CN1741374A - 放大装置 - Google Patents

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Abstract

一种容易地调整放大增益的放大装置，具有：第一端子，输入交流信号；第二端子，经由第一电阻元件与电源线连接；接地用的第三端子；第二电阻元件，设在第二端子和第三端子之间布线的信号线间；差动放大器，在一个输入端子上从第一端子输入交流信号，同时在另一个输入端子上经由第二端子和第二电阻元件之间的信号线反馈对应于交流信号的输出，在一个输入端子和另一个输入端子之间，预先生成超过交流信号的最大振幅级别的正偏移电压；以及第三电阻元件，设置在第一端子和一个输入端子之间的信号线与布线在第三端子之间的信号线间，在第二端子生成基于第一电阻元件以及第二电阻元件的电阻值而被放大的交流信号的电压波形。

Description

放大装置
技术领域
本发明涉及放大装置。
背景技术
在各种领域的控制系统中，由于在模拟传感器中检测出的阶段的模拟信号是微小的电流/电压级别，所以为了放大到该控制系统内可处理的级别，而设置初级的放大装置(前置放大器)。
这里，作为具有放大装置的控制系统的一例，在图12中例示主要作为移动电话的通话端的麦克风利用的驻极体电容麦克风(以下，为ECM)系统(例如，参照以下所示的专利文献1)。
ECM系统对于作为具有Vin端子901、Vdd端子902、Gnd端子903的放大装置的三端子放大装置900，Vin端子901与导电性薄膜接地的驻极体电容器203的固定电极连接，Vdd端子902经由电阻值Rl的负载电阻200与电源线201连接，Gnd端子903接地。
驻极体电容器203通过将导电性薄膜和固定电极对置而构成。导电性薄膜预先通过直流电源(数10～100V左右)而带电，声音信号作为空气的纵波对导电性薄膜传输时产生膜的振动。而且，驻极体电容器203的电容值Cmic(3pF左右)变化，产生对应于该电容值Cmic的变化的交流的电压波形(以下，为交流信号)。该交流信号中，通常直流分量为接地电位，具有数10mV左右的微小的振幅级别。
三端子放大装置900包括：在栅极连接Vin端子901，在漏极上连接Vdd端子902，在源极上连接Gnd端子903的源极接地的结型场效应晶体管(以下，为J-FET)904；以及用于将在J-FET904的栅极和源极之间布线的信号线间设置的栅极的电平稳定在接地电位的电阻元件905。
这里，作为三端子放大装置900的输入部的特性，对于输入电阻(电阻元件905等)以及输入电容(J-FET904的寄生电容等)要求以下方面。
首先，在输入电阻的情况下要求高电阻值。即，由驻极体电容器203和输入电阻构成高通滤波器，为了将处于100Hz左右的可听频带的声音信号不衰减而输入三端子放大装置900，电阻元件905的电阻值需要为数100M～数G(Ω)左右。高通滤波器的截止频率f1在将输入电阻的电阻值表示为Rin的情况下，由下面的(算式1)决定。
f1＝1/(2×π×Rin×Cmic)    ...(算式1)
例如，在将驻极体电容器203的电容值Cmic设为3pF，将截止频率f1设为50Hz的情况下，输入电阻的电阻值Rin为1061M(Ω)。
接着，在输入电容的情况下要求低电容值。即，三端子放大装置900的输入电容与驻极体电容器203串联连接。因此，在输入电容的电容值大的情况下，在驻极体电容器203发生的交流信号被分割，在输入三端子放大装置900的阶段交流信号的电平可能降低。此外，由于输入电阻的电阻值大，所以从抑制由输入电阻和输入电容的积决定的时间常数这一点出发，输入电容要求低电容。
此外，作为三端子放大装置900所使用的放大元件，采用在高输入电阻、低输入电容、低噪声的方面平衡良好的源极接地型的J-FET904。在将J-FET904的电导表示为gm，将输入电容等引起的衰减量表示为ATTin的情况下，源极接地型的J-FET904的放大增益Av由下面的(算式2)决定。
Av＝gm×Rl-ATTin    ...(算式2)
[专利文献1](日本)特开2003-243944号公报
如(算式2)所示，J-FET的放大增益对应于J-FET的电导gm而变化。但是，J-FET的电导gm一般有“-50～200”％左右的潜在的偏差，进行电导gm的等级(rank)分类来管理。从而，即使是同一类型的J-FET，由于电导gm的偏差而在J-FET的放大增益中产生偏差，进而，使用J-FET的放大装置(三端子放大装置900等)的放大增益中也产生偏差。
进而，如图13所示，在增加J-FET的放大增益的情况下，也必须增加漏极饱和电流Idss(200μA左右)。由于漏极饱和电流Idss增加消耗电流也增加，所以J-FET的放大增益的增加被消耗电流这一点控制。即，二律背反的关系在J-FET的放大增益的提高和消耗电流的降低之间成立。
这样，作为放大装置使用的放大元件，J-FET在高输入电阻、低输入电容、低噪声的方面平衡良好，但产生难以调整其放大增益的课题。
发明内容
用于解决上述课题的主要的第一本发明具有：第一端子，输入交流信号；第二端子，经由外置的第一电阻元件与电源线连接；第三端子，被接地；第二电阻元件，设置在所述第二端子和所述第三端子之间的信号线间；差动放大器，正电源端子与所述第二端子和所述第二电阻元件之间的信号线连接，同时负电源端子与所述第三端子连接，反相/非反相输入端子中，在一个输入端子上从所述第一端子输入所述交流信号，同时在另一个输入端子上经由所述第二端子和所述第二电阻元件之间的信号线反馈对应于所述交流信号的输出，在所述一个输入端子和所述另一个输入端子之间，预先生成以所述一个输入端子的接地电位为基准的、超过所述交流信号的最大振幅级别的正偏移电压；以及第三电阻元件，设在所述第一端子和所述一个输入端子之间的信号线与所述第三端子之间布线的信号线间，将输入所述一个端子的所述交流信号的直流分量稳定为接地电位，在所述第二端子生成基于所述第一电阻元件以及所述第二电阻元件的电阻值放大的所述交流信号的电压波形。
此外，用于解决上述问题的主要的第二本发明具有：第一端子，输入交流信号；第二端子，经由外置的第一电阻元件与第一电源线连接；第三端子，接地；第四端子，与第二电源线连接；第二电阻元件，设在布线在所述第二端子和所述第三端子之间的信号线间；差动放大器，正电源端子与所述第四端子连接，同时负电源端子与所述第三端子连接，反相/非反相输入端子中，在一个输入端子上从所述第一端子输入所述交流信号，同时在另一个输入端子上经由所述第二端子和所述第二电阻元件之间的信号线反馈对应于所述交流信号的输出，在所述一个输入端子和所述另一个输入端子之间，预先生成以所述一个输入端子的接地电位为基准的、超过所述交流信号的最大振幅级别的正偏移电压；以及第三电阻元件，设在所述第一端子和所述一个输入端子之间的信号线，和所述第三端子之间布线的信号线间，将输入所述一个端子的所述交流信号的直流分量稳定为接地电位，在所述第二端子生成基于所述第一电阻元件以及所述第二电阻元件的电阻值而放大的所述交流信号的电压波形。
此外，用于解决所述课题的主要的第三本发明具有：第一端子，输入交流信号；第二端子，与电源线连接；第三端子，被接地；第一电阻元件以及第二电阻元件，串连连接在所述第二端子和所述第三端子之间布线的信号线间；第四端子，与所述第一电阻元件和所述第二电阻元件之间的信号线连接；差动放大器，正电源端子与所述第二端子连接，同时负电源端子与所述第三端子连接，反相/非反相输入端子中，在一个输入端子上从所述第一端子输入所述交流信号，同时在另一个输入端子上经由所述第一电阻元件和所述第二电阻元件之间的信号线反馈对应于所述交流信号的输出，在所述一个输入端子和所述另一个输入端子之间，预先生成以所述一个输入端子的电位为基准的、超过所述交流信号的最大振幅级别的正偏移电压；以及第三电阻元件，设在所述第一端子和所述一个输入端子之间的信号线，和所述第三端子之间布线的信号线间，将输入所述一个端子的所述交流信号的直流分量稳定为接地电位，在所述第四端子生成基于所述第一电阻元件以及所述第二电阻元件的电阻值放大的所述交流信号的电压波形。
此外，用于解决所述课题的主要的第四本发明具有：第一端子，输入交流信号；第二端子，与电源线连接；第三端子，被接地；差动放大器，正电源端于与所述第二端子连接，同时负电源端子与所述第三端子连接，反相/非反相输入端子中，在一个输入端子上从所述第一端子输入所述交流信号，同时在另一个输入端子上经由第一电阻元件反馈对应于所述交流信号的输出，在所述一个输入端子和所述另一个输入端子之间，预先生成以所述一个输入端子的电位为基准的、超过所述交流信号的最大振幅级别的正偏移电压；第二电阻元件，设在所述第一电阻元件和所述另一个输入端子之间的信号线，和所述第三端子之间布线的信号线间；第四端子，与所述差动放大器的输出连接；以及第三电阻元件，设在所述第一端子和所述一个输入端子之间的信号线，和所述第三端子之间布线的信号线间，将输入所述一个端子的所述交流信号的直流分量稳定为接地电位，在所述第四端子生成基于所述第一电阻元件以及所述第二电阻元件的电阻值放大的所述交流信号的电压波形。
根据本发明可以提供一种容易调整放大增益的放大装置。
附图说明
图1是表示本发明的一实施方式的ECM系统的结构的图。
图2是表示本发明的一实施方式的三端子放大装置的结构的图。
图3是表示本发明的一实施方式的三端子放大装置的详细结构的图。
图4是说明N型MOSFET的结构的图。
图5是表示本发明的一实施方式的三端子放大装置的结构的图。
图6是表示本发明的一实施方式的三端子放大装置的结构的图。
图7是表示本发明的一实施方式的ECM系统的结构的图。
图8是表示本发明的一实施方式的四端子放大装置的结构的图。
图9是表示本发明的一实施方式的ECM系统的结构的图。
图10是表示本发明的一实施方式的四端子放大装置的结构的图。
图11是表示本发明的一实施方式的四端子放大装置的结构的图。
图12是表示现有的ECM系统的结构的图。
图13是表示JFET的Ids比Vgs特性的图。
具体实施方式
＝＝＝三端子放大装置＝＝＝
<第一实施方式>
《第三端子放大装置的结构》
图1是表示使用本申请技术方案1以及2中记载的“放大装置”的一实施方式的三端子放大装置100的ECM系统的结构的图。对三端子放大装置100的Vin端子101、Vdd端子102、Gnd端子103外置的部件与图12所示的现有的ECM系统同样，所以赋予同一标号。
图2是表示三端子放大装置100的结构的图。作为与本申请技术方案1的对应，Vin端子101对应于“第一端子”，Vdd端子102对应于“第二端子”，Gnd端子103对应于“第三端子”，负载电阻200对应于“第一电阻元件”，电阻元件104对应于“第二电阻元件”，差动放大器105对应于“差动放大器”，电阻元件107对应于“第三电阻元件”。而且，N型MOSFET106对应于本申请技术方案2中记载的“晶体管”。
Vin端子101是输入直流分量为接地电位(0电位)的交流信号的端子。交流信号是在驻极体电容器203中发生的对应于声音信号的交流电压波形。Vdd端子102是经由外置的电阻值Rl的负载电阻200与电源电压Vdd的电源线201连接的端子。Gnd端子103是接地用的端子。
即，三端子放大装置100与现有的ECM系统中的现有的三端子放大装置900为相同的端子结构，没有必要变更现有的三端子放大装置900的外置电路，而可以组装到ECM系统中。
电阻值Rs的电阻元件104设在Vdd端子102和Gnd端子103之间布线的信号线间。电阻元件104通过与负载电阻200的组合，用于设定N型MOSFET106的漏极-源极电流Ids。
差动放大器105如下构成。首先，正电源端子与Vdd端子102和电阻元件104之间的信号线连接，同时负电源端子与Gnd端子103连接。此外，在非反相输入端子(“一个输入端子”)上从Vin端子101输入交流信号，同时在反相输入端子(“另一个输入端子”)上经由Vdd端子102和电阻元件104之间的信号线反馈对应于交流信号的输出。即，差动放大器105呈现放大增益为“1”的电压输出器结构。
进而，在非反相输入端子和反相输入端子之间，预先生成以输入非反相输入端子的交流信号的接地电位(直流分量)为基准的、超过交流信号的最大振幅级别的正偏移电压Vb。即，在非反相输入端子和反相输入端子之间不生成正偏移电压Vb的情况下，在N型MOSFET106的源极和电阻元件104之间，无法原样再现输入非反相输入端子的交流信号。这是因为电阻元件104的一个端子处于接地的状态，输入非反相输入端子的交流信号作为仅具有正的振幅的半波波形再现。因此，作为在非反相输入端子和反相输入端子之间预先生成的偏移电压Vb，超过输入非反相输入端子的交流信号的最大放大电平。
N型MOSFET106具有用于控制导通/非导通的栅极(“控制电极”)、与Vdd端子102侧的信号线连接的漏极(“第一电极”)、与电阻元件104侧的信号线连接的源极(“第二电极”)，设在Vdd端子102和电阻元件104之间的信号线间，呈现所谓源极接地型的结构。从而，N型MOSFET106的放大增益Av可以由‘电阻值Rl/电阻值Rs决定。此外，将差动放大器105的输出连接到N型MOSFET106的栅极，同时在N型MOSFET106的源极和反相输入端子之间进行连接，从而将差动放大器105的输出反馈到非反相输入端子。
电阻值Rin的电阻元件107设在Vin端子101和非反相输入端子之间的信号线，和Gnd端子103之间布线的信号线间。电阻元件107的电阻值Rin为数100M～数G(Ω)左右，用于将输入非反相输入端子的交流信号的直流分量稳定为接地电位。该电阻元件107也可以置换为二极管元件。即，二极管元件的阳极/阴极间几乎没有电位差，该二极管元件处于高阻抗状态。进而，电阻元件107也可以置换为稳定地为导通状态的晶体管。作为导通状态的晶体管，例如是对栅极供给电源电压的N型MOSFET，或栅极接地的P型MOSFET等，可以等价地作为电阻元件处理。
这样，三端子放大装置100不是像以往的情况那样使用J-FET构成，而是使用差动放大器105构成。而且，三端子放大装置100在Vdd端子102或Vout端子202产生对应于由负载电阻200的电阻值Rl和电阻元件104的电阻值Rs决定的放大增益Av(＝电阻值Rl/电阻值Rs)而放大的交流信号的电压波形。
由于N型MOSFET106为源极接地型，所以在Vdd端子102或Vout端子202出现的交流信号的电压波形与输入非反相输入端子的阶段的交流信号相比相位反转。此外，在Vdd端子102或Vout端子202出现的交流信号的直流分量是从电源电压Vdd减去负载电阻200的压降部分(＝(Rl/Rs)·Vb)。
由于在三端子放大装置100中，不像以往那样使用J-FET，所以不必考虑任何J-FET的电导gm的偏差。电阻值Rl、Rs的偏差在一般的IC处理(process)的情况下被抑制在“±20％”左右，所以与现有的使用J-FET的情况相比，可以降低放大增益的偏差幅度。
此外，由于在三端子放大装置100中不需要J-FET的电导gm的等级(rank)分类，所以可以使制造工序数的降低和成品率稳定化。进而，在J-FET中在高温时容易产生栅极泄漏(gate leak)，这一点也不需要考虑。
进而，在现有的使用J-FET的情况下，由于随着放大增益的增加，漏极饱和电流Idds也增加，所以根据消耗电流的观点而进行放大增益的限制。另一方面，在三端子放大装置100中，基于负载电阻200的电阻值Rl和电阻元件104的电阻值Rs，减少消耗电流的影响并可以调整放大增益。
以上，根据本发明的三端子放大装置100，可以容易地调整放大增益。
《差动放大器》
基于图3说明差动放大器105的详细的结构。
差动放大器105具有差动晶体管对，该差动晶体管对包括：P型MOSFET112(“第一晶体管”)，与用于控制Vin端子101以及非反相输入端子的导通/非导通的栅极(“第一控制电极”)连接；以及P型MOSFET113(“第二晶体管”)，与用于控制N型MOSFET106和电阻元件104的连接点以及反相输入端子的导通/非导通的栅极(“第二控制电极”)连接。在差动晶体管对中，互相的源极共同地连接，在该共同源极连接点，连接栅极偏置且源极连接到Vdd端子的P型MOSFET110的漏极。此外，在差动晶体管对中，在漏极侧连接由N型MOSFET114、115构成的电流镜电路。
差动放大器105中，栅极偏置且源极连接到Vdd端子102的P型MOSFET111，和栅极与电流镜电路的输出(P型MOSFET112和N型MOSFET的连接点)连接且源极连接到Gnd端子103的N型MOSFET116串联连接。此外，P型MOSFET111和N型MOSFET116的连接点与N型MOSFET106的栅极连接。
差动放大器105基于上述结构，呈现如下的动作。即，从负载电阻200流入Vdd端子102的电流被分流为N型MOSFET106的漏极-源极电流Ids和向差动放大器105的偏置电流Is，进而偏置电流Is被分流为P型MOSFET110、111各自的漏极-源极电流Ids。
这里，在差动晶体管对中，根据分别输入非反相输入端子(P型MOSFET112的栅极)和反相输入端子(P型MOSFET113的栅极)的信号电平的比例，分配P型MOSFET110的漏极-源极电流Ids，P型MOSFET112、113中分别流过漏极-源极电流Ids。
由于差动放大器105是电压输出器结构，所以分别输入非反相输入端子和反相输入端子的信号的交流分量为同一振幅。此外，分别输入非反相输入端子和反相输入端子的信号的直流分量中，反相输入端子侧提高预先生成的偏移电压Vb。
从而，在差动晶体管对中，与P型MOSFET113相比，P型MOSFET112中流过少了偏移电压Vb的漏极-源极电流Ids。而且，N型MOSFET116中感应起对应于该漏极-源极电流Ids的差分的栅极-源极间电压Vgs。其结果，在N型MOSFET106的源极和电阻元件104之间的连接点上，呈现与输入非反相输入端子的交流信号相同的信号振幅，并且直流分量从接地电位电平移动了偏移电压Vb的信号。
此外，在N型MOSFET106的源极电压和电阻元件104之间的连接点出现的信号由电阻元件104变换为电流。这里，N型MOSFET106的漏极经由负载电阻200与电源线201连接，负载电阻200中也流过与电阻元件104同样的电流。其结果，在Vout端子202上，出现对于输入非反相输入端子的交流信号相位反转，并且由于放大增益Av(＝Rl/Rs)而放大了振幅的输出信号。输出信号的振幅级别当然可由负载电阻200的电阻值Rl调整。
<偏移电压Vb>
图4是在差动放大器105中构成差动晶体管对的P型MOSFET112、113的示意图。
P型MOSFET112、113在N型硅衬底10上形成P型扩散层的漏极11以及源极12。此外，在N型硅衬底10上在漏极11和源极12之间经由硅氧化膜形成栅极13。一般，栅极13由栅极长度L和栅极宽度W来设定该尺寸。
从而，例如，为了使P型MOSFET112、113各个栅极-源极间电压Vgs自身产生偏离电压，通过使各个栅极13的尺寸不同可以预先生成非反相输入端子和反相输入端子之间的偏移电压Vb。具体来说，例如，与P型MOSFET112相比，只要将P型MOSFET113的栅极-源极间电压Vgs预先设定低就可以。从而，与P型MOSFET112相比，通过将P型MOSFET113的栅极宽度W预先设定长，或将栅极长度L设定短，对各个栅极13中的电流密度赋予差，生成要求的偏离电压Vb。
<第二实施例>
图5所示的三端子放大装置100是对图2所示的三端子放大装置100新设置了电阻元件108、109的情况。图5所示的三端子放大装置100对应于本申请技术方案3中记载的“放大装置”。从而，作为与本申请技术方案3的对应，电阻元件108对应于“第四电阻元件”，电阻元件109对应于“第五电阻元件”。
电阻值Rb的电阻元件108设在N型MOSFET106的源极和反相输入端子之间布线的信号线间。电阻值Ra的电阻元件109设在电阻元件108和反相输入端子之间的信号线与Gnd端子103之间布线的信号线间。
即，差动放大器105不是放大增益为“1”的电压输出器结构，呈现放大增益为“(Ra+Rb)/Ra”的非反相放大器的结构。从而，在将输入非反相输入端子的交流信号的振幅设为X的情况下，在N型MOSFET106的源极和电阻元件104之间的连接点出现的信号的振幅为“(Ra+Rb)/Ra·X”，比图2所示的三端子放大装置100的放大增益高。
差动放大器105中，最好原来对差动晶体管对各自的晶体管的偏置相同，偏离电压Vb的大小在规格上有限制，以便不产生差动输出的失真。从而，偏离电压Vb越低越好。这里，由于图5所示的三端子放大装置100可以比图2所示的三端子放大装置100的放大增益高，所以可以根据电阻元件108的电阻值Rb以及电阻元件109的电阻值Ra减少反相输入端子和非反相输入端子之间所需的偏移电压Vb。
<第三实施方式>
在图2或图5所示的三端子放大装置100中，也可以将N型MOSFET106置换为P型MOSFET、NPN型偶极晶体管、PNP型偶极晶体管。图6表示将图2所示的三端子放大装置100中的N型MOSFET106置换为P型MOSFET119的情况。如图6所示，与N型MOSFET106的情况相比，由于栅极和漏极反转，所以差动放大器105的极性也逆转。
＝＝＝四端子放大装置＝＝＝
<第一实施方式>
图7是表示使用了本申请技术方案4以及5中记载的“放大装置，的一实施方式的四端子放大装置400的ECM系统的结构的图。
图8是表示四端子放大装置400的结构的图。作为与本申请技术方案4的对应，Vin端子401对应于“第一端子”，Vdd端子402对应于“第二端子”，Gnd端子403对应于“第三端子”，Vdd2端子404对应于“第四端子”，负载电阻200对应于“第一电阻元件”，电阻元件405对应于“第二电阻元件”，差动放大器406对应于“差动放大器”，电阻元件408对应于“第三电阻元件”。而且，N型MOSFET407对应于本申请技术方案5中记载的“晶体管”。
Vin端子401是输入直流分量为接地电位(0电位)的交流信号的端子。Vdd端子402是经由外置的电阻值Rl的负载电阻200与电源电压Vdd的电源线201连接的端子。Gnd端子403是接地用的端子。Vdd2端子404连接到与电源电压Vdd独立的电源电压Vdd2的电源线206。
电阻值Rs的电阻元件405设在Vdd端子402和Gnd端子403之间布线的信号线间。
差动放大器406如下构成。首先，正电源端子与Vdd2端子404连接，同时负电源端子与Gnd端子403连接。此外，非反相输入端子(“一个输入端子”)上从Vin端子401输入交流信号，同时在反相输入端子(“另一个输入端子”)上经由Vdd端子402和电阻元件405之间的信号线反馈对应于交流信号的输出。即，差动放大器406呈现电压输出器结构。进而，在非反相输入端子和反相输入端子之间预先产生以输入非反相输入端子的交流信号的接地电位(直流分量)为基准的、超过交流信号的最大振幅级别的正偏移电压Vb。
N型MOSFET407具有：用于控制导通/非导通的栅极(“控制电极”)；连接到Vdd端子402侧的信号线的漏极(“第一电极”)；以及连接到电阻元件405侧的信号线的源极(“第二电极”)，设在Vdd端子402和电阻元件405之间的信号线间，呈现所谓源极接地型结构。从而，N型MOSFET407的放大增益Av可以由‘电阻值Rl/电阻值Rs’决定。此外，通过将差动放大器406的输出连接到N型MOSFET407的栅极，同时在N型MOSFET407的源极和反相输入端子之间进行连接，将差动放大器406的输出反馈到反相输入端子。
电阻值Rin(数100M～数G(Ω)左右)的电阻元件408设在Vin端子401和非反相输入端子之间的信号线，和Gnd端子403之间布线的信号线间，用于将输入非反相输入端子的交流信号的直流分量稳定为接地电位的目的。与电阻元件107同样，也可以置换为二极管元件和导通状态的晶体管。
这里，由于四端子放大装置400与三端子放大装置100基本上结构相同，所以与三端子放大装置100的情况同样得到容易调整放大增益的效果。在四端子放大装置400的结构中，与三端子放大装置100大不相同之处在于设置Vdd2端子404，进而供给差动放大器406的电源电压Vdd2的供给线与经由负载电阻200供给N型MOSFET407的电源电压Vdd的供给线独立。
从而，在三端子放大装置100的情况下，供给差动放大器105的电流Ib不流过负载电阻200，其结果，产生的噪声分量与出现在Vout端子202的波形重叠，但在四端子放大装置400的情况下，从电源线206流向差动放大器406的电流Ib不流过负载电阻200也可以。因此，在四端子放大装置400中，源电压特性优良，同时出现在Vout端子202的波形的S/N比被改善。
<第二实施方式>
图9是表示使用了本申请技术方案6以及7中记载的“放大装置”的一实施方式的四端子放大装置500的ECM系统的结构的图。
图10是表示四端子放大装置500的结构的图。作为与本申请技术方案6的对应，Vin端子501对应于“第一端子”，Vdd端子502对应于“第二端子”，Gnd端子503对应于“第三端子”，Vout端子504对应于“第四端子”，负载电阻505对应于“第一电阻元件”，电阻元件506对应于“第二电阻元件”，差动放大器507对应于“差动放大器”，电阻元件509对应于“第三电阻元件”。而且，N型MOSFET508对应于本申请技术方案7中记载的“晶体管”。
Vin端子501是输入直流分量为接地电位(0电位)的交流信号的端子。Vdd端子502是与电源电压Vdd的电源线201连接的端子。Gnd端子503是接地用的端子。Vout端子504是与负载电阻505和电阻元素506的连接点连接的端子。
差动放大器507如下构成。首先，正电源端子与Vdd端子502连接，同时负电源端子与Gnd端子503连接。此外，非反相输入端子(“一个输入端子”)上从Vin端子501输入交流信号，同时在反相输入端子(“另一个输入端子”)上经由负载电阻505和电阻元件506之间的信号线反馈对应于交流信号的输出。即，差动放大器507呈现电压输出器结构。进而，在非反相输入端子和反相输入端子之间预先产生以输入非反相输入端子的交流信号的接地电位(直流分量)为基准的、超过交流信号的最大振幅级别的正偏移电压Vb。
N型MOSFET508具有：用于控制导通/非导通的栅极(“控制电极”)；连接到负载电阻505侧的信号线的漏极(“第一电极”)；以及连接到电阻元件506侧的信号线的源极(“第二电极”)，设在负载电阻505和电阻元件506之间的信号线间，呈现所谓源极接地型的结构。从而，N型MOSFET508的放大增益Av可以由‘电阻值Rl/电阻值Rs’决定。此外，通过将差动放大器507的输出连接到N型MOSFET508的栅极，同时在N型MOSFET508的源极和反相输入端子之间进行连接，将差动放大器507的输出反馈到反相输入端子。
电阻值Rin(数100M～数G(Ω)左右)的电阻元件509设在Vin端子501和非反相输入端子之间的信号线，和Gnd端子503之间布线的信号线间，用于将输入非反相输入端子的交流信号的直流分量稳定为接地电位的目的。与电阻元件107同样，也可以置换为二极管元件和导通状态的晶体管。
这里，由于四端子放大装置500与三端子放大装置100以及四端子放大装置400基本上结构相同，所以与三端子放大装置100以及四端子放大装置400的情况同样得到容易调整放大增益的效果。在四端子放大装置500的结构中，与三端子放大装置100以及四端子放大装置400大不相同之处在于设置Vout端子504，进而将外置的负载电阻505内置。
从而，在四端子放大装置500的内部，可以根据要求的放大增益预先设定负载电阻505的电阻值Rl和电阻元件506的电阻值Rs的比率。此外，负载电阻505的电阻值Rl和电阻元件506的电阻值Rs的比率，通过在CMOS处理(process)中通过将负载电阻505以及电阻元件506邻接配置等，可以将偏差抑制在百分之几左右。
<第三实施方式>
图11是表示本申请技术方案8中记载的“放大装置”的一实施方式的四端子放大装置500的结构的图。
图11所示的四端子放大装置500是对于图10所示的四端子放大装置500省略了负载电阻505、N型MOSFET508、电阻元件506，同时新设置了电阻元件510、511的情况。作为与本申请技术方案8的对应，电阻元件510对应于“第一电阻元件”，电阻元件511对应于“第二电阻元件”。
在图11所示的四端子放大装置500中，差动放大器507如下构成。首先，正电源端子与Vdd端子502连接，同时负电源端子与Gnd端子503连接。此外，非反相输入端子(“一个输入端子”)上从Vin端子501输入交流信号，同时在反相输入端子(“另一个输入端子”)上经由电阻值Rc的电阻元件510反馈对应于交流信号的输出。此外，将电阻元件510和反相输入端子之间的信号线经由电阻值Rd的电阻元件511与Gnd端子503连接。即，差动放大器507呈现放大增益为“(Rc+Rd)/Rc”的非反相放大器的结构。进而，在非反相输入端子和反相输入端子之间预先产生以输入非反相输入端子的交流信号的接地电位(直流分量)为基准的、超过交流信号的最大振幅级别的正偏移电压Vb。
此外，在图11所示的四端子放大装置500中，Vout端子504上直接连接差动放大器507的输出。
这里，由于图11所示的四端子放大装置500可以基于电阻元件510的电阻值Rc以及电阻元件511的电阻值Rd调整放大增益，所以与上述实施方式同样得到容易调整放大增益的效果。此外，在不设置N型MOSFET508这一点上简化了结构。
<第四实施方式>
在图8所示的四端子放大装置400，和图10、图11所示的四端子放大装置500中，与三端子放大装置100的情况同样，也可以将N型MOSFET407、508置换为P型MOSFET、NPN型偶极晶体管、PNP型偶极晶体管的任何一个。在置换为P型MOSFET或PNP型偶极晶体管的情况下，差动放大器406、507的极性反转。
以上，说明了本发明的实施方式，但上述实施方式用于使本发明容易理解，而不是限定解释本发明。本发明主要不脱离其宗旨，可以得到变更/改良，同时本发明中也包含其等价结构。
例如，三端子放大装置100、四端子放大装置400、500不限定为ECM系统的初级放大器的用途。三端子放大装置100、四端子放大装置400、500在各种控制系统中，可以用作将模拟传感器检测出的模拟信号放大到该控制系统内可处理的电平的初级放大器。

Claims (11)

1.一种放大装置，其特征在于，
该放大装置具有：
第一端子，输入交流信号；
第二端子，经由外置的第一电阻元件与电源线连接；
第三端子，被接地；
第二电阻元件，设置在所述第二端子和所述第三端子之间的信号线间；
差动放大器，正电源端子与所述第二端子和所述第二电阻元件之间的信号线连接，同时负电源端子与所述第三端子连接，反相/非反相输入端子中，在一个输入端子上从所述第一端子输入所述交流信号，同时在另一个输入端子上经由所述第二端子和所述第二电阻元件之间的信号线反馈对应于所述交流信号的输出，在所述一个输入端子和所述另一个输入端子之间，预先生成以所述一个输入端子的接地电位为基准的、超过所述交流信号的最大振幅级别的正偏移电压；以及
第三电阻元件，设在所述第一端子和所述一个输入端子间的信号线与所述第三端子之间的信号线间，将输入所述一个端子的所述交流信号的直流分量稳定为接地电位，
在所述第二端子生成基于所述第一电阻元件以及所述第二电阻元件的电阻值而放大的所述交流信号的电压波形。
2.如权利要求1所述的放大装置，其特征在于，
该放大装置具有晶体管，该晶体管具有在所述第二端子和所述第二电阻元件之间的信号线间用于控制导通/非导通的控制电极、连接到所述第二端子侧的信号线的第一电极、以及连接到所述第二电阻元件侧的信号线的第二电极，
通过将所述差动放大器的输出连接到所述控制电极，同时在所述第二电极和所述另一个输入端子之间进行连接，从而将所述差动放大器的输出反馈到所述另一个输入端子，
在所述第二端子产生根据由所述第一电阻元件的电阻值÷所述第二电阻元件的电阻值确定的放大增益而放大的所述交流信号的电压波形。
3.如权利要求2所述的放大装置，其特征在于，
该放大装置具有：
第四电阻元件，设在所述第二电极和所述另一个输入端于之间的信号线间；以及
第五电阻元件，设在所述第四电阻元件和所述另一个输入端子之间的信号线与所述第三端子之间的信号线间，
使所述一个输入端子和所述另一个输入端子之间必要的所述偏移电压基于所述第四电阻元件以及所述第五电阻元件的电阻值而减少。
4.一种放大装置，其特征在于，
该放大装置具有：
第一端子，输入交流信号；
第二端子，经由外置的第一电阻元件与第一电源线连接；
第三端子，被接地；
第四端子，与第二电源线连接；
第二电阻元件，设在所述第二端子和所述第三端子之间的信号线间；
差动放大器，正电源端子与所述第四端子连接，同时负电源端子与所述第三端子连接，反相/非反相输入端子中，在一个输入端子上从所述第一端子输入所述交流信号，同时在另一个输入端子上经由所述第二端子和所述第二电阻元件之间的信号线反馈对应于所述交流信号的输出，在所述一个输入端子和所述另一个输入端子之间，预先生成以所述一个输入端子的接地电位为基准的、超过所述交流信号的最大振幅级别的正偏移电压；以及
第三电阻元件，设在所述第一端子和所述一个输入端子之间的信号线与所述第三端子之间的信号线间，将输入所述一个端子的所述交流信号的直流分量稳定为接地电位，
在所述第二端子生成基于所述第一电阻元件以及所述第二电阻元件的电阻值而放大的所述交流信号的电压波形。
5.如权利要求4所述的放大装置，其特征在于，
该放大装置具有晶体管，该晶体管在所述第二端子和所述第二电阻元件之间的信号线间具有用于控制导通/非导通的控制电极、连接到所述第二端子侧的信号线的第一电极、连接到所述第二电阻元件侧的信号线的第二电极，
通过将所述差动放大器的输出连接到所述控制电极，同时在所述第二电极和所述另一个输入端子之间进行连接，将所述差动放大器的输出反馈到所述另一个输入端子，
在所述第二端子产生根据由所述第一电阻元件的电阻值÷所述第二电阻元件的电阻值决定的放大增益而放大的所述交流信号的电压波形。
6.一种放大装置，其特征在于，
该放大装置具有：
第一端子，输入交流信号；
第二端子，与电源线连接；
第三端子，被接地；
第一电阻元件以及第二电阻元件，串连连接在所述第二端子和所述第三端子之间的信号线间；
第四端子，与所述第一电阻元件和所述第二电阻元件之间的信号线连接；
差动放大器，正电源端子与所述第二端子连接，同时负电源端子与所述第三端子连接，反相/非反相输入端子中，在一个输入端子上从所述第一端子输入所述交流信号，同时在另一个输入端子上经由所述第一电阻元件和所述第二电阻元件之间的信号线反馈对应于所述交流信号的输出，在所述一个输入端子和所述另一个输入端子之间，预先生成以所述一个输入端子的电位为基准的、超过所述交流信号的最大振幅级别的正偏移电压；以及
第三电阻元件，设在所述第一端子和所述一个输入端子之间的信号线与所述第三端子之间的信号线间，将输入所述一个端子的所述交流信号的直流分量稳定为接地电位，
在所述第四端子生成基于所述第一电阻元件以及所述第二电阻元件的电阻值而放大的所述交流信号的电压波形。
7.如权利要求6所述的放大装置，其特征在于，
该放大装置具有晶体管，该晶体管在所述第一电阻元件和所述第二电阻元件之间的信号线间具有用于控制导通/非导通的控制电极、连接到所述第一电阻元件侧的信号线的第一电极、连接到所述第二电阻元件侧的信号线的第二电极，
通过将所述差动放大器的输出连接到所述控制电极，同时在所述第二电极和所述另一个输入端子之间进行连接，将所述差动放大器的输出反馈到所述另一个输入端子，
在所述第四端子产生根据由所述第一电阻元件的电阻值÷所述第二电阻元件的电阻值决定的放大增益而放大的所述交流信号的电压波形。
8.一种放大装置，其特征在于，
该放大装置具有：
第一端子，输入交流信号；
第二端子，与电源线连接；
第三端子，被接地；
差动放大器，正电源端子与所述第二端子连接，同时负电源端子与所述第三端子连接，反相/非反相输入端子中，在一个输入端子上从所述第一端子输入所述交流信号，同时在另一个输入端子上经由第一电阻元件反馈对应于所述交流信号的输出，在所述一个输入端子和所述另一个输入端子之间，预先生成以所述一个输入端子的接地电位为基准的、超过所述交流信号的最大振幅级别的正偏移电压；
第二电阻元件，设在所述第一电阻元件和所述另一个输入端子之间的信号线与所述第三端子之间的信号线间；
第四端子，与所述差动放大器的输出连接；以及
第三电阻元件，设在所述第一端子和所述一个输入端子之间的信号线与所述第三端子之间的信号线间，将输入所述一个端子的所述交流信号的直流分量稳定为接地电位，
在所述第四端子生成基于所述第一电阻元件以及所述第二电阻元件的电阻值而放大的所述交流信号的电压波形。
9.如权利要求1至8的任何一项所述的放大装置，其特征在于，
所述差动放大器具有差动晶体管，该差动晶体管由与用于控制所述一个输入端子的导通/非导通的第一控制电极连接的第一晶体管、与用于控制所述另一个输入端子的导通/非导通的第二控制电极连接的第二晶体管构成，
使所述第一以及所述第二控制电极各自的尺寸不同而预先生成所述偏离电压。
10.如权利要求1、4、6或8的任何一项所述的放大装置，其特征在于，
将所述第三电阻元件置换为二极管元件或导通状态的晶体管。
11.如权利要求1至10的任何一项所述的放大装置，其特征在于，
将所述第一端子与使驻极体电容麦克风中的一个电极预先带电的驻极体电容器的另一个电极连接，
基于声音信号的所述驻极体电容器的电容值的变化所对应的交流信号被输入所述第一端子。
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Families Citing this family (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7279968B2 (en) * 2005-01-25 2007-10-09 Analog Devices, Inc. Amplifier output voltage swing extender circuit and method
JP2010103842A (ja) * 2008-10-24 2010-05-06 Sanyo Electric Co Ltd 増幅素子
JP2010161475A (ja) * 2009-01-06 2010-07-22 Toshiba Corp アレーアンテナ
WO2011048786A1 (ja) 2009-10-21 2011-04-28 旭化成エレクトロニクス株式会社 ２線式伝送器
CA2864612C (en) * 2012-03-29 2019-09-10 George Townsend Differential amplifier and electrode for measuring a biopotential
US9681211B2 (en) 2013-07-12 2017-06-13 Infineon Technologies Ag System and method for a microphone amplifier
US9357295B2 (en) 2013-10-22 2016-05-31 Infineon Technologies Ag System and method for a transducer interface
CN107408921B (zh) 2015-02-27 2021-02-26 Tdk株式会社 用于麦克风的集成电路布置，系统和用于调整参数的方法
JP7191598B2 (ja) * 2018-09-06 2022-12-19 日清紡マイクロデバイス株式会社 増幅装置
JP7534599B2 (ja) * 2020-05-28 2024-08-15 ミツミ電機株式会社 直流電源装置および電源ラインのノイズ抑制方法

Family Cites Families (20)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3768028A (en) * 1972-03-22 1973-10-23 Optimation Inc A.c.-d.c. amplifier system
JPS525204A (en) * 1975-07-01 1977-01-14 Seiko Epson Corp Hearing aid
JPH0612856B2 (ja) * 1985-09-30 1994-02-16 株式会社東芝 増幅回路
JP2707667B2 (ja) * 1988-12-27 1998-02-04 日本電気株式会社 比較回路
IT1250825B (it) * 1991-07-29 1995-04-21 St Microelectronics Srl Amplificatore,particolarmente amplificatore integrato.
JPH05281972A (ja) * 1992-03-30 1993-10-29 Kawai Musical Instr Mfg Co Ltd 効果装置
US5345185A (en) * 1992-04-14 1994-09-06 Analog Devices, Inc. Logarithmic amplifier gain stage
JPH05333950A (ja) * 1992-06-03 1993-12-17 Nec Corp 定電流回路
JPH069224U (ja) * 1992-07-07 1994-02-04 明 永井 増幅器
JP3046152B2 (ja) * 1992-09-08 2000-05-29 株式会社日立製作所 増幅回路
CN1089768A (zh) * 1993-01-04 1994-07-20 赵杰 宽频带电视天线放大器
FR2743243B1 (fr) * 1995-12-29 1998-01-30 Thomson Multimedia Sa Circuit de traitement numerique a controle de gain
US6268770B1 (en) 1998-07-17 2001-07-31 Anthony T. Barbetta Wide bandwidth, current sharing, MOSFET audio power amplifier with multiple feedback loops
JP3805543B2 (ja) * 1998-11-19 2006-08-02 三菱電機株式会社 半導体集積回路
US6064261A (en) * 1999-04-23 2000-05-16 Guzik Technical Enterprises Write amplifier with improved switching performance, output common-mode voltage, and head current control
JP2001102875A (ja) * 1999-10-01 2001-04-13 Hosiden Corp 半導体増幅回路及び半導体エレクトレットコンデンサマイクロホン
US6433611B1 (en) * 2000-03-24 2002-08-13 Sige Microsystems Inc. Voltage level shifting circuit
JP2002026664A (ja) * 2000-07-10 2002-01-25 Toshiba Microelectronics Corp 増幅回路
JP2003243944A (ja) 2002-02-15 2003-08-29 Sanyo Electric Co Ltd 高入力インピーダンス増幅器及びエレクトレットコンデンサマイクロフォン用の半導体集積回路。
JP3696590B2 (ja) 2002-11-25 2005-09-21 東光株式会社 定電圧電源

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US7224226B2 (en) 2007-05-29
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