JP2554678B2 - Ｆｍ復調器 - Google Patents
Ｆｍ復調器Info
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/02—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal
- H03D3/18—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal by means of synchronous gating arrangements
- H03D3/20—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal by means of synchronous gating arrangements producing pulses whose amplitude or duration depends on phase difference
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
- H03D2200/0001—Circuit elements of demodulators
- H03D2200/0039—Exclusive OR logic circuits
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- Power Engineering (AREA)
- Manipulation Of Pulses (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） この発明は、オーディオ・ビデオ機器，通信機等に使
用されるFM復調器に関する。
用されるFM復調器に関する。
（従来の技術） 従来からパルス遅延回路と排他的論理和回路を用いた
パルスカウント型FM復調器が知られている。第７図は、
このFM復調器の原理を示す図である。入力端子１の入力
FM信号は、排他的論理和回路３の一方の入力端に供給さ
れるとともに、、遅延回路２を介して該排他的論理和回
路３の他方の入力端に供給される。排他的論理和回路３
の出力はローパスフィルタ４に供給され平滑される。出
力端子５にはFM復調出力が得られる。
パルスカウント型FM復調器が知られている。第７図は、
このFM復調器の原理を示す図である。入力端子１の入力
FM信号は、排他的論理和回路３の一方の入力端に供給さ
れるとともに、、遅延回路２を介して該排他的論理和回
路３の他方の入力端に供給される。排他的論理和回路３
の出力はローパスフィルタ４に供給され平滑される。出
力端子５にはFM復調出力が得られる。
第８図は上記の回路の各部の信号波形の例であり、同
図（7a）〜（7d）は第７図に示した同符号の位置の信号
に対応する。
図（7a）〜（7d）は第７図に示した同符号の位置の信号
に対応する。
入力FM信号（7a）とそれを一定時間（Ｔ）遅延した信
号（7b）との排他的論理和出力は、入力FM信号の立上が
り及び立下がりエッジから時間Ｔの間のみハイレベルと
なるパルス列（7c）となる。時間Ｔは、入力FM信号の周
波数Fiによらず一定であるので、ローパスフィルタ４を
通過した後の復調出力電圧Voは、パルス列のローレベル
を０、ハイレベルをＶHとすれば、 ＶO＝2T・ＶH・Fi …（１） となり、入力FM信号周波数Fiに比例する。入力FM信号周
波数Fiと復調出力電圧Voの関係を図に示すと第11図の点
線のようになる。この様に、第７図の回路はFM復調器と
して動作する。
号（7b）との排他的論理和出力は、入力FM信号の立上が
り及び立下がりエッジから時間Ｔの間のみハイレベルと
なるパルス列（7c）となる。時間Ｔは、入力FM信号の周
波数Fiによらず一定であるので、ローパスフィルタ４を
通過した後の復調出力電圧Voは、パルス列のローレベル
を０、ハイレベルをＶHとすれば、 ＶO＝2T・ＶH・Fi …（１） となり、入力FM信号周波数Fiに比例する。入力FM信号周
波数Fiと復調出力電圧Voの関係を図に示すと第11図の点
線のようになる。この様に、第７図の回路はFM復調器と
して動作する。
第９図は、上記FM復調器の具体的回路構成を示す。遅
延回路２は、抵抗ＲとコンデンサＣによる積分回路2a、
波形整形のためのバッファ増幅器2bを有する。またバッ
ファ増幅器６も設けられ入力FM信号を波形整形する。バ
ッファ増幅器6,2bには、例えばＣ−MOSロジック回路が
用いられる。
延回路２は、抵抗ＲとコンデンサＣによる積分回路2a、
波形整形のためのバッファ増幅器2bを有する。またバッ
ファ増幅器６も設けられ入力FM信号を波形整形する。バ
ッファ増幅器6,2bには、例えばＣ−MOSロジック回路が
用いられる。
第10図は、第９図の回路の各部の信号波形図である。
同図（9a）〜（9e）は第９図の回路に示した同符号の位
置の信号に対応する。入力FM信号をバッファ増幅器６で
波形整形した信号（9a）は、積分回路2aで信号（9b）の
ように積分波形となる。そしてこの信号（9b）は再びバ
ッファ増幅器2bで波形整形された信号（9c）のようにな
り、信号（9a）よりも時間Ｔ（Fi）遅延した信号とな
る。バッファ増幅器2bは、Ｃ−MOSロジックであるため
に、そのしきい値は（ＶDD/2）＝2.5、ＶDDは電源電圧
である。信号（9a）と信号（9c）との排他的論理和出力
（9d）は、信号（9a）の立上がりエッジおよび立下がり
エッジからある一定期間のみハイレベルとなる。
同図（9a）〜（9e）は第９図の回路に示した同符号の位
置の信号に対応する。入力FM信号をバッファ増幅器６で
波形整形した信号（9a）は、積分回路2aで信号（9b）の
ように積分波形となる。そしてこの信号（9b）は再びバ
ッファ増幅器2bで波形整形された信号（9c）のようにな
り、信号（9a）よりも時間Ｔ（Fi）遅延した信号とな
る。バッファ増幅器2bは、Ｃ−MOSロジックであるため
に、そのしきい値は（ＶDD/2）＝2.5、ＶDDは電源電圧
である。信号（9a）と信号（9c）との排他的論理和出力
（9d）は、信号（9a）の立上がりエッジおよび立下がり
エッジからある一定期間のみハイレベルとなる。
ここで、このパルス列（9d）のハイレベル期間（積分
回路2aの時定数に依存）と入力FM信号の周波数Fiについ
て考える。
回路2aの時定数に依存）と入力FM信号の周波数Fiについ
て考える。
積分回路2aは、入力FM信号の半周期ごとに充放電を繰
返している。よって第10（9b）に示すように積分波形を
見ると、周波数Fiが低い周波数のときの振幅V1は大き
く，高い時の振幅V2は小さくなる。これら積分波形は、
ＶDD/2（＝2.5V）の電位に対して上下対称となるので、
積分波形が充電又は放電するスタート時点（バッファ増
幅器６の出力波形の立上がり及び立下がりエッジ）から
ＶDD/2（＝2.5V）を横切るまでの時間は、FM信号の周波
数Fiにより変化する。
返している。よって第10（9b）に示すように積分波形を
見ると、周波数Fiが低い周波数のときの振幅V1は大き
く，高い時の振幅V2は小さくなる。これら積分波形は、
ＶDD/2（＝2.5V）の電位に対して上下対称となるので、
積分波形が充電又は放電するスタート時点（バッファ増
幅器６の出力波形の立上がり及び立下がりエッジ）から
ＶDD/2（＝2.5V）を横切るまでの時間は、FM信号の周波
数Fiにより変化する。
従って、排他的論理和回路３の出力パルス列のハイレ
ベル期間も周波数Fiにより変化する。入力FM信号の周波
数Fiと復調出力電圧Voの関係は、（１）式より ＶO＝10T（Fi）・Fi …（２） となる。ここで、Fiが低い時Ｔ（Fi）は大きく、Fiが大
きい時Ｔ（Fi）が小さくなるので、復調出力電圧Voは入
力FM信号周波数Fiに比例せずに、第11図に実線で示すよ
うな特性となる。つまり、非線形特性となる。
ベル期間も周波数Fiにより変化する。入力FM信号の周波
数Fiと復調出力電圧Voの関係は、（１）式より ＶO＝10T（Fi）・Fi …（２） となる。ここで、Fiが低い時Ｔ（Fi）は大きく、Fiが大
きい時Ｔ（Fi）が小さくなるので、復調出力電圧Voは入
力FM信号周波数Fiに比例せずに、第11図に実線で示すよ
うな特性となる。つまり、非線形特性となる。
上記したように、従来のFM復調器は、入力FM信号の周
波数Fiと復調出力電圧Voの関係（これを復調特性と呼
ぶ）が非線形となる。このために、復調出力信号に歪み
が発生する。
波数Fiと復調出力電圧Voの関係（これを復調特性と呼
ぶ）が非線形となる。このために、復調出力信号に歪み
が発生する。
（発明が解決しようとする問題点） 上記したように、従来のFM復調器は、復調特性が直線
にならず、復調出力信号に歪みを与える要因を根本的に
含んでいる。
にならず、復調出力信号に歪みを与える要因を根本的に
含んでいる。
そこでこの発明は、簡単な構成で復調特性を直線にす
ることができ、復調出力信号の歪みを低減し得るFM復調
器を提供することを目的とする。
ることができ、復調出力信号の歪みを低減し得るFM復調
器を提供することを目的とする。
［発明の構成］ （問題点を解決するための手段） この発明は、入力FM信号を波形整形し、正相の第１の
FM信号と逆相の第２のFM信号を作り、第１のFM信号を積
分し、第２のFM信号を微分し、両出力を加える手段を有
し、その加算信号を再度波形整形することにより遅延FM
信号を作り、この遅延FM信号と前記第１又は第２のFM信
号とを排他的論理和をとり、その結果をローパスフィル
タに通すようにしたものである。
FM信号と逆相の第２のFM信号を作り、第１のFM信号を積
分し、第２のFM信号を微分し、両出力を加える手段を有
し、その加算信号を再度波形整形することにより遅延FM
信号を作り、この遅延FM信号と前記第１又は第２のFM信
号とを排他的論理和をとり、その結果をローパスフィル
タに通すようにしたものである。
（作用） 上記の手段により、再度の波形整形を行ない遅延FM信
号を作る場合、第１のFM信号の積分波形に第２のFM信号
の微分波形が加えられるので、積分波形の立上がり及び
立下がり電位がそれぞれ固定電位となり、入力FM信号の
周波数に影響されない。よって、排他的論理和回路の出
力パルスの一方のレベルを取る幅（期間）が安定して一
定であり、復調出力信号に歪みを生じる原因を無くすこ
とができる。
号を作る場合、第１のFM信号の積分波形に第２のFM信号
の微分波形が加えられるので、積分波形の立上がり及び
立下がり電位がそれぞれ固定電位となり、入力FM信号の
周波数に影響されない。よって、排他的論理和回路の出
力パルスの一方のレベルを取る幅（期間）が安定して一
定であり、復調出力信号に歪みを生じる原因を無くすこ
とができる。
（実施例） 以下、この発明の実施例を図面を参照して説明する。
第１図はこの発明の一実施例であり、入力端子11に供
給された入力FM信号は、この入力FM信号を用いて、位相
が略々180゜異なる第１のFM信号と第２のFM信号を作る
整形及び反転回路10に供給される。この回路10は、入力
FM信号波形整形するバッファ増幅器12を有し、バッファ
増幅器12の出力FM信号は、排他的論理和回路19の一方の
入力端に供給される。さらに、FM信号（2a）は、抵抗16
を介してバッファ増幅器17に供給されるとともに、イン
バータ13,コンデンサ15を介してバッファ増幅器17に供
給される。従って、バッファ増幅器17の入力部では、コ
ンデンサ15からの信号と抵抗16からの信号が合成される
ことになる。また、バッファ増幅器17の入力端には、ダ
イオードD1,D2により構成された電圧クランプ回路18が
接続されている。バッファ増幅器17の入力端の信号（2
b）は、バッファ増幅器17で再度波形整形され、遅延FM
信号（2c）として、排他的論理和回路19の他方の入力端
に供給される。上記の回路のブロック14で囲む部分は遅
延回路として機能する。排他的論理和回路19の出力信号
（2c）は、ローパスフィルタ20で平滑され、復調出力
（2d）として出力端子21に導出される。
給された入力FM信号は、この入力FM信号を用いて、位相
が略々180゜異なる第１のFM信号と第２のFM信号を作る
整形及び反転回路10に供給される。この回路10は、入力
FM信号波形整形するバッファ増幅器12を有し、バッファ
増幅器12の出力FM信号は、排他的論理和回路19の一方の
入力端に供給される。さらに、FM信号（2a）は、抵抗16
を介してバッファ増幅器17に供給されるとともに、イン
バータ13,コンデンサ15を介してバッファ増幅器17に供
給される。従って、バッファ増幅器17の入力部では、コ
ンデンサ15からの信号と抵抗16からの信号が合成される
ことになる。また、バッファ増幅器17の入力端には、ダ
イオードD1,D2により構成された電圧クランプ回路18が
接続されている。バッファ増幅器17の入力端の信号（2
b）は、バッファ増幅器17で再度波形整形され、遅延FM
信号（2c）として、排他的論理和回路19の他方の入力端
に供給される。上記の回路のブロック14で囲む部分は遅
延回路として機能する。排他的論理和回路19の出力信号
（2c）は、ローパスフィルタ20で平滑され、復調出力
（2d）として出力端子21に導出される。
本実施例の回路は、従来のFM復調器の積分用コンデン
サの接地側に、波形整形された入力FM信号の反転したも
のを供給する構成である。
サの接地側に、波形整形された入力FM信号の反転したも
のを供給する構成である。
第２図は第１図の回路の各部の信号波形例を示してお
り、同図（2a）〜（2d）は、第１図に示した同符号の位
置に現れる信号に対応する。ここで、バッファ増幅器17
の入力端の成分を考えると、信号（2a）は抵抗16,コン
デンサ15による積分回路で積分されるとともに、インバ
ータ13で反転された信号はコンデンサ15で微分されるの
で、信号（2b）には積分成分と、微分成分が含まれる。
微分成分は、インバータ13の出力波形の立上がりと立下
がりエッジに対応する。この結果、バッファ増幅器17の
入力端の信号（2b）は、第２図（2b）のようになる。微
分成分は、FM信号（2a）の立上がりエッジと立下がりエ
ッジで、積分成分をそれぞれ（０−ＶF）［Ｖ］と（５
＋ＶF）［Ｖ］にリセットしている。ここで、バッファ
増幅器12,17及びインバータ13の出力の低レベルを０
［Ｖ］、高レベルを５［Ｖ］とし、ダイオードD1,D2の
順方向電圧降下をＶFとしている。よって、立上がりエ
ッジでの積分波形は、必ずリセットされた固定電位（０
−ＶF）［Ｖ］から上昇し、立下がり部の積分波形は必
ず（５＋ＶF）［Ｖ］から降下することになる。このこ
とは、積分波形のスータート電位が、入力FM信号の周波
数Fiに影響を受けないことである。このように得られた
信号（2b）を、しきい値電圧が2.5［Ｖ］のバッファ増
幅器17で波形整形すれば、第２図（2c）に示すように、
波形整形された入力FM信号（2a）から一定期間Ｔだけ遅
れたFM信号（2c）が得られる。
り、同図（2a）〜（2d）は、第１図に示した同符号の位
置に現れる信号に対応する。ここで、バッファ増幅器17
の入力端の成分を考えると、信号（2a）は抵抗16,コン
デンサ15による積分回路で積分されるとともに、インバ
ータ13で反転された信号はコンデンサ15で微分されるの
で、信号（2b）には積分成分と、微分成分が含まれる。
微分成分は、インバータ13の出力波形の立上がりと立下
がりエッジに対応する。この結果、バッファ増幅器17の
入力端の信号（2b）は、第２図（2b）のようになる。微
分成分は、FM信号（2a）の立上がりエッジと立下がりエ
ッジで、積分成分をそれぞれ（０−ＶF）［Ｖ］と（５
＋ＶF）［Ｖ］にリセットしている。ここで、バッファ
増幅器12,17及びインバータ13の出力の低レベルを０
［Ｖ］、高レベルを５［Ｖ］とし、ダイオードD1,D2の
順方向電圧降下をＶFとしている。よって、立上がりエ
ッジでの積分波形は、必ずリセットされた固定電位（０
−ＶF）［Ｖ］から上昇し、立下がり部の積分波形は必
ず（５＋ＶF）［Ｖ］から降下することになる。このこ
とは、積分波形のスータート電位が、入力FM信号の周波
数Fiに影響を受けないことである。このように得られた
信号（2b）を、しきい値電圧が2.5［Ｖ］のバッファ増
幅器17で波形整形すれば、第２図（2c）に示すように、
波形整形された入力FM信号（2a）から一定期間Ｔだけ遅
れたFM信号（2c）が得られる。
上記のように、積分波形の上昇又は下降の開始電圧
は、入力FM信号の周波数Fiに依存しないので、積分波形
の積分開始時点からバッファ増幅器17のしきい値電圧2.
5［Ｖ］までの時間Ｔは、抵抗16,コンデンサ15の時定数
およびしきい値電圧のみで決まり、周波数Fiに依存しな
い。よって、波形整形された入力FM信号（2a）と、これ
に対して時間Ｔだけ遅延した波形整形された遅延FM信号
（2c）との排他的論理和をとったパルス列（2d）のハイ
レベル期間は、入力FM信号の周波数に依存せず、常に一
定である。
は、入力FM信号の周波数Fiに依存しないので、積分波形
の積分開始時点からバッファ増幅器17のしきい値電圧2.
5［Ｖ］までの時間Ｔは、抵抗16,コンデンサ15の時定数
およびしきい値電圧のみで決まり、周波数Fiに依存しな
い。よって、波形整形された入力FM信号（2a）と、これ
に対して時間Ｔだけ遅延した波形整形された遅延FM信号
（2c）との排他的論理和をとったパルス列（2d）のハイ
レベル期間は、入力FM信号の周波数に依存せず、常に一
定である。
上記パルス列（2d）をローパスフィルタ20に通した後
の復調出力電圧Voは ＶO＝2Vc・Ｔ・Fi となる。尚、パルス列（2d）の低レベルで電圧を０
［Ｖ］、高レベル電圧をVc［Ｖ］とした。第２図ではVc
＝５［Ｖ］とした例を示している。またバッファ増幅器
12,17及びインバータ13の出力の低レベル電圧を０
［Ｖ］、高レベル電圧をVc［Ｖ］とし、バッファ増幅器
17のしきい値電圧をVc/2（第２図ではVc＝５［Ｖ］）と
すれば、 となる。したがって、復調出力電圧Voは となる。（５）式のFi以外は全てFiに依存しない定数で
あるので、復調出力電圧Voは入力FM周波数に比例する。
の復調出力電圧Voは ＶO＝2Vc・Ｔ・Fi となる。尚、パルス列（2d）の低レベルで電圧を０
［Ｖ］、高レベル電圧をVc［Ｖ］とした。第２図ではVc
＝５［Ｖ］とした例を示している。またバッファ増幅器
12,17及びインバータ13の出力の低レベル電圧を０
［Ｖ］、高レベル電圧をVc［Ｖ］とし、バッファ増幅器
17のしきい値電圧をVc/2（第２図ではVc＝５［Ｖ］）と
すれば、 となる。したがって、復調出力電圧Voは となる。（５）式のFi以外は全てFiに依存しない定数で
あるので、復調出力電圧Voは入力FM周波数に比例する。
第３図は、本実施例の回路による復調特性を示してい
る。この特性からわかるように、入力FM信号の周波数の
広い範囲で、復調特性が直線となり、復調出力に歪みを
生じることがない。
る。この特性からわかるように、入力FM信号の周波数の
広い範囲で、復調特性が直線となり、復調出力に歪みを
生じることがない。
第４図は、本発明の他の実施例である。第１図と同一
部分には同一符号を付している。この実施例は、バッフ
ァ増幅器17に入力する信号（2b）を一層安定化するため
に電圧クランプ回路18をMOSトランジスタで実現した例
である。トランジスタM1とM2とはカレントミラー接続で
あり、またトランジスタM3とM4もカレントミラー接続で
ある。トランジスタM2とM4のゲートおよびドレインは共
通に接続され、各ソースはそれぞれ正と負の電源に接続
される。トランジスタM1とM3のソースは共通にバッファ
増幅器17の入力端に接続され、各ドレインはそれぞれ正
と負の電源に接続されている。同図（ｂ）は、バイポー
ラトランジスタQ1〜Q2により電圧クランプ回路を構成し
た例である。トランジスタQ1,Q2はカレントミラー接続
され、トランジスタQ3,Q4もカレントミラー接続されて
いる。トランジスタQ2のベースとコレクタは、共通に電
流制限抵抗R1を介してトランジスタQ4のベースおよびコ
レクタに接続されている。各トランジスタQ2,Q4のエミ
ッタは正，負の電源にそれぞれ接続されている。トラン
ジスタQ1,Q3のコレクタはそれぞれ負，正の電源し接続
され、各エミッタは共通にバッファ増幅器17の入力端に
接続される。
部分には同一符号を付している。この実施例は、バッフ
ァ増幅器17に入力する信号（2b）を一層安定化するため
に電圧クランプ回路18をMOSトランジスタで実現した例
である。トランジスタM1とM2とはカレントミラー接続で
あり、またトランジスタM3とM4もカレントミラー接続で
ある。トランジスタM2とM4のゲートおよびドレインは共
通に接続され、各ソースはそれぞれ正と負の電源に接続
される。トランジスタM1とM3のソースは共通にバッファ
増幅器17の入力端に接続され、各ドレインはそれぞれ正
と負の電源に接続されている。同図（ｂ）は、バイポー
ラトランジスタQ1〜Q2により電圧クランプ回路を構成し
た例である。トランジスタQ1,Q2はカレントミラー接続
され、トランジスタQ3,Q4もカレントミラー接続されて
いる。トランジスタQ2のベースとコレクタは、共通に電
流制限抵抗R1を介してトランジスタQ4のベースおよびコ
レクタに接続されている。各トランジスタQ2,Q4のエミ
ッタは正，負の電源にそれぞれ接続されている。トラン
ジスタQ1,Q3のコレクタはそれぞれ負，正の電源し接続
され、各エミッタは共通にバッファ増幅器17の入力端に
接続される。
上記の電圧クランプ回路18において、ＶDD（正電源）
＝Vs、Vss（負電源）＝０［Ｖ］とすると、積分処理に
よる出力は、低レベル側の先端が０［Ｖ］、高レベル側
の先端がVc［Ｖ］（第２図では５［Ｖ］）となる。従っ
て、復調出力電圧Voは（５）式においてＶF＝０とした
ときと同じになり、 ＶO＝2Vc・Ｃ・Ｒ・Fi・1n2 ≒1.39・Vc・Ｃ・Ｒ・Fi …（６） となる。この実施例は、回路が第１図のものに比べて素
子数が少し多くなるが、復調特性を示す式（（６）式）
が簡単になり、かつこの式にダイオードの順方向電圧降
下ＶFを含まなくなるので、温度特性が極めて良好であ
る。その他の効果は第１図の実施例と同じである。
＝Vs、Vss（負電源）＝０［Ｖ］とすると、積分処理に
よる出力は、低レベル側の先端が０［Ｖ］、高レベル側
の先端がVc［Ｖ］（第２図では５［Ｖ］）となる。従っ
て、復調出力電圧Voは（５）式においてＶF＝０とした
ときと同じになり、 ＶO＝2Vc・Ｃ・Ｒ・Fi・1n2 ≒1.39・Vc・Ｃ・Ｒ・Fi …（６） となる。この実施例は、回路が第１図のものに比べて素
子数が少し多くなるが、復調特性を示す式（（６）式）
が簡単になり、かつこの式にダイオードの順方向電圧降
下ＶFを含まなくなるので、温度特性が極めて良好であ
る。その他の効果は第１図の実施例と同じである。
第５図は更に他の実施例である。この実施例は、具体
的にIC化した場合の構成例を示している。100がIC部で
あり、先の実施例におけるバッファ増幅器による波形整
形が全てインバータINV1〜INV3により実現されている。
これは第６図に示すようにMOS集積回路では、インバー
タの構成を簡単に実現できるからである。また入力段の
インバータINV1には高抵抗Rfによる帰還回路を設け、イ
ンバータINV1の入力バイアス電圧をVc/2に設定してい
る。この回路の作用効果は、先の実施例と同じである。
的にIC化した場合の構成例を示している。100がIC部で
あり、先の実施例におけるバッファ増幅器による波形整
形が全てインバータINV1〜INV3により実現されている。
これは第６図に示すようにMOS集積回路では、インバー
タの構成を簡単に実現できるからである。また入力段の
インバータINV1には高抵抗Rfによる帰還回路を設け、イ
ンバータINV1の入力バイアス電圧をVc/2に設定してい
る。この回路の作用効果は、先の実施例と同じである。
上記の実施例で、インバータINV1〜INV3および排他的
論理和回路19にそれぞれ高速凡用Ｃ−MOSIC（例えばTC7
4HCU04及びTC74HC86を使い、抵抗16の値Ｒ＝2.2KΩ、コ
ンデンサ15の値Ｃ＝33pF、Vc＝５［Ｖ］といたとき、入
力FM波のキャリア周波数1.7MHz、デビエーション±50KH
z、変調信号周波数1KHzでの復調出力電圧110mVp−ｐ、
雑音歪み率0.16％（BW＝30KHz）を得ることができた。
従来の方式との比較を考えるために、上記の回路でイン
バータ13を取去って、コンデンサ15の片端を接地して同
一定数、同一入力FM波で測定すると、復調出力電圧56mV
p−ｐ、雑音ひずみ率４％（BW＝30KHz）であった。この
数値からも、本回路の方が優れていることが理解でき
る。
論理和回路19にそれぞれ高速凡用Ｃ−MOSIC（例えばTC7
4HCU04及びTC74HC86を使い、抵抗16の値Ｒ＝2.2KΩ、コ
ンデンサ15の値Ｃ＝33pF、Vc＝５［Ｖ］といたとき、入
力FM波のキャリア周波数1.7MHz、デビエーション±50KH
z、変調信号周波数1KHzでの復調出力電圧110mVp−ｐ、
雑音歪み率0.16％（BW＝30KHz）を得ることができた。
従来の方式との比較を考えるために、上記の回路でイン
バータ13を取去って、コンデンサ15の片端を接地して同
一定数、同一入力FM波で測定すると、復調出力電圧56mV
p−ｐ、雑音ひずみ率４％（BW＝30KHz）であった。この
数値からも、本回路の方が優れていることが理解でき
る。
［発明の効果］ 以上説明したようにこの発明は、簡単な構成で復調特
性を直線にすることができ、復調出力信号の歪みを低減
し得、復調出力のひずみが極めて小さく、更にIC化にも
有効なFM復調器を提供することができる。
性を直線にすることができ、復調出力信号の歪みを低減
し得、復調出力のひずみが極めて小さく、更にIC化にも
有効なFM復調器を提供することができる。
第１図はこの発明の一実施例を示す回路図、第２図は第
１図の回路の各部信号波形例を示す図、第３図は本発明
の回路の復調特性を示す図、第４図、第５図はそれぞれ
この発明の他の実施例を示す回路図、第６図は第５図の
インバータの構成例を示す図、第７図は従来のFM復調器
の例を示す図、第８図は第７図の回路の各部信号波形例
を示す図、第９図は第７図の回路を更に具体的に示す
図、第10図は第９図の回路の各部の信号波形例を示す
図、第11図は従来のFM復調器の復調特性を説明するため
の図である。 12,17……バッファ増幅器、13……インバータ、14……
遅延手段、15……コンデンサ、16……抵抗、18……電圧
クランプ回路、19……排他的論理和回路、20……ローパ
スフィルタ。
１図の回路の各部信号波形例を示す図、第３図は本発明
の回路の復調特性を示す図、第４図、第５図はそれぞれ
この発明の他の実施例を示す回路図、第６図は第５図の
インバータの構成例を示す図、第７図は従来のFM復調器
の例を示す図、第８図は第７図の回路の各部信号波形例
を示す図、第９図は第７図の回路を更に具体的に示す
図、第10図は第９図の回路の各部の信号波形例を示す
図、第11図は従来のFM復調器の復調特性を説明するため
の図である。 12,17……バッファ増幅器、13……インバータ、14……
遅延手段、15……コンデンサ、16……抵抗、18……電圧
クランプ回路、19……排他的論理和回路、20……ローパ
スフィルタ。
Claims (3)
- 【請求項１】入力FM信号から位相が互いにほぼ180゜異
なる第１、第２のFM信号を生成し、それぞれ低インピー
ダンス状態で出力する手段と、 前記第１のFM信号を抵抗を介して波形成形回路の入力端
子に供給すると共に前記第２のFM信号をコンデンサを介
して前記波形成形回路の同一の入力端子に供給し、両FM
信号の合成出力を波形成形することで前記抵抗及びコン
デンサに基づく時定数で入力FM信号を遅延する遅延手段
と、 前記波形成形回路の出力と前記第１又は第２のFM信号と
の排他的論理和出力を得る排他的論理和回路と、 前記排他的論理和回路の出力が供給されFM復調出力を得
るローパスフィルタとを具備してなるFM復調器。 - 【請求項２】前記遅延手段は、前記波形成形回路の入力
端子に接続されたクランプ回路を有することを特徴とす
る特許請求の範囲第１項記載のFM復調器。 - 【請求項３】前記クランプ回路は、前記波形成形回路の
しきい値電圧を該クランプ回路の上限電圧と下限電圧の
ほぼ中央値となるように設定していることを特徴とする
特許請求の範囲第２項記載のFM復調器。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62293451A JP2554678B2 (ja) | 1987-11-20 | 1987-11-20 | Ｆｍ復調器 |
| DE3839090A DE3839090A1 (de) | 1987-11-20 | 1988-11-18 | Demodulator fuer frequenzmodulierte signale mit einer verzoegerungsschaltung |
| US07/274,263 US4926133A (en) | 1987-11-20 | 1988-11-21 | FM demodulator having a frequency independent delay circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62293451A JP2554678B2 (ja) | 1987-11-20 | 1987-11-20 | Ｆｍ復調器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01135206A JPH01135206A (ja) | 1989-05-26 |
| JP2554678B2 true JP2554678B2 (ja) | 1996-11-13 |
Family
ID=17794932
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62293451A Expired - Fee Related JP2554678B2 (ja) | 1987-11-20 | 1987-11-20 | Ｆｍ復調器 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4926133A (ja) |
| JP (1) | JP2554678B2 (ja) |
| DE (1) | DE3839090A1 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH03237656A (ja) * | 1990-02-15 | 1991-10-23 | Sony Corp | Ｆｍ復調装置 |
| JPH04131038U (ja) * | 1991-05-24 | 1992-12-01 | 株式会社三ツ葉電機製作所 | パルス発生装置 |
| DE19857040C2 (de) * | 1998-12-10 | 2000-12-21 | Siemens Ag | Verfahren zur Detekton und Korrektur von Nichtlinearitäten hochfrequenter, spannungsgesteuerter Oszillatoren |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3778727A (en) * | 1972-05-11 | 1973-12-11 | Singer Co | Crystal controlled frequency discriminator |
| JPS5548587Y2 (ja) * | 1975-11-21 | 1980-11-13 | ||
| JPS5517532A (en) * | 1978-07-26 | 1980-02-07 | Kansai Paint Co Ltd | Vibrationnproof method |
| JPS5517533A (en) * | 1978-07-26 | 1980-02-07 | Kansai Paint Co Ltd | Vibrationnproof method |
| FR2485294A1 (fr) * | 1980-06-23 | 1981-12-24 | Trt Telecom Radio Electr | Demodulateur de frequence utilisant un circuit a retard variable avec la frequence recue |
| JPS58137308A (ja) * | 1982-02-10 | 1983-08-15 | Nec Corp | パルス・カウント型周波数弁別器 |
| US4628272A (en) * | 1984-10-01 | 1986-12-09 | Motorola, Inc. | Tuned inductorless active phase shift demodulator |
-
1987
- 1987-11-20 JP JP62293451A patent/JP2554678B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1988
- 1988-11-18 DE DE3839090A patent/DE3839090A1/de active Granted
- 1988-11-21 US US07/274,263 patent/US4926133A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE3839090A1 (de) | 1989-06-01 |
| DE3839090C2 (ja) | 1991-05-02 |
| US4926133A (en) | 1990-05-15 |
| JPH01135206A (ja) | 1989-05-26 |
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