることができる特徴を有
してはいるが、上記のように位相のシフト量を９０度と
するためｔこは、上記コンデンサＣｏの容量は数ＰＦな
いし数１０ＰＦの小さな値のものとする必要があり、該
コンデンサＣｏは位相シフト回路４の入力端子９ａと出
力端子１０ａとの間に挿入されているため、この間のり
アクタンスが大きく、上記位相シフト回路８に入力され
る信号の減衰が大きくなり、従って上記位相比較器２に
入力する、位相を９０度シフトさせた信号のレベルは、
該位相比較器２のゲートスレシュホールドレベル以上と
なる電圧範囲が狭く、ＦＭ検波出力信号電圧のレベルが
小さくなるとともに、低歪率の周波数帯域巾・も狭いと
いう欠点を有していた。
とじ込め形多重モード共振子５を用いているため、完全
無調整化したＦＭ復調回路とすることができる特徴を有
してはいるが、上記のように位相のシフト量を９０度と
するためｔこは、上記コンデンサＣｏの容量は数ＰＦな
いし数１０ＰＦの小さな値のものとする必要があり、該
コンデンサＣｏは位相シフト回路４の入力端子９ａと出
力端子１０ａとの間に挿入されているため、この間のり
アクタンスが大きく、上記位相シフト回路８に入力され
る信号の減衰が大きくなり、従って上記位相比較器２に
入力する、位相を９０度シフトさせた信号のレベルは、
該位相比較器２のゲートスレシュホールドレベル以上と
なる電圧範囲が狭く、ＦＭ検波出力信号電圧のレベルが
小さくなるとともに、低歪率の周波数帯域巾・も狭いと
いう欠点を有していた。
本発明は、上記した従来のクオードレーチャ形検波装置
における上記欠点を解消すべくなされたもので、上記従
来の位相シフト回路のコンデンサの容量を従来のものよ
りも充分大きくして減衰量を小さくするとともに、容量
を大きくしたことに伴う位相シフト量の増加を、エネル
ギーとじ込め形多重モード共振子の入力側分割電極また
は出力側分割電極と接地側電極の間にコイル等のインダ
クタンス素子を接続して位相シフト量を補正することに
より、位相シフト回路のリアクタンスを小さくして減衰
量を小さくシ、その出力信号レベルヲ位相比較器のケー
トスレッシュホールドレベルよりも充分大きなものとし
て検波出力レベルを向上させるとともに、上記位相比較
器が確実に動作する周波数帯域巾を拡大して低歪率とな
る周波数帯域巾を広くしたクオードレーチヤ形検波装置
を提供することを目的としている。
における上記欠点を解消すべくなされたもので、上記従
来の位相シフト回路のコンデンサの容量を従来のものよ
りも充分大きくして減衰量を小さくするとともに、容量
を大きくしたことに伴う位相シフト量の増加を、エネル
ギーとじ込め形多重モード共振子の入力側分割電極また
は出力側分割電極と接地側電極の間にコイル等のインダ
クタンス素子を接続して位相シフト量を補正することに
より、位相シフト回路のリアクタンスを小さくして減衰
量を小さくシ、その出力信号レベルヲ位相比較器のケー
トスレッシュホールドレベルよりも充分大きなものとし
て検波出力レベルを向上させるとともに、上記位相比較
器が確実に動作する周波数帯域巾を拡大して低歪率とな
る周波数帯域巾を広くしたクオードレーチヤ形検波装置
を提供することを目的としている。
以下、本発明の一実施例を示す図面を参照して本発明の
詳細な説明する。
詳細な説明する。
本発明に係るクオードレーチャ形検波装置のタンク回路
１０は、第３図に示すように、エネルギーとじ込め形多
重モード共振子１１の入力側分割電極１１ａおよび出力
側分割電極１１ｂを夫々タンク回路１０の入力端子１２
ａおよび出力端子１３ａに接続する一方、共通電極１１
ｃを入力側基準電位端子１２ｂと出力側基準電位端子１
３ｂ。
１０は、第３図に示すように、エネルギーとじ込め形多
重モード共振子１１の入力側分割電極１１ａおよび出力
側分割電極１１ｂを夫々タンク回路１０の入力端子１２
ａおよび出力端子１３ａに接続する一方、共通電極１１
ｃを入力側基準電位端子１２ｂと出力側基準電位端子１
３ｂ。
を接続する基準電位ライン１４（通常は接地）に接続し
、上記出力側分割電極１１ｂと共通電極１１ｃの間に抵
抗Ｒ１を接続した、第２図と同様の回路において、上記
出力側分割電極１１ｂと共通電極１１０間、即ち抵抗Ｒ
１と並列にコイルＬ・を接続した回路構成を有している
。
、上記出力側分割電極１１ｂと共通電極１１ｃの間に抵
抗Ｒ１を接続した、第２図と同様の回路において、上記
出力側分割電極１１ｂと共通電極１１０間、即ち抵抗Ｒ
１と並列にコイルＬ・を接続した回路構成を有している
。
また、位相シフト回路１５は、第２図に示す位相シフト
回路４と同一の回路構成を有し、その入力端子１６ａと
出力端子１７ａとの間にコンデンサＣ１を接続する一方
、上記出力端子１７ａと入力側基準電位端子１６ｂおよ
び出力側基準電位端子１７ｂを接続する基準電位ライン
１４との間に抵抗Ｒ２を接続した回路構成において、コ
ンデンサＣ１の容量を第２図のコンデンサＣＯの容量よ
りも大きくしている。
回路４と同一の回路構成を有し、その入力端子１６ａと
出力端子１７ａとの間にコンデンサＣ１を接続する一方
、上記出力端子１７ａと入力側基準電位端子１６ｂおよ
び出力側基準電位端子１７ｂを接続する基準電位ライン
１４との間に抵抗Ｒ２を接続した回路構成において、コ
ンデンサＣ１の容量を第２図のコンデンサＣＯの容量よ
りも大きくしている。
なお、上記タンク回路１０の出力端子１３ａと出力側基
準電位端子１３ｂは、位相シフト回路１５の入力端子１
６ａおよび入力側基準電位端子；１６ｂに夫々接続され
、上記タンク回路１０と位相シフト回路１４はカスケー
ド接続されている。
準電位端子１３ｂは、位相シフト回路１５の入力端子１
６ａおよび入力側基準電位端子；１６ｂに夫々接続され
、上記タンク回路１０と位相シフト回路１４はカスケー
ド接続されている。
上記のように、タンク回路１４のエネルギーとじ込め形
多重モード共振子１１の出力側分割電極１１ｂと共通電
極１１ｃとの間にコイルＬを接続すれば、該コイルＬの
インダクタンスのため全体として位相シフト量は小さく
なるから、中心周波数におけるタンク回路１０と位相シ
フト回路１４との全位相シフト量をはゾ９０度とするた
めに、コンデンサＣ１の容量を従来のものよりも大きな
ものとすることができる。
多重モード共振子１１の出力側分割電極１１ｂと共通電
極１１ｃとの間にコイルＬを接続すれば、該コイルＬの
インダクタンスのため全体として位相シフト量は小さく
なるから、中心周波数におけるタンク回路１０と位相シ
フト回路１４との全位相シフト量をはゾ９０度とするた
めに、コンデンサＣ１の容量を従来のものよりも大きな
ものとすることができる。
このため、上記コンデンサＣ１のリアクタンスが従来の
ものよりも小さく、該コンデンサＣ１による信号の減衰
は少く、第１図に示す位相比較回路２の入力側において
、位相シフト回路４を通過した入力信号は、該位相比較
回路２のゲートスレッシュホールドレベルよりも充分大
きくなる一方、上記位相比較回路２は上記スレッシュホ
ールドレベル以上の電圧範囲の充分大きいリミッタ増巾
器１の出力信号を直接他方の入力信号としているため、
上記位相比較回路２の両人力信号電圧は充分大きくなり
、ＦＭ検波出力は充分大きくなるとともに、雑音等によ
って誤動作せず低歪率の周波数帯域巾も拡大される。
ものよりも小さく、該コンデンサＣ１による信号の減衰
は少く、第１図に示す位相比較回路２の入力側において
、位相シフト回路４を通過した入力信号は、該位相比較
回路２のゲートスレッシュホールドレベルよりも充分大
きくなる一方、上記位相比較回路２は上記スレッシュホ
ールドレベル以上の電圧範囲の充分大きいリミッタ増巾
器１の出力信号を直接他方の入力信号としているため、
上記位相比較回路２の両人力信号電圧は充分大きくなり
、ＦＭ検波出力は充分大きくなるとともに、雑音等によ
って誤動作せず低歪率の周波数帯域巾も拡大される。
次に具体的な回路例によって、ＦＭ検波出力信号レベル
の増加と、歪率１係以下の周波数帯域巾が拡大されるよ
うすを説明する。
の増加と、歪率１係以下の周波数帯域巾が拡大されるよ
うすを説明する。
第３図に示すタンク回路１０と位相シフト回路１５を、
コンデンサＣ１の容量を、Ｃ１＝１２０ＰＦ１ コイル
ＬのインダクタンスをＬ＝３．３μＨとして、第４図に
示すように、クオードレーチヤ検波用の集積回路３０と
組み合せるとともに、信号発生器３１を接続して出力端
子３２の出力信号電圧を電圧計または歪率計（いずれも
図示せず）に入力し、中間周波数１０．７ ＭＨｚの時
のＦＭ検波出力特性と歪率特性を夫々測定すれば第５図
に実線で示す検波出力特性４０および歪率特性４１が夫
々得られる。
コンデンサＣ１の容量を、Ｃ１＝１２０ＰＦ１ コイル
ＬのインダクタンスをＬ＝３．３μＨとして、第４図に
示すように、クオードレーチヤ検波用の集積回路３０と
組み合せるとともに、信号発生器３１を接続して出力端
子３２の出力信号電圧を電圧計または歪率計（いずれも
図示せず）に入力し、中間周波数１０．７ ＭＨｚの時
のＦＭ検波出力特性と歪率特性を夫々測定すれば第５図
に実線で示す検波出力特性４０および歪率特性４１が夫
々得られる。
一方比較のため、第２図のタンク回路３と位相シフト回
路４とを、コンデンサＣｏの容量をＣ。
路４とを、コンデンサＣｏの容量をＣ。
＝６．８ＰＦとして、第６図に示すようにクオードレー
チャ検波用の集積回路３０と組み合せ、上記と同様にし
て、中間周波数１０．７ ＭＨｚの時のＦＭ検波出力特
性と歪率特性を夫々測定すれば、第５図において点線で
示す検波出力特性４２および歪率特性４３が夫々得られ
る。
チャ検波用の集積回路３０と組み合せ、上記と同様にし
て、中間周波数１０．７ ＭＨｚの時のＦＭ検波出力特
性と歪率特性を夫々測定すれば、第５図において点線で
示す検波出力特性４２および歪率特性４３が夫々得られ
る。
上記測定結果からも明らかなように、本発明に係るクオ
ードレーチャ形検波装置は、中間周波数１０．７ＭＨｚ
の場合、検波出力は１２０ｍＶであるのに対し、従来の
ものでは８２ｍＶと小さく、また歪率１係以下の周波数
帯域巾で比較しても、本発明のものでは、１０．６ Ｍ
Ｈｚから１０．８４ ＭＨｚの周波数帯で歪率が１チ以
下となり、その周波数帯域巾は２４０ＫＨｚであるのに
対し、従来のものでは１０．７３５ＭＨｚから１０．６
５ ＭＨｚまで、即ち８５ ＫＨｚの周波数帯域巾しか
有していない。
ードレーチャ形検波装置は、中間周波数１０．７ＭＨｚ
の場合、検波出力は１２０ｍＶであるのに対し、従来の
ものでは８２ｍＶと小さく、また歪率１係以下の周波数
帯域巾で比較しても、本発明のものでは、１０．６ Ｍ
Ｈｚから１０．８４ ＭＨｚの周波数帯で歪率が１チ以
下となり、その周波数帯域巾は２４０ＫＨｚであるのに
対し、従来のものでは１０．７３５ＭＨｚから１０．６
５ ＭＨｚまで、即ち８５ ＫＨｚの周波数帯域巾しか
有していない。
従って、本発明によれば、ＦＭ検波出力レベルは従来の
ものに比較して約４０ｍＶ大きくなる一方、歪率１係以
下の周波数帯域巾も約１５５ＫＨｚ程度拡大きれている
ことが分る。
ものに比較して約４０ｍＶ大きくなる一方、歪率１係以
下の周波数帯域巾も約１５５ＫＨｚ程度拡大きれている
ことが分る。
なお、本発明の別の実施例においては、第７図に示すよ
うに、タンク回路１０のエネルギーとじ込め形多重モー
ド共振子１１の入力側分割電極１１ａと共通電極１１ｃ
の間にコイルＬを接続し、位相シフト回路１５のコンデ
ンサＣ１を大きくしたことに伴う位相シフト量の増加を
補償するようにしてもよい。
うに、タンク回路１０のエネルギーとじ込め形多重モー
ド共振子１１の入力側分割電極１１ａと共通電極１１ｃ
の間にコイルＬを接続し、位相シフト回路１５のコンデ
ンサＣ１を大きくしたことに伴う位相シフト量の増加を
補償するようにしてもよい。
以上詳細に説明したことからも明らかなように、本発明
は位相シフト回路のコンデンサの容量を大きくしてその
リアクタンスを小さくするとともに、コンデンサの容量
を大きくしたことに伴う位相シフト量の増加を、タンク
回路に使用するエネルギーとじ込め形多重モード共振子
の入力側分割電極または出力側分割電極と接地側電極と
の間にインダクタンス素子を接続することによって補償
するようにしたから、必要位相シフト量を確保しつつタ
ンク回路および位相シフト回路を通過した信号の減衰は
小さく、一方、リミッタ増巾器の出力レベルは通常充分
大きな出力レベルを有しているため、結局、位相比較器
に入力する両人力信号は、イスレモそのケートスレッシ
ュホールドレベルよ；りも充分大きく、従ってＦＭ検波
出力信号のレベルを大きくすることができるとともに、
上記位相比較回路は雑音等によっても誤動作する恐れは
少く、低歪率の周波数帯域巾も広くすることができる。
は位相シフト回路のコンデンサの容量を大きくしてその
リアクタンスを小さくするとともに、コンデンサの容量
を大きくしたことに伴う位相シフト量の増加を、タンク
回路に使用するエネルギーとじ込め形多重モード共振子
の入力側分割電極または出力側分割電極と接地側電極と
の間にインダクタンス素子を接続することによって補償
するようにしたから、必要位相シフト量を確保しつつタ
ンク回路および位相シフト回路を通過した信号の減衰は
小さく、一方、リミッタ増巾器の出力レベルは通常充分
大きな出力レベルを有しているため、結局、位相比較器
に入力する両人力信号は、イスレモそのケートスレッシ
ュホールドレベルよ；りも充分大きく、従ってＦＭ検波
出力信号のレベルを大きくすることができるとともに、
上記位相比較回路は雑音等によっても誤動作する恐れは
少く、低歪率の周波数帯域巾も広くすることができる。
なお、タンク回路に使用するエネルギーとじ込め形多重
モード共振子として、たとえば接地側電極も二分割され
たものでも本発明の作用効果に格別の影響をおよぼさな
いので適用可能である。
モード共振子として、たとえば接地側電極も二分割され
たものでも本発明の作用効果に格別の影響をおよぼさな
いので適用可能である。
第１図はクオードレーチャ形検波装置の原理図、第２図
は従来のクオードレーチャ形検波装置のタンク回路およ
び位相シフト回路を示す回路図、第３図は本発明に係る
クオードレーチャ形検波装置のタンク回路および位相シ
フト回路を示す回路図、第４図は本発明に係るクオード
レーチャ形検波装置の具体的な回路図、第５図は第４図
および第６図に示すクオードレーチャ形検波装置のＦＭ
検波出力特性および歪率特性を示す特性図、第６図は従
来のクオードレーチャ形検波装置の回路図、第１図は本
発明に係るクオードレーチャ形検波装置のタンク回路お
よび位相シフト回路の他の実施例を示す回路図である。 １１−・・・・・エネルギーとじ込め形多重モード共振
子、１１ａ・・・・・・入力側分割電極、１１ｂ・・・
・・・出力側分割電極、１１ｃ・・・・・・共通電極、
Ｒ１、Ｒ２・・・・・・抵抗、０１−・・・・コンデン
サ、Ｌ・・・・・・コイル。
は従来のクオードレーチャ形検波装置のタンク回路およ
び位相シフト回路を示す回路図、第３図は本発明に係る
クオードレーチャ形検波装置のタンク回路および位相シ
フト回路を示す回路図、第４図は本発明に係るクオード
レーチャ形検波装置の具体的な回路図、第５図は第４図
および第６図に示すクオードレーチャ形検波装置のＦＭ
検波出力特性および歪率特性を示す特性図、第６図は従
来のクオードレーチャ形検波装置の回路図、第１図は本
発明に係るクオードレーチャ形検波装置のタンク回路お
よび位相シフト回路の他の実施例を示す回路図である。 １１−・・・・・エネルギーとじ込め形多重モード共振
子、１１ａ・・・・・・入力側分割電極、１１ｂ・・・
・・・出力側分割電極、１１ｃ・・・・・・共通電極、
Ｒ１、Ｒ２・・・・・・抵抗、０１−・・・・コンデン
サ、Ｌ・・・・・・コイル。
Claims (1)
- Ｉ ＦＭ信号を、位相比較器の一方の入力信号とする
一方、エネルギーとじ込め形多重モード共振子よりなる
タンク回路と、該共振子の出力側分割電極と位相比較器
の他方の入力端子との間に接続したコンデンサおよび該
コンデンサの出力側と接地間に接続した抵抗よりなる位
相シフト回路とを縦続接続した回路によって中心周波数
で略９０度位相シフトさせて上記位相比較器の他方の入
力信号とし、該位相比較器の両入力端子に印加される信
号の位相差の変化を検知してＦＭ検波信号を得るものに
おいて、上記エネルギーとじ込め形多重モード共振子の
入力側分割電極または出力側分割電極と接地側電極の間
にインダクタンス素子を接続して上記コンデンサの容量
を大きくするようにしたことを特徴とするクオードレー
チャ形検波装置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP52017404A JPS5821963B2 (ja) | 1977-02-19 | 1977-02-19 | クオ−ドレ−チヤ形検波装置 |
| DE2806890A DE2806890C2 (de) | 1977-02-19 | 1978-02-17 | Quadratur-Demodulator |
| US05/880,013 US4144501A (en) | 1977-02-19 | 1978-02-21 | Quadrature FM detector including low reactance phase shifter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP52017404A JPS5821963B2 (ja) | 1977-02-19 | 1977-02-19 | クオ−ドレ−チヤ形検波装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS53102657A JPS53102657A (en) | 1978-09-07 |
| JPS5821963B2 true JPS5821963B2 (ja) | 1983-05-06 |
Family
ID=11943044
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP52017404A Expired JPS5821963B2 (ja) | 1977-02-19 | 1977-02-19 | クオ−ドレ−チヤ形検波装置 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4144501A (ja) |
| JP (1) | JPS5821963B2 (ja) |
| DE (1) | DE2806890C2 (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS57178482A (en) * | 1981-04-27 | 1982-11-02 | Toshiba Corp | Right-angled demodulation type sound detecting circuit |
| US4628272A (en) * | 1984-10-01 | 1986-12-09 | Motorola, Inc. | Tuned inductorless active phase shift demodulator |
| US4682128A (en) * | 1986-01-22 | 1987-07-21 | Sproul Robert W | Phase shifter |
| JP2538661Y2 (ja) * | 1989-07-19 | 1997-06-18 | 株式会社村田製作所 | クォードレイチャ検波器の移相回路 |
| IT1251294B (it) * | 1991-08-23 | 1995-05-08 | Giampietro Canderle | Ruota motorizzata elettricamente, particolarmente per biciclette, con cambio meccanico incorporato |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3648184A (en) * | 1968-08-14 | 1972-03-07 | Murata Manufacturing Co | Fm detecting circuit having a piezoelectric filter |
| US3573643A (en) * | 1969-12-15 | 1971-04-06 | Motorola Inc | Frequency discriminator circuit including piezoelectric resonator providing coupled resonant circuit |
-
1977
- 1977-02-19 JP JP52017404A patent/JPS5821963B2/ja not_active Expired
-
1978
- 1978-02-17 DE DE2806890A patent/DE2806890C2/de not_active Expired
- 1978-02-21 US US05/880,013 patent/US4144501A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE2806890A1 (de) | 1978-08-24 |
| JPS53102657A (en) | 1978-09-07 |
| US4144501A (en) | 1979-03-13 |
| DE2806890C2 (de) | 1983-11-24 |
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