CN1702953A - 马达控制设备以及使用它的电器 - Google Patents

Abstract

本发明涉及马达控制设备以及使用它的电器，其中马达控制设备的微处理器在预定的采样周期上从过零检测部分采集过零检测信号并从电流检测部分采集负载电流。处理器获得每个采样周期的负载电流瞬时值并从正弦函数值表中获得对应的正弦函数值以计算负载电流瞬时值的补偿值。处理器也通过累加该补偿值采样的预定的次数计算负载电流补偿总值并将负载电流补偿总值与负载电流参考值进行比较以获得它们的差值。响应该差值，确定给开关元件的触发信号的输出定时的延迟时间的指令值被改变以使马达的功耗降低到规定的范围之内。

Description

马达控制设备以及使用它的电器

技术领域

一般地本发明涉及一种马达控制设备，具体的说，涉及一种控制AC(交流)驱动型马达的操作的设备和具有这种马达控制设备的电器。

背景技术

在AC驱动型马达中，它的功率控制一般基于流经马达的负载电流值实施。然而，由于马达的绕组的电感性，在电压和电流之间可能产生相位差。此外，绕组的阻抗也分别在马达中变化。即使流经各自马达的负载电流相同，仍然可以观察到由于上文所述的相位差引起的在马达中的功耗的变化。因此，即使将规定的相同电压应用到相应的马达中仍然需要调节马达功耗的变化。

一般采取的调节这种功耗的方法是通过公知的方法检测电流和电压并基于所检测的电流和电压调节功耗中的变化。根据这种方法，因为电流和电压的检测是不可避免的，因此电路结构较复杂。

发明内容

因此，本发明的一个目的是，即使在马达中的绕组的阻抗变化时，通过使用简化的马达控制电路结构，仍然能够有效地降低马达的功耗的变化。

为实现上述的目的，提供一种控制交流驱动型马达的操作的马达控制设备包括：

通过触发信号启动的开关元件；

被构造成检测施加到马达上的交流电源电压的过零点的过零检测部分；

被构造成检测流经马达的负载电流的电流检测部分；和

与过零检测部分和电流检测部分关联的控制部分，其被构造成将触发信号输送给开关元件，该控制部分包括，

通过在预定的采样周期采样由电流检测部分检测的负载电流获得负载电流瞬时值的第一装置，

响应负载电流的预定采样周期输出正弦函数值的函数值输出装置，

总值计算装置，基于来自第一装置的负载电流瞬时值和来自函数值输出装置的正弦函数值获得负载电流瞬时值的补偿值，以通过累加该补偿值采样的次数计算负载电流补偿总值，和

定时确定装置，通过将负载电流补偿总值与负载电流参考值进行比较获得一差值，以响应该差值确定给开关元件的触发信号的输出定时以使马达的功耗落在预定的范围内。

附图说明

结合附图，通过下文对本发明的当前优选的实例性实施例的详细描述将会清楚且更加容易理解本发明的这些和其它目的和优点：

附图1所示为根据本发明的第一实施例的马达的控制设备的电路结构的方块图；

附图2所示为在附图1中的相应的部分的电压波形、电流波形和信号波形的视图；

附图3所示为在第一实施例中使用的正弦函数值表的视图；

附图4所示为在附图1中所示的控制部分的方块图；

附图5所示为通过第一实施例的微处理器执行的主程序的流程图；

附图6所示为通过第一实施例的微处理器执行的电流检测程序的流程图；

附图7所示为通过第一实施例的微处理器执行的触发信号输出程序的流程图；

附图8所示为通过第一实施例的微处理器执行的过零程序的流程图；

附图9所示为在附图6中所示的电路检测程序的改进的流程图；

附图10所示为根据本发明的第二实施例的电真空吸尘器的透视图；

附图11所示为在附图10中所示的真空吸尘器的操作的过程中在电功率设定值和电阈值的变化被设定为参数时在电鼓风机的进气气流量和总功率值之间的关系的曲线图；

附图12所示为在第二实施例中使用的数据表的视图；

附图13所示为在第二实施例中的微处理器的过零程序的流程图；和

附图14所示为在第二实施例中的过零程序的改进的流程图。

具体实施方式

现在参考附图更详细的描述本发明。然而，相同的标号应用于附图中类似的元件，因此，不再重复对它们的详细描述。

(第一实施例)

参考附图1描述第一实施例。附图1所示为马达控制设备100。开关元件1例如双向三端可控硅(下文称为TRIAC)、电流检测部分3、电流熔丝和AC驱动型马达7都与商用AC电源9串联连接。TRIAC1以触发信号启动，并且可以通过也以触发信号驱动的其它的元件替换。

马达7是一种通用型马达，它包括具有整流器的电枢7a和场绕组7b，7c。电流检测部分3包括例如用于检测通过马达7的负载电流的电流互感器或分流电阻。施加到马达7上的AC电压的过零点通过过零检测部分11检测。

从附图1中可以看出，控制部分13包括微处理器15、存储器17和I/O端口19。I/O端口19配备有A/D转换功能。在存储器17中，在功能上操作微处理器15的控制程序和包括通过微处理器15实施操作所需的几种常数的数据都被事先存储。存储器17包括临时地存储来自微处理器15的数据的数据区和用于微处理器15的工作区。

通过电流检测部分3检测的检测电流在通过全波整流器21进行全波整流之后馈送给I/O端口19。然后，在I/O端口19采集到检测电流时，通过I/O端口19的A/D功能将经全波整流的检测电流从模拟值转换为数字值。通过过零检测部分11检测的过零检测信号也输入到I/O端口19。

参考电压源23和操作部分25也提供给马达控制设备100。来自参考电压源23的A/D参考电压和来自操作部分25的指令信号分别输入给I/O端口19。因此，检测电流、过零检测信号、参考电压和指令信号分别输入给控制部分13，然后控制部分13将触发信号输出给TRIAC1的控制极。

在马达控制设备100中，在以如附图2的(c)中所示的定时将来自商用AC电源9的具有如附图2的(a)中所示的波形的电源电压施加到TRIAC1上并将来自控制部分13的触发信号施加到TRIAC1的控制极上时，以触发信号实施TRIAC1直到电源电压的极性反向并且在附图2的(d)中所示的电压施加在马达7的端子之间。

这时，在附图2的(b)中所示的过零检测信号输入到控制部分13的I/O端口19中。通过电流检测部分3检测的并通过全波整流器21全波整流的负载电流检测波形在附图2的(e)中示出。导电角φ(％)通过下式计算：

φ＝{(Tv/2)-t}/(Tv/2)×100      ……(1)

其中Tv(sec)是电源电压的周期，t(sec)是在电源电压接近过零点之后直到输出触发信号的时间。下文中，将时间t(sec)称为延迟时间。

参考附图4描述通过控制部分13实施的每种功能。控制部分13包括用于负载电流的瞬时值采集部分31、函数值输出部分33、总值计算部分35和定时确定部分37。瞬时值采集部分31采集在预定的采样周期中通过电流检测部分3检测的负载电流瞬时值In，并将该负载电流瞬时值In输出给总值计算部分35。函数值输出部分33根据采集负载电流瞬时值In的次数采集的正弦函数值An，并将该正弦函数值An输出给总值计算部分35。

总值计算部分35通过将负载电流瞬时值In乘以正弦函数值An来计算用于负载电流瞬时值In的补偿值Jn。总值计算部分35通过累加补偿值Jn等于采样负载电流瞬时值In的次数的次数进一步计算负载电流补偿总值Jsum，并将该负载电流补偿总值Jsum输出给定时确定部分37。定时确定部分37比较负载电流补偿总值Jsum和预定的负载电流参考值Jg以获得它们之间的差值。定时确定部分37基于该差值进一步计算用于延迟时间的指令值Ts并根据指令值Ts输出触发信号。

如附图5所示，控制部分13根据事先存储在存储器17中的控制程序实施主程序。在步骤S1中，执行初始化过程。在步骤S2中，在检测来自操作部分25的指令信号时，采用是-路径并在步骤S3中设定负载电流参考值Jg。否则，采用否-路径并重复步骤S2。在步骤S4中，将指令值Ts设定为值(2×Tv/5)，并将延迟时间的初始设定值例如设定到Tf(Ts＞Tf)。因此，通过公式(1)计算的TRIAC1的导电角φ是20(％)。

在步骤S5中，指令值Ts与延迟时间的初始设定值Tf进行比较并在指令值Ts大于延迟时间的初始设定值Tf时采用否-路径。在步骤6中将指令值Ts减去α，然后执行步骤5。重复步骤5和6直到指令值Ts达到延迟时间的初始设定值Tf，由此逐渐增加馈送给附图1中所示的马达7的电源电压以实施所谓的软启动。在步骤5中在指令值Ts达到延迟时间的初始设定值Tf时，采用是-路径并在步骤7中执行主循环。

在主循环的执行下，瞬时值采集部分31以定时器(未示)有规律地实施在附图6中所示的电流检测程序。

下文描述通过瞬时值采集部分31执行的电流检测程序。

在步骤S11中，对实施电流检测程序的次数进行计数。电流检测程序的执行与电流采样的执行相同，因此，定时器设定了电流采样周期。例如，在50Hz的交流电源下采样周期设定为0.2msec，在交流电源的一个周期(20msec)下实施电流采样100次。因此，可以理解的是，在执行电流检测程序的次数计数到100次时，完成了交流电源电压的一个周期。

进一步在步骤S12中，瞬时值采集部分31从I/O端口19接收负载电流瞬时值In，以及在步骤S13中，函数值输出部分33基于计数值(执行电流检测程序的次数)从在附图3中所示的存储器17中存储的正弦函数值表27中获得对应的正弦函数值An。

如附图3所示，在每个角度差{θ(n)-θ(n-1)}上正弦函数值分别设定在正弦函数值表27中。角度差{θ(n)-θ(n-1)}通过表达式(360°/(Tv/Ti))表示，其中Ti是电流采样周期。例如，在交流电源是50Hz并且Ti是0.2(msec)时，每3.6度的正弦值设定在表27中作为正弦函数值An。

在电源电压的一个周期中可以将正弦函数值An设定在表27中。然而，由于在第一半周期的电源电压中的正弦函数值An的绝对值可以与在后续的半周期中的绝对值相同，因为在第一半周期中的正弦函数值可以被设定在正弦函数值表27中，然后在后续半周期中的正弦函数值可以从在表27中的正弦函数值中获得。重复这种操作以获得正弦函数值。

例如，如果采样周期Ti是0.2(msec)，则正弦函数值A1-A50分别设定在正弦函数值表27中。如果执行电流检测程序(电流采样周期)的次数的计数值是1，则在正弦函数值A1从表27中获得时，如果计数值是51，则从表27中获得相同的正弦函数值A1。

从附图6中可以看出，在步骤S14中，总值计算部分35通过将负载电流瞬时值In和正弦函数值An乘在一起计算用于负载电流瞬时值In的补偿值Jn。如上文所述地重复这个计算操作。在步骤S15中，将通过计算操作分别计算的补偿值Jn相加以获得负载电流补偿总值Jsum。例如，如果计算周期是电源电压(50Hz)的一半周期并且采样周期Ti是0.2(msec)，即20(msec)/2/0.2(msec)＝50，则将从电源电压的一个过零点到下一过零点的50次的计算的补偿值Jn相加。此外，例如，如果计算周期是电源电压(50Hz)的一个周期，则将电源电压的从第一过零点到第三过零点(一个周期)的100次计算的补偿值Jn相加。此后，将该操作返回到在附图5中所示的步骤S7(主循环)。

在步骤S7中的主循环的处理的执行下，在基于来自过零检测部分11的过零检测信号检测到过零点时，控制部分13实施如附图7中所示的过零程序。在过零程序中，定时确定部分37确定指令触发信号的输出定时的延迟时间的指令值Ts。

参考附图7描述指令值Ts的确定过程的具体实例。在步骤S21中，定时确定部分37将负载电流参考值Jg与负载电流补偿总值Jsum进行比较。在负载电流参考值Jg和负载电流补偿总值Jsum之间的差值在ΔJ1内时，采用是-路径并维持电流指令值Ts。否则，采用否-路径。在步骤S24和S25中时，对检测电流的执行次数的计数的计数器清零并也对负载电流补偿总值Jsum清零。然后，清零延迟定时器并使其在步骤S26中重新启动，并将该操作返回到执行主循环的步骤S7中。在这种情况下，通过马达控制设备100确定马达7在预先设定的功耗范围内。

在步骤S22中，在通过从负载电流参考值Jg中减去负载电流补偿总值Jsum获得的值大于ΔJ1时，采用是-路径。指令值Ts在步骤S27中减小γ，然后执行上述的步骤S24、S25和S26。在这种情况下，通过马达控制设备100确定马达7的功耗在预设的范围下。因此，TRIAC1的导电角φ增加以使施加到马达7上的电功率可以增加。

在步骤S22中采用否-路径时，在步骤S23中使指令值Ts增加β。此后，执行上述的步骤S24、S25和S26。在这种情况下，通过马达控制设备100确定马达7的功耗在预先设定的范围之上。因此，TRIAC1的导电角φ减小以使施加到马达7上的电功率可以降低。

最后，定时确定部分54通过在步骤S26中已经清零的延迟定时器(未示)从过零点对延迟时间进行计数，并如附图8所示规则地执行触发信号输出程序。在步骤S31中，在延迟定时器的计数值没有达到指令值Ts时，采用否-路径并将操作返回到步骤S7。否则，采用是-路径并在步骤S32中将触发信号输出给TRIAC1，并将该操作返回到步骤S7。

在上述的实施例中，马达控制设备100基于负载电流瞬时值In和基于交流电源电压的过零点设定的正弦函数值An计算负载电流补偿总值Jsum。因此，负载电流补偿总值Jsum是考虑了在电源电压波形和负载电流波形之间的相位差计算的负载电流数据。

此外，马达7的功耗受根据在负载电流补偿总值Jsum和预定的负载电流参考值Jg之间的差值通过确定用于触发信号的延迟时间的指令值Ts控制。在已有技术中，由于在相应的马达的绕组发生了变化的缘故，因此在电源电压波形和负载电流波形之间相位差发生了变化，结果，马达中的功耗发生了变化。在这种情况下，本实施例的马达控制设备100可以将低在马达中的功耗的变化。

一般地，与在微处理器15的计算过程相比，A/D转换处理需要时间。然而，马达控制设备100可以实施功耗的控制，这可以反映在一个相对较短的时间内在电源波形和负载电流波形之间的相位差。这是因为本实施例的马达控制设备100仅执行电流值的A/D转换处理。

此外，在上述的实施例中，通过将在预定的采样周期(例如电源电压的一半周期)中的相应的负载电流瞬时值In的补偿值Jn相加而获得的负载电流补偿总值Jsum。因此，即使负载电流瞬时值In受到在采样周期中的电噪声的不利影响，所计算的负载电流补偿总值Jsum仍然不会受到较大的影响。

此外，可以简化这个实施例的马达控制设备100的结构。这是因为除了过零检测部分11和电流检测部分3之外不需要利用检测马达的物理量的特定装置。

在上述的函数值输出部分33中，从正弦函数值表27中获取正弦函数值An。然而，不限于这种方法，因此，可以给微处理器15提供专用的正弦函数值计算器。也可以通过专用的正弦函数值计算器在每个采样周期中连续地计算正弦函数值An。

在上述的控制部分13中，通过在电源电压的过零点的检测和给TRIAC1的触发信号的输出之间的周期(非导电周期)中通过规则地执行电流检测程序也可以获得负载电流瞬时值In。然而，在这个周期(非导电周期)中可能停止电流检测程序的执行。因为在这个周期中停止给马达的电源电压的输送，因此在理论上负载电流为零。与这个理论值相反，由于电噪声的缘故，负载电流瞬时值In在实际中可能不变为零。因此，可能存在的情况是，在这个周期中的负载电流补偿总值Jsum也不为零。然而，如上文所描述，如果在这个周期(非导电周期)的过程中停止电流检测程序的执行，则由电噪声引起的在负载电流补偿总值Jsum中的误差可以肯定地变为零，因为在这个周期中不产生负载电流瞬时值In。

附图9示出了上述的控制。附图9所示为基于上述描述的电流检测程序的流程图。在步骤S41中，对执行电流检测程序的次数进行计数。在步骤S42中，通过将在步骤S41中的计数值与负载电流瞬时值In的检测周期(采样周期)相乘获得的经过时间和用于延迟时间的指令值进行比较。在经过的时间小于指令值Ts时采用是-路径。该操作返回到步骤S7。否则，采用否-路径。负载电流瞬时值采集部分31在步骤S43中通过I/O端口19接收负载电流瞬时值In，并将负载电流瞬时值In输出给总值计算部分35。函数值输出部分33在步骤S44中基于电流检测程序的执行次数的计数值从正弦函数值表27中获得正弦函数值An，并将该正弦函数值An输出给总值计算部分35。然后，在步骤S45中总值计算部分35通过将负载电流瞬时值In乘以正弦函数值An计算补偿值Jn。在步骤S46中，通过将直到那时获得的补偿值Jn相加获得负载电流补偿总值Jsum，并将操作返回到步骤S7。

如上文所述，通过上述的电流检测程序的执行，基于在从触发信号的输出到电源电压的下一过零点的检测的周期(TRIAC的导电周期)中获得的负载电流瞬时值In和正弦函数值An计算补偿值Jn，并通过将直到那时获得的补偿值Jn相加最终获得负载电流补偿总值Jsum。

这个操作可以改善以在电源电压的连续过零点之间的半周期为单元计算的负载电流补偿总值Jsum的精度。结果，也可以改善马达7的功耗的变化。此外，微处理器15的工作负载降低，并且因此微处理器15也可以实施其它的操作。

应该注意，在附图9中所示的定时上不需要执行步骤S42。在步骤S46的执行之前的任何定时上可以执行步骤S42(负载电流补偿总值Jsum的计算)。具体地，与在微处理器15内的算术操作相比，由于需要时间实施A/D转换处理，因此优选在执行步骤S43之前执行步骤S42。

在上述的实施例中，提供全波整流器21对通过电流检测部分3检测的波形进行全波整流以产生如附图2的(e)所示的整流的负载电流检测波形，并在电源电压的每半个周期上通过在规定的采样周期上采样整流的负载电流检测波形计算负载电流补偿总值Jsum。然而，并不限于上述的操作。可以实施下面的处理，即代替全波整流器21而是用二极管对通过电流检测部分3检测的波形进行半波整流以产生通过附图2的(e)的虚线指示的负载电流检测波形，并使用这个负载电流检测波形在电源电压的每半个周期上通过以规定的采样周期采样计算负载电流补偿总值Jsum。发明人已经证实，即使基于上文所述的半波整流的负载电流检测波形计算负载电流补偿总值Jsum，仍然可以没有任何障碍地获得这个实施例的效果。

此外，在不使用电路元件比如二极管的情况下，通过软件处理(程序)在使用全波整流器的条件下可以每隔半个周期计算负载电流补偿总值Jsum。为在电流检测程序中实现这个处理，首先计算在第一半周期中的负载电流补偿总值Jsum。在该第一周期后接着的第二半周期中，不计算负载电流补偿总值Jsum，因此该操作返回到主程序。

如上文所述，由于每隔半个周期计算负载电流补偿总值Jsum，因此微处理器15的工作负载降低，因此微处理器15可以实施其它的操作。

在上述的第一实施例中，对应于在电源电压的半周期中采样的次数的正弦函数值A1-An被设定在正弦函数值表27中。然而，在本实施例中，并不限于表27，因此对应于在至少1/4周期中采样的次数的正弦函数值A1-An可以被设定在正弦函数值表27中。由于基于正弦波确定正弦函数值A1-An，因此如果在1/4周期中的正弦波值A1-An被设定在正弦函数值表27中，通过后面的处理函数值输出部分33可以在一个周期中输出正弦函数值A1-An。函数值输出部分33首先在第一1/4周期中顺序地输出正弦函数值A1-An，然后在第二1/4周期中顺序地输出正弦函数值An-A1。函数值输出部分33进一步在第三1/4周期中顺序地输出正弦函数值A1-An，然后在剩下的1/4周期中最终顺序地输出正弦函数值An-A1。通过上述的方法，在正弦函数值表27中设定的数据量减小并且由此可以节省存储器17的存储区。

在上述的实施例中，通过控制部分13的瞬时值采集部分31、函数值输出部分33、总值计算部分35和定时确定部分37实施的处理可以通过在存储器17中存储的软件(程序)执行。通过电路结构而不是软件(但它具有通过软件执行的功能)也可以实施它。

(第二实施例)

在这个实施例中，描述上述的第一实施例(马达控制设备)应用于其中的电器，例如真空吸尘器。

如附图10所示，真空吸尘器51包括其上表面打开的下壳体53、上壳体55、缓冲器57和盖子59。下壳体53的后部分通过上壳体55关闭。缓冲器57夹在下壳体53的周边边缘和上壳体55之间并与其连接。盖子59可旋转地设置在下壳体53的前面部件以打开和关闭前面部件。

袋状过滤器61(下文称为过滤器)和电鼓风机63串联地位于真空吸尘器51的里面。通过鼓风机63产生的气流通过过滤器61输送以将灰尘与气流分离。

小脚轮(未示)在向前方向上提供在真空吸尘器51的前面部件的后表面上，并且一对从动轮65分别提供在真空吸尘器51的后部部件的相对侧上。

进气口67形成在真空吸尘器51的前壁的中心上以将空气从外面送入真空吸尘器51的里面。可延伸的柔性圆柱软管69的一端可分离并流体连通地连接到进气口67，而另一端流体连通地固定到抓握部分71。

抓握部分71包括多个操作按钮73，每个操作按钮73有选择性地操作以指令包括停止模式的电鼓风机63的操作模式中的一种模式。抓握部分71进一步包括在清洁时通过操作员抓握的手持部分75。可延伸的管77的一端可分离地连接到抓握部分71的另一端以使可延伸的管77通过抓握部分71与圆柱软管69流体连通。可延伸的管77包括具有更大直径的第一管77a和可滑动地插入到第一管77a中的具有更小的直径的第二管77b。管77通过对着第一管77a滑动第二管7b而延伸。如附图10所示，地板刷79分离地连接到可延伸的管77的另一端。地板刷79具有开口，在地板上的灰尘通过该开口与气流一起进入真空吸尘器51。

在真空吸尘器51的里面，安装了在其上在功能上实现电鼓风机的控制设备的电路板。电鼓风机控制设备的结构在一个实施例中与在附图1中的马达控制设备100基本相同。然而，在本实施例中，使用包括具有风扇(未示)的马达7(而不仅仅是只有马达7)的电鼓风机63，并也使用抓握部分71，而不使用操作部分25。

在本实施例中的电鼓风机控制设备中，在附图12中所示的数据表81存储在附图1的存储器17中。在数据表81中，n+1、U0、U1、U2、…、Un(Un＜…＜U2＜U1＜U0)的延迟时间设定值被设定在第一列中作为延迟时间的指令值Ts(触发信号的输出定时)，n、X1、X2、X3、…、Xn(Xn＞…，＞X3＞X2＞X1)的负载电流参考值设定在第二列中作为对应于指令值Ts的延迟时间设定值的第一负载电流参考值Jg1，以及n、Y1、Y2、Y3、…、Yn(Yn＞…，＞Y3＞Y2＞Y1)的负载电流参考值也设定在第三列中作为第二负载电流参考值Jg2。如附图11所示，在第一负载电流参考值Jg1和第二负载电流参考值Jg2之间的相对值大小的关系如下：

X1＜X2＜Y1＜X3＜Y2＜X4＜Y3＜X5＜，...，Xn＜Yn-1＜Yn

下文描述真空吸尘器51的操作。

在电鼓风机控制设备中，控制部分13输出触发信号给TRIAC1以驱动鼓风机63。在过滤器61没有收集灰尘时，控制部分13从数据表81中选择值U0并设定值U0作为指令值Ts。这时，例如，电鼓风机63的操作点以如附图11所示的字符A指示。

在这种状态下，电鼓风机63被驱动，并且因此清洁操作开始以通过过滤器61收集灰尘。在清洁操作进行时，在过滤器61内收集的灰尘增加，因此过滤器61的气流阻力增加，导致电鼓风机63的进气量减少。响应这种气流量的降低，负载电流补偿总值Jsum从操作点A朝负载电流参考值X1逐渐降低。

在负载电流补偿总值Jsum低于负载电流参考值X1时，延迟时间的指令值Ts(触发信号的输出定时)从值U0改变到值U1(U0＞U1)。通过这种操作，TRIAC1的导电角增加，因此电鼓风机63的进气量增加。这时，负载电流补偿总值Jsum变为值Y1并且电鼓风机63的功耗也增加。

这之后，随着清洁操作的继续进行，过滤器61的气流阻力也进一步增加，因此电鼓风机63的进气量进一步减小。这时，负载电流补偿总值Jsum朝负载电流参考值X2降低。

在负载电流补偿总值Jsum将低到负载电流参考值之下时，延迟时间的指令值Ts从值U1改变到值U2(U1＞U2)。通过这种操作，TRIAC1的导电角进一步增加，并且电鼓风机63的进气量进一步增加。这时，负载电流补偿总值Jsum变为值Y2，电鼓风机63的功耗进一步增加。

从上文的描述中可以理解，随着清洁操作的继续进行，在负载电流补偿总值Jsum分别低于负载电流参考值X1、X2、X3、X4…时，指令值Ts改变到相应的值U0、U1、U2、U3、…。在负载电流补偿总值Jsum最终变为低于负载电流参考值Xn之下并因此指令值Ts变为值Un时，即使负载电流补偿总值Jsum进一步降低到该值之下，指令值Ts仍然不改变，确定在过滤器61中收集到了足够的灰尘。在这种情况下，在负载电流补偿总值Jsum进一步降低到规定的参考值之下时，通过LED(光发射二极管)的指示例如确定过滤器61是满的催促操作员更换过滤器61。

也是在上述的第二实施例中，将计算的负载电流补偿总值Jsum与预定的负载电流参考值Jg1进行比较以获得在其间的差值并基于该差值改变指令值Ts，因此电鼓风机63的功耗下降到规定的范围内。在这种情况下，响应电鼓风机63的进气气流量，改变负载电流参考值Jg1并也因此也改变功耗的规定范围。

参考附图13，下文描述通过控制部分13指示鼓风机63的控制的过零操作程序。

定时确定部分37在步骤S51中确认当前的指令值Ts并在步骤S52中获得对应于当前的指令值Ts的负载电流参考值Jg1。在步骤S53中，将在步骤S52中获得的负载电流参考值Jg1与负载电流补偿总值Jsum进行比较，在负载电流补偿总值Jsum大于负载电流参考值Jg1时采用是-路径。否则，采用否-路径。在步骤S54和S55中，对电流检测的执行次数进行计数的计数器被清零并也对负载电流补偿总值Jsum清零。然后，在步骤S56中使延迟定时器清零并重新启动，操作返回到步骤S7，在步骤S7中执行主循环。在步骤S53中采用否-路径时，在数据表81中指令值Ts降低一个步幅。例如，如果指令值Ts是值U0，则值U0改变到值U1。在这之后，次续执行上述的步骤S54、S55、S56，并且操作返回到步骤S7。

正如所描述，也是在第二实施例中，电鼓风机63的功耗可被控制，考虑在电源的电压波形和负载电流波形之间的相位差，因此第二实施例实现了与第一实施例类似的效果。

此外，在第二实施例中，基于在过滤器61中的灰尘量，计算负载电流补偿总值Jsum，并改变延迟时间的指令值Ts和负载电流参考值Jg1，由此将电鼓风机63的功耗控制在预定的适当范围内。因此，真空吸尘器51的吸气能力可以维持在适当的水平上。此外，即使在电鼓风机中的绕组的阻抗发生了变化，仍然可以使真空吸尘器的吸气能力的变化最小。

进一步，在第二实施例中，定时确定部分37响应时间的指令值Ts从具有n个负载电流参考值X1、X2、X3、…、Xn的数据表81中获得负载电流值Jg1。然而，通过下面的公式可以采取定时确定部分37输出触发信号的方法：

Xn＝X1+K*(n-1)*Ts

其中Xn是第n个负载电流参考值，X1是第一负载电流参考值，K是从实验结果中获得的常数。

在上述的第二实施例中，基于假设随着在过滤器61中的灰尘量增加并且过滤器61的气流阻力也增加时所计算的负载电流补偿总值Jsum降低的前提下，执行控制。然而，也可以考虑，由于在清洁操作过程中在地板刷89和地板之间的接触关系和软管69的弯曲度的缘故，气流阻力降低，进气气流量急剧增加。考虑这种操作条件，要求使用不同于在附图11和12中示出的第一负载电流参考值Jg1(Xn)的第二负载电流参考值Jg2(Yn)。

例如，如果在电鼓风机63的操作点处于附图11中所示的操作点B时负载电流补偿总值Jsum变得高于负载电流参考值Y3，则从U3到U2改变确定输出触发信号的定时的指令值Ts，因此TRIAC1的导电角降低，导致电鼓风机63的进气气流量降低。在这个时刻，负载电流补偿总值Jsum变为X3，并且电鼓风机63的功耗降低。

参考附图14更详细地描述上述的操作。

在附图14中所示的程序是其中步骤S68和S69都增加到如附图13中所示的程序的过零程序。在这个程序中，在附图14中的步骤S61、S63-S67都与在附图13中的步骤S51、S53-S57相同。在步骤S62中，获得第一和第二负载电流参考值Jg1和Jg2，而在步骤S52中仅仅获得第一负载电流参考值Jg1。

在附图14中的步骤S68中，在负载电流补偿总值Jsum大于或等于负载电流参考值Jg2时，采用是-路径，并且如果指令值Ts是U3例如在步骤S69中，将指令值Ts从U3到U2增加一个步幅。从定时确定部分37中输出触发信号的延迟时间变得更长。在步骤S68中采用否-路径时，执行步骤S64。已经描述了在步骤S64、S65和S66中的操作，因此不重复这些操作。如上文所述，在这个程序中，计算负载电流补偿总值Jsum，并响应在过滤器61中的灰尘量，改变指令值Ts、第一和第二负载电流参考值Jg1和Jg2。电鼓风机63的功耗因此被控制在规定的适当范围内。

在上述的实施例中，不需要将指令值Ts的间隔ΔUn(Un-Un-1)设定为恒定。第一和第二负载电流参考值Jg1和Jg2的间隔ΔXn(Xn-Xn-1)和间隔ΔYn(Yn-Yn-1)也同样。基于要控制的马达的不同使用可以设定它。

此外，在上述的第二实施例中，本发明应用到真空吸尘器。然而，本发明也可以应用到使用马达控制的电器，例如电烹饪设备、电机工具等。

参考特定的实施例已经描述了本发明。然而，基于本发明的原理的其它实施例对于本领域的普通技术人员是显然的。因此希望权利要求涵盖这些实施例。

Claims (8)

1.一种控制交流驱动型马达的操作的马达控制设备，包括：

通过触发信号启动的开关元件；

被构造成检测施加到马达上的交流电源电压的过零点的过零检测部分；

被构造成检测流经马达的负载电流的电流检测部分；和

与过零检测部分和电流检测部分关联的控制部分，其被构造成将触发信号输送给开关元件，该控制部分包括，

通过在预定的采样周期采样由电流检测部分检测的负载电流获得负载电流瞬时值的第一装置，

响应负载电流的预定采样周期输出正弦函数值的函数值输出装置，

总值计算装置，基于来自第一装置的负载电流瞬时值和来自函数值输出装置的正弦函数值获得负载电流瞬时值的补偿值，以通过累加该补偿值采样的次数计算负载电流补偿总值，和

定时确定装置，用于通过将负载电流补偿总值与负载电流参考值进行比较获得一差值，以响应该差值确定给开关元件的触发信号的输出定时以使马达的功耗落在预定的范围内。

2.根据权利要求1所述的设备，其中该总值计算装置将触发信号首先输出给马达，然后计算负载电流瞬时值的补偿值。

3.根据权利要求1所述的设备，其中该总值计算装置在施加到马达上的交流电源电压的至少每半个周期上计算负载电流补偿总值。

4.根据权利要求1所述的设备，其中控制部分包括具有正弦函数值的正弦函数值表，该正弦函数值的数量等于在比给马达的交流电源电压的周期更短的周期和比交流电源电压的1/4周期更长的周期之间的负载电流的采样次数，以及函数值输出装置响应负载电流的采样周期从正弦函数值表中读出对应的正弦函数值以在交流电源电压的周期内重复地输出对应的正弦函数值。

5.根据权利要求1所述的设备，其中在负载电流补偿总值小于负载电流参考值时，定时确定装置事先将触发信号的输出定时提交给开关元件。

6.根据权利要求1所述的设备，其中控制部分包括多个负载电流参考值，通过控制部分对应于触发信号的每个输出定时预先设定每个负载电流参考值。

7.根据权利要求1所述的设备，其中控制部分包括多个负载电流参考值，并且定时确定装置响应触发信号的输出定时的改变一个接一个地改变负载电流参考值。

8.一种电器，包括：

交流驱动型马达；

通过马达驱动的操作部分；和

马达控制设备，包括，

通过触发信号启动的开关元件；

被构造成检测施加到马达上的交流电源电压的过零点的过零检测部分；

被构造成检测流经马达的负载电流的电流检测部分；和

与过零检测部分和电流检测部分关联的控制部分，其被构造成将触发信号输送给开关元件，

其中该控制部分包括：

通过在预定的采样周期采样由电流检测部分检测的负载电流获得负载电流瞬时值的第一装置，

响应负载电流的预定采样周期输出正弦函数值的函数值输出装置，

总值计算装置，基于来自第一装置的负载电流瞬时值和来自函数值输出装置的正弦函数值获得负载电流瞬时值的补偿值，以通过累加该补偿值采样的次数计算负载电流补偿总值，和

定时确定装置，用于通过将负载电流补偿总值与负载电流参考值进行比较获得一差值，以响应该差值确定给开关元件的触发信号的输出定时以使马达的功耗落在预定的范围内。

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