JPH01135206A - Ｆｍ復調器 - Google Patents
Ｆｍ復調器Info
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- JPH01135206A JPH01135206A JP62293451A JP29345187A JPH01135206A JP H01135206 A JPH01135206 A JP H01135206A JP 62293451 A JP62293451 A JP 62293451A JP 29345187 A JP29345187 A JP 29345187A JP H01135206 A JPH01135206 A JP H01135206A
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 13
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 11
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/02—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal
- H03D3/18—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal by means of synchronous gating arrangements
- H03D3/20—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal by means of synchronous gating arrangements producing pulses whose amplitude or duration depends on phase difference
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
- H03D2200/0001—Circuit elements of demodulators
- H03D2200/0039—Exclusive OR logic circuits
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Manipulation Of Pulses (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［発明の目的コ
（産業上の利用分野）
この発明は、オーディオ・ビデオ機器１通信機等に使用
されるＦＭ復調器に関する。
されるＦＭ復調器に関する。
（従来の技術）
従来からパルス遅延回路と排他的倫理和回路を用いたパ
ルスカウント型ＦＭ復調器が知られている。第７図は、
このＦＭ復調器の原理を示す図である。入力端子１の入
力ＦＭ信号は、排他的論理和回路３の一方の入力端に供
給されるとともに、遅延回路２を介して該排他的論理和
回路３の他方の入力端に供給される。排他的論理和回路
３の出力はローパスフィルタ４に供給され平滑される。
ルスカウント型ＦＭ復調器が知られている。第７図は、
このＦＭ復調器の原理を示す図である。入力端子１の入
力ＦＭ信号は、排他的論理和回路３の一方の入力端に供
給されるとともに、遅延回路２を介して該排他的論理和
回路３の他方の入力端に供給される。排他的論理和回路
３の出力はローパスフィルタ４に供給され平滑される。
出力端子５にはＦＭ復調出力が得られる。
第８図は上記の回路の各部の信号波形の例であリ、同図
（７ａ）〜（７ｄ）は第７図に示した同符号の位置の信
号に対応する。
（７ａ）〜（７ｄ）は第７図に示した同符号の位置の信
号に対応する。
入力ＦＭ信号（７ａ）とそれを一定時間（Ｔ）遅延した
信号（７ｂ）との排他的論理和出力は、入力ＦＭ信号の
立上がり及び立下がりエツジから時間Ｔの間のみハイレ
ベルとなるパルス列（７Ｃ）となる。時間Ｔは、入力Ｆ
Ｍ信号の周波数Ｆｉによらず一定であるので、ローパス
フィルタ４を通過した後の復調出力電圧Ｖｏは、パルス
列のローレベルを０、ハイレベルをＶＨとすれば、 Ｖｏ ＝２ＴＶＨＦｉ −（１） となり、入力ＦＭ信号周波数Ｆｉに比例する。入力ＦＭ
信号周波数Ｆｉと復調出力電圧Ｖｏの関係を図に示すと
第１１図の点線のようになる。この様に、第７図の回路
はＦＭ復調器として動作する。
信号（７ｂ）との排他的論理和出力は、入力ＦＭ信号の
立上がり及び立下がりエツジから時間Ｔの間のみハイレ
ベルとなるパルス列（７Ｃ）となる。時間Ｔは、入力Ｆ
Ｍ信号の周波数Ｆｉによらず一定であるので、ローパス
フィルタ４を通過した後の復調出力電圧Ｖｏは、パルス
列のローレベルを０、ハイレベルをＶＨとすれば、 Ｖｏ ＝２ＴＶＨＦｉ −（１） となり、入力ＦＭ信号周波数Ｆｉに比例する。入力ＦＭ
信号周波数Ｆｉと復調出力電圧Ｖｏの関係を図に示すと
第１１図の点線のようになる。この様に、第７図の回路
はＦＭ復調器として動作する。
第９図は、上記ＦＭ復調器の具体的回路構成を示す。遅
延回路２は、抵抗ＲとコンデンサＣによる積分回路２ａ
、波形整形のためのバッファ増幅器２ｂを有する。また
バッファ増幅器６も設けられ入力ＦＭ信号を波形整形す
る。バッファ増幅器６．２ｂには、例えばＣ−ＭＯＳロ
ジック回路が用いられる。
延回路２は、抵抗ＲとコンデンサＣによる積分回路２ａ
、波形整形のためのバッファ増幅器２ｂを有する。また
バッファ増幅器６も設けられ入力ＦＭ信号を波形整形す
る。バッファ増幅器６．２ｂには、例えばＣ−ＭＯＳロ
ジック回路が用いられる。
第１０図は、第９図の回路の各部の信号波形図である。
同図（９ａ）〜（９ｅ）は第９図の回路に示した同符号
の位置の信号に対応する。入力ＦＭ信号をバッファ増幅
器６で波形整形した信号（９ａ）は、積分回路２ａで信
号（９１））のように積分波形となる。そしてこの信号
（９ｂ）は再びバッファ増幅器２ｂで波形整形され信号
（９ｃ）のようになり、信号（９ａ）よりも時間Ｔ （
Ｐｉ）遅延した信号となる。
の位置の信号に対応する。入力ＦＭ信号をバッファ増幅
器６で波形整形した信号（９ａ）は、積分回路２ａで信
号（９１））のように積分波形となる。そしてこの信号
（９ｂ）は再びバッファ増幅器２ｂで波形整形され信号
（９ｃ）のようになり、信号（９ａ）よりも時間Ｔ （
Ｐｉ）遅延した信号となる。
バッファ増幅器２ｂは、Ｃ−ＭＯＳロジックであるため
に、そのしきい値は（ＶＤＤ／２）−２，５■、ＶＤＤ
は電源電圧である。信号（９ａ）と信号（９ｃ）との排
他的論理和出力（９ｄ）は、信号（９ａ）の立上がりエ
ツジおよび立下がりエツジからある一定期間のみハイレ
ベルとなる。
に、そのしきい値は（ＶＤＤ／２）−２，５■、ＶＤＤ
は電源電圧である。信号（９ａ）と信号（９ｃ）との排
他的論理和出力（９ｄ）は、信号（９ａ）の立上がりエ
ツジおよび立下がりエツジからある一定期間のみハイレ
ベルとなる。
ここで、このパルス列（９ｄ）のハイレベル期間（積分
回路２ａの時定数に依存）と入力ＦＭ信号の周波数Ｆｉ
について考える。
回路２ａの時定数に依存）と入力ＦＭ信号の周波数Ｆｉ
について考える。
積分回路２ａは、入力ＦＭ信号の半周期ごとに＝ ４−
充放電を繰返している。よって第１０図（９ｂ）に示す
ように積分波形を見ると、周波数Ｆｉが低い周波数のと
きの振幅Ｖ１は大きく、高い時の振幅Ｖ２は小さくなる
。これら積分波形は、Ｖ ＤＤ／ ２（−２，５Ｖ）の
電位に対して上下対称となるので、積分波形が充電又は
放電するスタート時点（バッファ増幅器６の出力波形の
立上がり及び立下がりエツジ）からＶＤＤ／ ２ （＝
２．５Ｖ） を横切るまでの時間は、ＦＭ信号の周波数
Ｆｊにより変化する。
ように積分波形を見ると、周波数Ｆｉが低い周波数のと
きの振幅Ｖ１は大きく、高い時の振幅Ｖ２は小さくなる
。これら積分波形は、Ｖ ＤＤ／ ２（−２，５Ｖ）の
電位に対して上下対称となるので、積分波形が充電又は
放電するスタート時点（バッファ増幅器６の出力波形の
立上がり及び立下がりエツジ）からＶＤＤ／ ２ （＝
２．５Ｖ） を横切るまでの時間は、ＦＭ信号の周波数
Ｆｊにより変化する。
従って、排他的論理和回路３の出力パルス列のハイレベ
ル期間も周波数Ｆｉにより変化する。入力ＦＭ信号の周
波数ＦＮと復調出力電圧Ｖｏの関係は、（１）式より Ｖｏ ＝ １０Ｔ（Ｐｉ）Ｆｉ −（２）と
なる。ここで、Ｆｉが低い時Ｔ （Ｐｉ）は大きく、Ｆ
ｌが高い時Ｔ （Ｐｉ）が小さくなるので、復調出力電
圧Ｖｏは入力ＦＭ信号周波数Ｆ１に比例せずに、第１１
図に実線で示すような特性となる。つまり、非線形特性
となる。
ル期間も周波数Ｆｉにより変化する。入力ＦＭ信号の周
波数ＦＮと復調出力電圧Ｖｏの関係は、（１）式より Ｖｏ ＝ １０Ｔ（Ｐｉ）Ｆｉ −（２）と
なる。ここで、Ｆｉが低い時Ｔ （Ｐｉ）は大きく、Ｆ
ｌが高い時Ｔ （Ｐｉ）が小さくなるので、復調出力電
圧Ｖｏは入力ＦＭ信号周波数Ｆ１に比例せずに、第１１
図に実線で示すような特性となる。つまり、非線形特性
となる。
上記したように、従来のＦＭ復調器は、入力ＦＭ信号の
周波数Ｆｉと復調出力電圧Ｖｏの関係（これを復調特性
と呼ぶ）が非線形となる。このために、復調出力信号に
歪みが発生する。
周波数Ｆｉと復調出力電圧Ｖｏの関係（これを復調特性
と呼ぶ）が非線形となる。このために、復調出力信号に
歪みが発生する。
（発明が解決しようとする問題点）
上記したように、従来のＦＭ復調器は、復調特性が直線
にならず、復調出力信号に歪みを与える要因を根本的に
含んでいる。
にならず、復調出力信号に歪みを与える要因を根本的に
含んでいる。
そこでこの発明は、簡単な構成で復調特性を直線にする
ことができ、復調出力信号の歪みを低減し得るＦＭ復調
器を提供することを目的とする。
ことができ、復調出力信号の歪みを低減し得るＦＭ復調
器を提供することを目的とする。
［発明の構成］
（問題点を解決するための手段）
この発明は、入力ＦＭ信号を波形整形し、正相の第１の
ＦＭ信号と逆相の第２のＦＭ信号を作り、第１のＦＭ信
号を積分し、第２のＦＭ信号を微分し、両画力を加える
手段を有し、その加算信号を再度波形整形することによ
り遅延ＦＭ信号を作り、この遅延ＦＭ信号と前記第１又
は第２のＦＭ信号との排他的論理和をとり、その結果を
ロ−パスフィルタに通すようにしたものである。
ＦＭ信号と逆相の第２のＦＭ信号を作り、第１のＦＭ信
号を積分し、第２のＦＭ信号を微分し、両画力を加える
手段を有し、その加算信号を再度波形整形することによ
り遅延ＦＭ信号を作り、この遅延ＦＭ信号と前記第１又
は第２のＦＭ信号との排他的論理和をとり、その結果を
ロ−パスフィルタに通すようにしたものである。
（作用）
上記の手段により、再度の波形整形を行ない遅延ＦＭ信
号を作る場合、第１のＦＭ信号の積分波形に第２のＦＭ
信号の微分波形が加えられるので、積分波形の立上がり
及び立下がり電位がそれぞれ固定電位となり、入力ＦＭ
信号の周波数に影響されない。よって、排他的論理和回
路の出力パルスの一方のレベルを取る幅（期間）が安定
して一定であり、復調出力信号に歪みを生じる原因を無
くすことができる。
号を作る場合、第１のＦＭ信号の積分波形に第２のＦＭ
信号の微分波形が加えられるので、積分波形の立上がり
及び立下がり電位がそれぞれ固定電位となり、入力ＦＭ
信号の周波数に影響されない。よって、排他的論理和回
路の出力パルスの一方のレベルを取る幅（期間）が安定
して一定であり、復調出力信号に歪みを生じる原因を無
くすことができる。
（実施例）
以下、この発明の実施例を図面を参照して説明する。
第１図はこの発明の一実施例であり、入力端子１１に供
給された入力ＦＭ信号は、この入力ＦＭ信号を用いて、
位相が略々１８０°異なる第１のＦＭ信号と第２のＦＭ
信号を作る整形及び反転回路１０に供給される。この回
路１０は、入力ＦＭ信号を波形整形するバッファ増幅器
１２を有し、バッファ増幅器１２の出力ＦＭ信号は、排
他的論理和回路１９の一方の入力端に供給される。
給された入力ＦＭ信号は、この入力ＦＭ信号を用いて、
位相が略々１８０°異なる第１のＦＭ信号と第２のＦＭ
信号を作る整形及び反転回路１０に供給される。この回
路１０は、入力ＦＭ信号を波形整形するバッファ増幅器
１２を有し、バッファ増幅器１２の出力ＦＭ信号は、排
他的論理和回路１９の一方の入力端に供給される。
さらに、ＦＭ信号（２ａ）は、抵抗１６を介してバッフ
ァ増幅器１７に供給されるとともに、インバータ１３．
コンデンサ１５を介してバッファ増幅器１７に供給され
る。従って、バッファ増幅器１７の入力部では、コンデ
ンサ１５からの信号と抵抗１６からの信号が合成される
ことになる。また、バッファ増幅器１７の入力端には、
ダイオードＤ １．Ｄ ２により構成された電圧クラン
プ回路１８が接続されている。バッファ増幅器１７の入
力端の信号（２ｂ）は、バッファ増幅器１７で再度波形
整形され、遅延ＦＭ信号（２Ｃ）として、排他的論理和
回路１９の他方の入力端に供給される。
ァ増幅器１７に供給されるとともに、インバータ１３．
コンデンサ１５を介してバッファ増幅器１７に供給され
る。従って、バッファ増幅器１７の入力部では、コンデ
ンサ１５からの信号と抵抗１６からの信号が合成される
ことになる。また、バッファ増幅器１７の入力端には、
ダイオードＤ １．Ｄ ２により構成された電圧クラン
プ回路１８が接続されている。バッファ増幅器１７の入
力端の信号（２ｂ）は、バッファ増幅器１７で再度波形
整形され、遅延ＦＭ信号（２Ｃ）として、排他的論理和
回路１９の他方の入力端に供給される。
上記の回路のブロック１４で囲む部分は遅延回路として
機能する。排他的論理和回路１９の出力信号（２ｃ）は
、ローパスフィルタ２０で平滑され、復調出力（２ｄ）
として出力端子２１に導出される。
機能する。排他的論理和回路１９の出力信号（２ｃ）は
、ローパスフィルタ２０で平滑され、復調出力（２ｄ）
として出力端子２１に導出される。
本実施例の回路は、従来のＦＭ復調器の積分用コンデン
サの接地側に、波形整形された人力ＦＭ信号の反転した
ものを供給する構成である。
サの接地側に、波形整形された人力ＦＭ信号の反転した
ものを供給する構成である。
第２図は第１図の回路の各部の信号波形例を示しており
、同図（２ａ）〜（２ｄ）は、第１図に示した同符号の
位置に現れる信号に対応する。ここで、バッファ増幅器
１７の入力端の成分を考えると、信号（２ａ）は抵抗１
６．コンデンサ１５による積分回路で積分されるととも
に、インバータ１３で反転された信号はコンデンサ１５
で微分されるので、信号（２ｂ）には積分成分と、微分
成分が含まれる。微分成分は、インバータ１３の出力波
形の立上がりと立下がりエツジに対応する。この結果、
バッファ増幅器１７の入力端の信号（２ｂ）は、第２図
（２ｂ）のようになる。微分成分は、ＦＭ信号（２ａ）
の立上がりエツジと立下がりエツジで、積分成分をそれ
ぞれ（０−ＶＦ）［Ｖコと（５十ＶＦ）［ＶＦ にリセ
ットしている。ここで、バッファ増幅器１２．１７及び
インバータ１３の出力の低レベルを０［ｖコ、高レベル
を５ ［ＶＦ とし、ダイオードＤｉ、Ｄ２の順方向電
圧降下をＶＦとしている。よって、立上がりエツジ部で
の積分波形は、必ずリセットされた固定電位（０−ＶＦ
）［ＶＦから上昇し、立下がり部の積分波形は必ず（５
＋ＶＰ）’ ［ＶＦから降下することになる。このこ
とは、積分波形のスータート電位が、入力ＦＭ信号の周
波数Ｆｉに影響を受けないことである。このように得ら
れた信号（２ｂ）を、しきい値電圧が２．５ ［ＶＦの
バッファ増幅器１７で波形整形すれば、第２図（２ｃ）
に示すように、波形整形された入力ＦＭ信号（２ａ）か
ら一定期間Ｔだけ遅れたＦＭ信号（２ｃ）が得られる。
、同図（２ａ）〜（２ｄ）は、第１図に示した同符号の
位置に現れる信号に対応する。ここで、バッファ増幅器
１７の入力端の成分を考えると、信号（２ａ）は抵抗１
６．コンデンサ１５による積分回路で積分されるととも
に、インバータ１３で反転された信号はコンデンサ１５
で微分されるので、信号（２ｂ）には積分成分と、微分
成分が含まれる。微分成分は、インバータ１３の出力波
形の立上がりと立下がりエツジに対応する。この結果、
バッファ増幅器１７の入力端の信号（２ｂ）は、第２図
（２ｂ）のようになる。微分成分は、ＦＭ信号（２ａ）
の立上がりエツジと立下がりエツジで、積分成分をそれ
ぞれ（０−ＶＦ）［Ｖコと（５十ＶＦ）［ＶＦ にリセ
ットしている。ここで、バッファ増幅器１２．１７及び
インバータ１３の出力の低レベルを０［ｖコ、高レベル
を５ ［ＶＦ とし、ダイオードＤｉ、Ｄ２の順方向電
圧降下をＶＦとしている。よって、立上がりエツジ部で
の積分波形は、必ずリセットされた固定電位（０−ＶＦ
）［ＶＦから上昇し、立下がり部の積分波形は必ず（５
＋ＶＰ）’ ［ＶＦから降下することになる。このこ
とは、積分波形のスータート電位が、入力ＦＭ信号の周
波数Ｆｉに影響を受けないことである。このように得ら
れた信号（２ｂ）を、しきい値電圧が２．５ ［ＶＦの
バッファ増幅器１７で波形整形すれば、第２図（２ｃ）
に示すように、波形整形された入力ＦＭ信号（２ａ）か
ら一定期間Ｔだけ遅れたＦＭ信号（２ｃ）が得られる。
上記のように、積分波形の上昇又は下降の開始電圧は、
入力ＦＭ信号の周波数Ｆｉに依存しないので、積分波形
の積分開始時点からバッファ増幅器１７のしきい値電圧
２．５ ［ＶＦまでの時間Ｔは、抵抗１６．コンデンサ
１５の時定数およびしきい値電圧のみで決まり、周波数
Ｆｉに依存しない。よって、波形整形された人力ＦＭ信
号（２ａ）と、これに対して時間Ｔだけ遅延した波形整
形された遅延ＦＭ信号（２ｃ）との排他的論理和をとっ
たパルス列（２ｄ）のハイレベル期間は、入力ＦＭ＝
１０− 信号の周波数に依存せず、常に一定である。
入力ＦＭ信号の周波数Ｆｉに依存しないので、積分波形
の積分開始時点からバッファ増幅器１７のしきい値電圧
２．５ ［ＶＦまでの時間Ｔは、抵抗１６．コンデンサ
１５の時定数およびしきい値電圧のみで決まり、周波数
Ｆｉに依存しない。よって、波形整形された人力ＦＭ信
号（２ａ）と、これに対して時間Ｔだけ遅延した波形整
形された遅延ＦＭ信号（２ｃ）との排他的論理和をとっ
たパルス列（２ｄ）のハイレベル期間は、入力ＦＭ＝
１０− 信号の周波数に依存せず、常に一定である。
上記パルス列（２ｄ）をローパスフィルタ２０に通した
後の復調出力電圧Ｖｏは Ｖ□ ＝２Ｖｃ ＴＦｉ となる。尚、パルス列（２ｄ）の低レベル電圧を０［ｖ
］、高レベル電圧をＶｃ ［ＶＪ とした。第２図で
はＶｃ ＝５ ［ＶＪ とした例を示している。
後の復調出力電圧Ｖｏは Ｖ□ ＝２Ｖｃ ＴＦｉ となる。尚、パルス列（２ｄ）の低レベル電圧を０［ｖ
］、高レベル電圧をＶｃ ［ＶＪ とした。第２図で
はＶｃ ＝５ ［ＶＪ とした例を示している。
またバッファ増幅器１２．１７及びインバータ１３の出
力の低レベル電圧を０［ＶＪ、高レベル電圧をＶｃ
［ＶＪとし、バッファ増幅器１７のしきい値電圧をＶｃ
／２（第２図テに！Ｖｃ −５［ＶＪ ）とすれば、 となる。したがって、復調出力電圧Ｖｏはとなる。（５
）式のＦｉ以外は全てＦｉに依存しない定数であるので
、復調出力電圧ＶＯは入力ＦＭ周波数に比例する。
力の低レベル電圧を０［ＶＪ、高レベル電圧をＶｃ
［ＶＪとし、バッファ増幅器１７のしきい値電圧をＶｃ
／２（第２図テに！Ｖｃ −５［ＶＪ ）とすれば、 となる。したがって、復調出力電圧Ｖｏはとなる。（５
）式のＦｉ以外は全てＦｉに依存しない定数であるので
、復調出力電圧ＶＯは入力ＦＭ周波数に比例する。
第３図は、本実施例の回路による復調特性を示している
。この特性かられかるように、入力ＦＭ信号の周波数の
広い範囲で、復調特性が直線となり、復調出力に歪みを
生じることがない。
。この特性かられかるように、入力ＦＭ信号の周波数の
広い範囲で、復調特性が直線となり、復調出力に歪みを
生じることがない。
第４図は、本発明の他の実施例である。第１図と同一部
分には同一符号を付している。この実施例は、バッファ
増幅器１７に入力する信号（２ｂ）を−層安定化するた
めに電圧クランプ回路１８をＭＯＳ）ランジスタて実現
した例である。トランジスタＭ１とＭ２とはカレントミ
ラー接続であり、またトランジスタＭ３とＭ４もカレン
トミラー接続である。トランジスタＭ２とＭ４のゲート
およびドレインは共通に接続され、各ソースはそれぞれ
正と負の電源に接続される。トランジスタＭ１とＭ３の
ソースは共通にバッファ増幅器１７の入力端に接続され
、各ドレインはそれぞれ正と負の電源に接続されている
。同図（ｂ）は、バイポーラトランジスタＱ１〜Ｑ２に
より電圧クランプ回路を構成した例である。トランジス
タＱ１．Ｑ２はカレントミラー接続され、トランジスタ
Ｑ３゜Ｑ４もカレントミラー接続されている。トランジ
スタＱ２のベースとコレクタは、共通に電流制限抵抗Ｒ
１を介してトランジスタＱ４のベースおよびコレクタに
接続されている。各トランジスタＱ２．Ｑ４のエミッタ
は正、負の電源にそれぞれ接続されている。トランジス
タＱｌ、Ｑ２のコレクタはそれぞれ負、正の電源し接続
され、各エミッタは共通にバッファ増幅器１７の入力端
に接続される。
分には同一符号を付している。この実施例は、バッファ
増幅器１７に入力する信号（２ｂ）を−層安定化するた
めに電圧クランプ回路１８をＭＯＳ）ランジスタて実現
した例である。トランジスタＭ１とＭ２とはカレントミ
ラー接続であり、またトランジスタＭ３とＭ４もカレン
トミラー接続である。トランジスタＭ２とＭ４のゲート
およびドレインは共通に接続され、各ソースはそれぞれ
正と負の電源に接続される。トランジスタＭ１とＭ３の
ソースは共通にバッファ増幅器１７の入力端に接続され
、各ドレインはそれぞれ正と負の電源に接続されている
。同図（ｂ）は、バイポーラトランジスタＱ１〜Ｑ２に
より電圧クランプ回路を構成した例である。トランジス
タＱ１．Ｑ２はカレントミラー接続され、トランジスタ
Ｑ３゜Ｑ４もカレントミラー接続されている。トランジ
スタＱ２のベースとコレクタは、共通に電流制限抵抗Ｒ
１を介してトランジスタＱ４のベースおよびコレクタに
接続されている。各トランジスタＱ２．Ｑ４のエミッタ
は正、負の電源にそれぞれ接続されている。トランジス
タＱｌ、Ｑ２のコレクタはそれぞれ負、正の電源し接続
され、各エミッタは共通にバッファ増幅器１７の入力端
に接続される。
上記の電圧クランプ回路１８において、ＶＤ（正電源）
＝Ｖｓ 、 Ｖｓｓ （負電源）＝０ ［ＶＪとする
と、積分処理による出力は、低レベル側の先端がＯ［Ｖ
Ｊ、高レベル側の先端がＶｃ’ ［ＶＪ（第２図では５
［ＶＪ ）となる。従って、復調出力電圧ＶＯは（５
）式においてＶＰ＝０としたときと同じになり、 Ｖｏ ＝２Ｖｃ ＣＲＦｉ Ｉｎ ２１．３９Ｖｃ
ＣＲＦｉ ・＝ （６）となる。この実施例は、回
路が第１図のものに比べて素子数が少し多くなるが、復
調特性を示す式％式％ （（６）式）が簡単になり、かつこの式にダイオードの
順方向電圧降下ｖＦを含まなくなるので、温度特性が極
めて良好である。その他の効果は第１図の実施例と同じ
である。
＝Ｖｓ 、 Ｖｓｓ （負電源）＝０ ［ＶＪとする
と、積分処理による出力は、低レベル側の先端がＯ［Ｖ
Ｊ、高レベル側の先端がＶｃ’ ［ＶＪ（第２図では５
［ＶＪ ）となる。従って、復調出力電圧ＶＯは（５
）式においてＶＰ＝０としたときと同じになり、 Ｖｏ ＝２Ｖｃ ＣＲＦｉ Ｉｎ ２１．３９Ｖｃ
ＣＲＦｉ ・＝ （６）となる。この実施例は、回
路が第１図のものに比べて素子数が少し多くなるが、復
調特性を示す式％式％ （（６）式）が簡単になり、かつこの式にダイオードの
順方向電圧降下ｖＦを含まなくなるので、温度特性が極
めて良好である。その他の効果は第１図の実施例と同じ
である。
第５図は更に他の実施例である。この実施例は、具体的
にＩＣ化した場合の構成例を示している。
にＩＣ化した場合の構成例を示している。
１００がＩＣ部であり、先の実施例におけるバッファ増
幅器による波形整形が全てインバータＩ’ＮＶ１〜ＩＮ
Ｖ３により実現されている。これは第６図に示すように
ＭＯ８集積回路では、インバータの構成を簡単に実現で
きるからである。また入力段のインバータＩＮＶＩには
高抵抗Ｒｆによる帰還回路を設け、インバータＩＮＶＩ
の入力バイアス電圧をＶｃ−／２に設定している。この
回路の作用効果は、先の実施例と同じである。
幅器による波形整形が全てインバータＩ’ＮＶ１〜ＩＮ
Ｖ３により実現されている。これは第６図に示すように
ＭＯ８集積回路では、インバータの構成を簡単に実現で
きるからである。また入力段のインバータＩＮＶＩには
高抵抗Ｒｆによる帰還回路を設け、インバータＩＮＶＩ
の入力バイアス電圧をＶｃ−／２に設定している。この
回路の作用効果は、先の実施例と同じである。
上記の実施例で、インバータＩＮＶ１〜１ＮＶ３および
排他的論理和回路１９にそれぞれ高速凡用Ｃ−ＭＯ８Ｉ
Ｃ（例えばＴＣ７４ＨＣＵＯ４及びＴＣ７４ＨＣ８６を
使い、抵抗１６の値Ｒ＝２．２にΩ、コンデンサ１５の
値Ｃ−３３ｐＦ。
排他的論理和回路１９にそれぞれ高速凡用Ｃ−ＭＯ８Ｉ
Ｃ（例えばＴＣ７４ＨＣＵＯ４及びＴＣ７４ＨＣ８６を
使い、抵抗１６の値Ｒ＝２．２にΩ、コンデンサ１５の
値Ｃ−３３ｐＦ。
Ｖｃ −５［Ｖ］といたとき、入力ＦＭ波のキャリア周
波数１．７ＭＨｚ、デビエーション上５０ＫＨｚ、変調
信号周波数ＩＫＨｚでの復調出力電圧１１０ｍＶｐ−ｐ
、雑音歪み率０．１６％（ＢＷ＝３０ＫＨｚ）を得るこ
とができた。従来の方式との比較を考えるために、上記
の回路でインバータ１３を取去って、コンデンサ１５の
片端を接地して、同一定数、同一人力ＦＭ波で測定する
と、復調出力電圧５６ｍＶｐ−ｐ、雑音ひずみ率４％（
ＢＷ＝３０ＫＨｚ）であった。この数値からも、本回路
の方が優れていることが理解できる。
波数１．７ＭＨｚ、デビエーション上５０ＫＨｚ、変調
信号周波数ＩＫＨｚでの復調出力電圧１１０ｍＶｐ−ｐ
、雑音歪み率０．１６％（ＢＷ＝３０ＫＨｚ）を得るこ
とができた。従来の方式との比較を考えるために、上記
の回路でインバータ１３を取去って、コンデンサ１５の
片端を接地して、同一定数、同一人力ＦＭ波で測定する
と、復調出力電圧５６ｍＶｐ−ｐ、雑音ひずみ率４％（
ＢＷ＝３０ＫＨｚ）であった。この数値からも、本回路
の方が優れていることが理解できる。
［発明の効果コ
以上説明したようにこの発明は、簡単な構成で復調特性
を直線にすることができ、復調出力信号の歪みを低減し
得、復調出力のひずみが極めて小さく、更にＩＣ化にも
有効なＦＭ復調器を提供することができる。
を直線にすることができ、復調出力信号の歪みを低減し
得、復調出力のひずみが極めて小さく、更にＩＣ化にも
有効なＦＭ復調器を提供することができる。
第１図はこの発明の一実施例を示す回路図、第２図は第
１図の回路の各部信号波形例を示す図、第３図は本発明
の回路の復調特性を示す図、第４図、第５図はそれぞれ
この発明の他の実施例を示す回路図、第６図は第５図の
インバータの構成例を示す図、第７図は従来のＦＭ復調
器の例を示す図、第８図は第７図の回路の各部信号波形
例を示す図、第９図は第７図の回路を更に具体的に示す
図、第１０図は第９図の回路の各部の信号波形例を示す
図、第１１図は従来のＦＭ復調器の復調特性を説明する
ための図である。 １２．１７・・・バッファ増幅器、１３・・・インバー
タ、１４・・・遅延手段、１５・・・コンデンサ、１６
・・・抵抗、１８・・・電圧クランプ回路、１９・・・
排他的論理和回路、２０・・・ローパスフィルタ。 出願人代理人 弁理士 鈴江武彦 １ｉ ■
１図の回路の各部信号波形例を示す図、第３図は本発明
の回路の復調特性を示す図、第４図、第５図はそれぞれ
この発明の他の実施例を示す回路図、第６図は第５図の
インバータの構成例を示す図、第７図は従来のＦＭ復調
器の例を示す図、第８図は第７図の回路の各部信号波形
例を示す図、第９図は第７図の回路を更に具体的に示す
図、第１０図は第９図の回路の各部の信号波形例を示す
図、第１１図は従来のＦＭ復調器の復調特性を説明する
ための図である。 １２．１７・・・バッファ増幅器、１３・・・インバー
タ、１４・・・遅延手段、１５・・・コンデンサ、１６
・・・抵抗、１８・・・電圧クランプ回路、１９・・・
排他的論理和回路、２０・・・ローパスフィルタ。 出願人代理人 弁理士 鈴江武彦 １ｉ ■
Claims (3)
- （１）入力ＦＭ信号を用いて位相が略々１８０゜異なる
第１、第２のＦＭ信号を得る手段と、前記第１のＦＭ信
号を抵抗を介して波形整形回路に供給するとともに前記
第２のＦＭ信号をコンデンサを介して前記波形整形回路
に供給する遅延手段と、 前記波形整形回路の出力と前記第１又は第２のＦＭ信号
との排他的論理和出力を得る排他的論理和回路と、 前記排他的論理和回路の出力が供給されＦＭ復調出力を
得るローパスフィルタとを具備してなるＦＭ復調器。 - （２）前記遅延手段は、前記波形整形回路の入力端子に
接続されたクランプ回路を有することを特徴とする特許
請求の範囲第１項記載のＦＭ復調器。 - （３）前記クランプ回路は、前記波形整形回路のしきい
値電圧を該クランプ回路の上限電圧と下限電圧の略々中
央値となるように設定していることを特徴とする特許請
求の範囲第２項記載のＦＭ復調器。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62293451A JP2554678B2 (ja) | 1987-11-20 | 1987-11-20 | Ｆｍ復調器 |
| DE3839090A DE3839090A1 (de) | 1987-11-20 | 1988-11-18 | Demodulator fuer frequenzmodulierte signale mit einer verzoegerungsschaltung |
| US07/274,263 US4926133A (en) | 1987-11-20 | 1988-11-21 | FM demodulator having a frequency independent delay circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62293451A JP2554678B2 (ja) | 1987-11-20 | 1987-11-20 | Ｆｍ復調器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01135206A true JPH01135206A (ja) | 1989-05-26 |
| JP2554678B2 JP2554678B2 (ja) | 1996-11-13 |
Family
ID=17794932
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62293451A Expired - Fee Related JP2554678B2 (ja) | 1987-11-20 | 1987-11-20 | Ｆｍ復調器 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4926133A (ja) |
| JP (1) | JP2554678B2 (ja) |
| DE (1) | DE3839090A1 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH04131038U (ja) * | 1991-05-24 | 1992-12-01 | 株式会社三ツ葉電機製作所 | パルス発生装置 |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH03237656A (ja) * | 1990-02-15 | 1991-10-23 | Sony Corp | Ｆｍ復調装置 |
| DE19857040C2 (de) * | 1998-12-10 | 2000-12-21 | Siemens Ag | Verfahren zur Detekton und Korrektur von Nichtlinearitäten hochfrequenter, spannungsgesteuerter Oszillatoren |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5271450U (ja) * | 1975-11-21 | 1977-05-27 |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3778727A (en) * | 1972-05-11 | 1973-12-11 | Singer Co | Crystal controlled frequency discriminator |
| JPS5517533A (en) * | 1978-07-26 | 1980-02-07 | Kansai Paint Co Ltd | Vibrationnproof method |
| JPS5517532A (en) * | 1978-07-26 | 1980-02-07 | Kansai Paint Co Ltd | Vibrationnproof method |
| FR2485294A1 (fr) * | 1980-06-23 | 1981-12-24 | Trt Telecom Radio Electr | Demodulateur de frequence utilisant un circuit a retard variable avec la frequence recue |
| JPS58137308A (ja) * | 1982-02-10 | 1983-08-15 | Nec Corp | パルス・カウント型周波数弁別器 |
| US4628272A (en) * | 1984-10-01 | 1986-12-09 | Motorola, Inc. | Tuned inductorless active phase shift demodulator |
-
1987
- 1987-11-20 JP JP62293451A patent/JP2554678B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1988
- 1988-11-18 DE DE3839090A patent/DE3839090A1/de active Granted
- 1988-11-21 US US07/274,263 patent/US4926133A/en not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5271450U (ja) * | 1975-11-21 | 1977-05-27 |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH04131038U (ja) * | 1991-05-24 | 1992-12-01 | 株式会社三ツ葉電機製作所 | パルス発生装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2554678B2 (ja) | 1996-11-13 |
| DE3839090C2 (ja) | 1991-05-02 |
| DE3839090A1 (de) | 1989-06-01 |
| US4926133A (en) | 1990-05-15 |
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