JPH04145711A - 差動増幅回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は不平衡−平衡変換回路に使用される前置用の差
動増幅回路に関する。

〔従来の技術〕

近年、テレビ用のチューナーや無線送受信装置の変復調
回路の入力回路として、モノシリツクＩＣ化に適した二
重平衡差動増幅回路がよく用いられる。この二重平衡差
動増幅回路は、平衡な入力端子を２つ備えており、入力
信号は平衡入力を前提としている。しかし、通常高周波
信号では不平衡入力なのでこの不平衡入力と前述の二重
平衡差動増幅回路との間に本特許で対象とする不平衡−
平衡変換のための回路として一般に差動増幅回路が用い
られる。この前置用の差動増幅回路には、Ｓ／Ｎ比を良
くするために比較的高いレベルの信号が入力されるため
に、それ自身の利得により差動増幅回路が飽和しないよ
うに低利得であることが望まれる。

従来、この種の差動増幅回路は第４図に示すように、ト
ランジスタ１とトランジスタ２とのそれぞれのエミッタ
を抵抗値の等しい抵抗Ｒ１，Ｒ２を介して定電流源１１
に共通接続し、それぞれのコレクタには、負荷抵抗Ｒ７
，Ｒ８を通して電源電圧端子■。０に接続する。トラン
ジスタ１，２のベースは等しい所定の電圧になるように
抵抗Ｒ３、Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６によりバイアス電圧が印加
される。入力信号は不平衡な入力端子ＩＮから入力され
てトランジスタ１のベースに加えられ、もう一方のトラ
ンジスタ２のベースはコンデンサＣ１により高周波的に
接地される。その結果、出力端子であるトランジスタ１
，２の両方のコレクタに互いに逆位相の平衡な信号が出
力端子０ＵＴ１．０ＵＴ２に出力されていた。

〔発明が解決しようとする課題〕

上述した従来の差動増幅回路において、低利得とするた
めには、抵抗Ｒ１，Ｒ２の値を大きくすることが有効で
あるが、抵抗Ｒ１，Ｒ２の値を大きくすればする程、第
５図の特性説明図に示すように平衡出力である２つの出
力端子０ＵＴＩ。

０ＵＴ２の振幅のずれが低周波領域まで生じる欠点があ
る。すなわち、定電流源■１には一般にトランジスタを
用いるためにそのコレクタに付いている浮遊容量が抵抗
Ｒ１とＲ２の間に存在している。このため、入力端子Ｉ
Ｎに加えられた信号がトランジスタ１のエミッタから抵
抗Ｒ１，Ｒ２を通してトランジスタ２のエミッタに伝え
られる間に、信号の一部がこの浮遊容量により失われる
。

この作用は浮遊容量の値が非常に小さいので入力信号周
波数が高い時でないと影響がないが、低利得とするため
に抵抗Ｒ１，Ｒ２の値を大きくすると実際に使用する周
波数まで影響を及ぼしてくる。したがって次段に接続さ
れる二重平衡差動増幅回路の平衡入力において、同相信
号として検出されるために悪影響を与えるという欠点を
有する。

一方、平衡出力の振幅のずれを改善する方法として、差
動増幅回路を２段縦続に接続した差動増幅回路が考えら
れる。この２段型の差動増幅回路は、前述した高周波で
の平衡出力の振幅のずれが、不平衡入力であるため生じ
るのであるから、その出力を平衡入力としてさらに同形
式の差動増幅回路に入力されば直接不平衡入力した場合
より出力振幅のずれが減少する。しかし、同形式の差動
増幅回路を２段縦続接続するためには、前段の差動増幅
回路の出力ＤＣ電位と後段の差動増幅回路の入力段のＤ
Ｃ電位との整合を取るために、中間にエミッタフォロア
やレベルシフト回路が必要であり、周波数特性の劣化や
消費電力が増加するという欠点を有する。

〔課題を解決するための手段〕

本発明の差動増幅回路は、不平衡信号が入力される第１
および第２の信号入力端子がそれぞれのベースに接続さ
れ、かつ抵抗を介してそれぞれのエミッタが定電流源に
共通接続された第１および第２のトランジスタを有する
差動増幅回路において、ベースが所定の設定電位に接続
され、エミッタが前記第１のトランジスタのコレクタに
接続され、コレクタが負荷抵抗を介して電源電位に接続
された第３のトランジスタと、ベースが前記所定の設定
電位に抵抗を介して接続され、エミッタが前記第２のト
ランジスタのコレクタに接続されコレクタが負荷抵抗を
介して電源電位に接続された第４のトランジスタとを有
し、前記第３および第４のトランジスタのコレクタから
平衡出力信号を取り出している。

〔実施例〕

次に、本発明を図面を参照して説明する。

第１図は本発明の第１の実施例の回路図、第２図は本実
施例の特性説明図である。第１図の実施例において第２
図の従来例と同一の符号は同一の構成を示している。す
なわち、追加されたトランジスタ３，４のエミッタがそ
れぞれトランジスタ１．２のコレクタに接続されて、ト
ランジスタ３．４のコレクタから平衡信号を取り出す構
成となっている。

本実施例の回路構成は、トランジスタ１，２のそれぞれ
のエミッタは、抵抗Ｒ１，Ｒ２を介して定電流源１１に
接続されており、ベースは抵抗Ｒ３、Ｒ４およびＲ５，
Ｒｅによりバイアス電圧を印加されている。トランジス
タ１，２のコレクタ側には、トランジスタ３，４がカス
コード接続されている。トランジスタ３のベースはＶＢ
なる所定電位に接続され、トランジスタ４のベースは抵
抗Ｒ９を通してＶＢに接続している。また、トランジス
タ３，４のコレクタは負荷抵抗Ｒ７，Ｒ８を介して電源
電位端子Ｖ。０に接続されている。

次に本実施例の動作を説明する。トランジスタ１のベー
スに加えられた入力信号電圧により、コレクタ電流信号
がトランジスタ３のエミッタに入力され、トランジスタ
３の負荷抵抗Ｒ７の電圧変化として出力される。一方ト
ランジスタ１のエミッタ側に伝えられた電流信号は抵抗
Ｒ１，Ｒ２を通す、トランジスタ２のエミッタに入力さ
れ、トランジスタ４を通って負荷抵抗Ｒ８の電圧変化と
して逆極性で出力される。トランジスタ３はいわゆるカ
スコード接続となっているために、トランジスタ１のコ
レクタに直接負荷抵抗が接続されたときよりもミラー容
量が軽減でき、周波数特性を向上させることができる。

今、トランジスタ４の動作に注目すると、トランジスタ
４のベース電位はトランジスタ４の電流増幅率をβとす
ると、トランジスタ４に流れる信号電流の１／βのベー
ス電流の抵抗Ｒ９の値できまる電圧で変動する。しかし
、この変動はβが通常１００程度の値であるから、Ｒ９
の値が大きくなければほとんど無視でき、トランジスタ
３と同様にベースが接地されているのと同じ状態である
。

ところで入力信号が低周波の場合には、微小に変動する
トランジスタ４のベース電位と、トランジスタ４に流れ
る信号電流によって変動するエミッタ電位とは同相で変
動しているが、入力信号が高周波になるとベース電位の
変動はエミッタ電位の変動に対して位相が遅れてくる。

すなわちトランジスタ４のベース電流の変化はトランジ
スタ４のベース拳エミッタ間の浮遊容量と抵抗で決まる
時定数を持っているので、この時定数の影響を受ける周
波数ではベース電流の変化がエミッタ電流の変化より遅
くなるためである。トランジスタ４のエミッタ電位変動
に対するベース電位変動の遅れは、ベース拳エミッタ間
の電圧の変化となり、トランジスタ４に流れる信号電流
に対して正帰還の作用をもたらす。例えばトランジスタ
４の信号電流が減少する方向では、エミッタ電位、ベー
ス電位とも上昇する方向であり、通常電位の変化に位相
のずれのない低周波では、このとき生じたベース・エミ
ッタ間の電圧の変動ΔＶ８□により、エミッタ電流の変
化分は吸収される。しかし、高周波において、ベース電
位の上昇がエミッタ電位の上昇より遅れると、このとき
のベース・エミッタ間の電圧の変動ΔＶ　Ｂ＋！’はエ
ミッタ電流を吸収できるベース壷エミッタ間電圧の変動
ΔＶＲＥより小さくなり、これによりエミッタ電流をさ
らに減少させるように作用する。なお、エミッタ電流の
増加する方向でも同様である。したがって第２図に示す
ように、出力信号の周波数特性は高周波領域まで広がっ
た特性が得られる。

次に本発明の第２の実施例を第３図の回路図により説明
する。この第２の実施例は、トランジスタ１，２のコレ
クタ側には、それぞれ負荷抵抗Ｒ１２、Ｒ１３を通して
トランジスタ３，４のエミッタが接続されている。トラ
ンジスタ３，４のベースは抵抗値の等しい抵抗Ｒ９，Ｒ
ＩＯを介してＶＢなる所定電位に接続されている。また
トランジスタ３のコレクタは電源電圧端子Ｖ。Ｃに直接
接続され、トランジスタ５のコレクタは抵抗Ｒ１１を介
して電源電圧端子に接続されている。ここで不平衡入力
は入力端子から入力され、出力端０ＵＴ１，２から出力
される。

次に第２の実施例の動作を説明する。トランジスタ１の
ベースに加えられた入力信号電圧により、トランジスタ
１に生じた電流信号が負荷抵抗Ｒ１２により電圧変換さ
れ、トランジスタ１のコレクタに電圧信号として現われ
る。同様にトランジスタ１のエミッタから抵抗Ｒ１，Ｒ
２を通してトランジスタ２に伝えられた電流信号は負荷
抵抗Ｒ１３により電圧変換されトランジスタ２のコレク
タに逆極性で出力される。このとき、トランジスタエの
コレクタから負荷側を見たインピーダンスは抵抗Ｒ１２
とトランジスタ３のエミッタ側のインピーダンスの直列
インピーダンスとなる。トランジスタ３のエミッタ側の
インピーダンスＺ３はトランジスタ３の電流増幅率をｈ
ＦＩ！とすると、一般に（１）式で表される。

Ｚ　３　　＝　ｒ　ｅ＋　Ｒ１０／　　（１＋　ｈ　ｐ
Ｉり　　　　”・（１）程度である。ｈＦＥは通常５０
〜２００と大きいので、エミッタ側から見たインピーダ
ンスｚ３は小さいが、この分Ｒ１２に加えられるので、
Ｒ１２の抵抗値より負荷抵抗は大きくなる。一方、トラ
ンジスタ２のコレクタから負荷側を見た場合も同様であ
る。トランジスタ２の負荷側に接続されたトランジスタ
４の動作に注目すると、例えば、入力信号によりトラン
ジスタ２の信号電流が増加して負荷抵抗の電圧降下によ
り出力端子０ＵＴＩの電位が下がったとすると、トラン
ジスタ４の電流増加に伴い、ベース電流も増加してトラ
ンジスタ４のベース電位が抵抗Ｒ８の電圧降下により下
がる。さらにトランジスタ４の電流増加により、トラン
ジスタ４のコレクタ電位が抵抗Ｒ１１の電圧降下により
下がる。この関係はトランジスタ４のベース電位とコレ
クタ電位が同極性で変化することを示している。したが
ってトランジスタ４のベース・コレクタ間の浮遊容量に
より、コレクタ側の電圧変化がベースに伝えられ一種の
正帰還となる。この正帰還はベースφコレクタ間の浮遊
容量が小さいために低周波信号では正帰還として動作し
ないが、高周波になるに従い正帰還の効果が出てくる。

この正帰還の効果により、トランジスタ４のベース電位
の変動は抵抗Ｒ１１がない場合より大きくなり、その変
動はエミッタに伝えられる。エミッタに伝えられた変動
はトランジスタ２のコレクタの電圧変動と同極性である
ため加算される。以上述べたように、トランジスタ２に
おいては、前述の正帰還の効果がある高周波においてコ
レクタの電圧振幅、すなわちＯＵＴ端子の出力振幅が増
加して、高周波領域まで周波数特性が伸びた差動増幅回
路を実現できる。

〔発明の効果〕

以上説明したように本発明は、不平衡入力信号が印加さ
れる不平衡拳平衡変換用差動増幅器のトランジスタの負
荷側に設けたトランジスタ回路のベース・コレクタ間に
おける高周波領域での正帰還作用を利用することにより
、差動増幅回路の一方の周波数特性を伸ばし、差動増幅
回路の平衡出力の振幅のずれが生じる周波数領域を高域
まで伸ばし平衡出力信号を取り出すことができる差動増
幅回路を提供できる効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の実施例の回路図、第２図は本実
施例の特性説明図、第３図は本発明の第２の実施例の回
路図、第４図は従来の差動増幅回路の回路図、第５図は
従来の回路における特性説明図である。 １．２．３．４・・・トランジスタ、Ｒ１−Ｒ９・・・
抵抗、１１・・・定電流源、Ｃ１・・・コンデンサ、Ｉ
Ｎ・・・入力端子、０ＵＴＩ、０ＵＴ２・・・出力端子
。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. １．不平衡信号が入力される第１および第２の信号入力
   端子がそれぞれのベースに接続され、かつ抵抗を介して
   それぞれのエミッタが定電流源に共通接続された第１お
   よび第２のトランジスタを有する差動増幅回路において
   、ベースが所定の設定電位に接続され、エミッタが前記
   第１のトランジスタのコレクタに接続され、コレクタが
   負荷抵抗を介して電源電位に接続された第３のトランジ
   スタと、ベースが前記所定の設定電位に抵抗を介して接
   続され、エミッタが前記第２のトランジスタのコレクタ
   に接続されコレクタが負荷抵抗を介して電源電位に接続
   された第４のトランジスタとを有し、前記第３および第
   ４のトランジスタのコレクタから平衡出力信号を取り出
   すことを特徴とする差動増幅回路。
2. ２．不平衡信号が入力される第１および第２の信号入力
   端子がそれぞれのベースに接続され、かつ抵抗を介して
   それぞれのエミッタが定電流源に共通接続された第１お
   よび第２のトランジスタを有する差動増幅回路において
   、第３および第４のトランジスタのエミッタがそれぞれ
   抵抗を介して前記第１および第２のトランジスタのコレ
   クタに接続され、かつベースがそれぞれ抵抗を介して所
   定の設定電位に接続され、前記第３のトランジスタのコ
   レクタが直接電源電位に接続され、前記第４のトランジ
   スタのコレクタが抵抗を介して前記電源電位に接続され
   、前記第１および第２のトランジスタのコレクタから平
   衡出力信号を取り出すことを特徴とする差動増幅回路。