CN1522511A - 用于在ofdm通信系统中发送与接收部分发送序列的边信息的装置与方法 - Google Patents

Abstract

一种OFDM(正交频分多路复用)通信系统，包括发射器，发射器用来：将串行数据流转换为并行数据；将该并行数据分割为多个具有多个数据块的子块；向每一被分割的块中插入基准码元，该基准码元具有表示相位值与该基准码元所插入位置的信息；将各个块IFFT变换(反向快速富里叶变换)为时基信号，其中副载波频率被独立地分配给这些数据块；确定IFFT变换了的时基信号的相位因子，以降低峰值－平均值功率比(PAPR)，其中由于IFFT变换了的数据块的相位与副载波频率重合，引起非线形失真；以及在发射前根据所确定的相位因子，相位旋转(phase rotating)IFFT变换了的信号。

Description

用于在OFDM通信系统中发送与接收部分发送序列的边信息的装置与方法

技术领域

一般地，本发明涉及一种正交频分多路复用(OFDM)通信系统，具体地，涉及一种用于在部分发送序列方案中发送与接收边信息的装置与方法。

背景技术

因为子信道频谱相互重叠并保持正交，所以OFDM技术具有很高的频谱效率。根据OFDM技术，以反向快速富里叶变换(此后称为“IFFT”)调制输入信息码元，而以快速富里叶变换解调IFFT调制信号。

现在简要描述一下在使用OFDM技术的移动通信系统中(此后称为“OFDM移动通信系统”)发射器与接收器的操作。

在OFDM发射器中，输入数据通过扰频器、编码器以及交织器用副载波调制。发射器提供可变的数据速度，并根据数据速度，使用不同的编码速度、交织尺寸以及调制方案。通常，编码器使用1/2或3/4的编码速度，并且根据每个OFDM码元的编码位数目(NCBPS)确定用于防止突发错误的交织尺寸。调制方案使用QPSK(四相移键控)、8PSK(八相移键控)、16QAM(十六正交调幅)以及64QAM(六十四正交调幅)。通过上述要素用预定数目的副载波调制的信号用预定数目的导频副载波综合，然后交付IFFT，因此形成一个OFDM信号。在OFDM信号中插入保护区段，以消除多通路信道环境中的码元间干扰，并且在通过码元波形发生器之后，插入了保护区段的OFDM信号由射频(RF)处理器在无线电信道中发送。

在对应于上述发射器的OFDM接收器中，进行该发射器的相反操作，并且增加了同步过程。首先，必须优先进行这一过程：使用预定训练序列，估计频率偏置与码元偏置。此后，用预定数目的副载波，通过该预定数目的副载波综合预定数目的导频副载波，经过FFT恢复消除了保护区段的数据码元。为了处理无线电信道环境中的传播延迟，均衡器通过估计信道条件消除所接收信号中由于信道引起的信号失真。通过均衡器补偿了其信道反应的数据被转换为比特流，然后由去交织器解交织。此后，解交织的数据通过用于错误纠正的解码器与解扰频器恢复为最终数据。

OFDM技术执行使用多个载波的低速并行发射，而不是用单一载波以高速发射输入数据。即，OFDM技术的特征在于其能够用高效数字设备实现调制/解调单元，并且不易受频率选择性衰退或窄带干扰的影响。由于上述特点，OFDM被用于当前欧洲数字广播发射与高速数据发送，被采用为大容量移动通信系统的标准规范，诸如IEEE 802.11a、IEEE 802.16a以及IEEE 802.16b。

因为OFDM移动通信系统使用多个副载波发送数据，所以OFDM信号的幅度电平可以用该多个副载波的幅度电平的合表示。然而，当不保持正交性地修改每个副载波的相位时，某副载波的相位可能与另一副载波的相位相同。当副载波的相位相同时，OFDM信号具有很高的峰值-平均值比(此后称为“PAPR”)。具有高PAPR的OFDM信号降低了大功率线形放大器的效率，并将大功率线形放大器的操作点移到非线形区域，因此引起调制间失真与副载波间的扩频。在OFDM通信系统中，PAPR是影响通信性能的一个非常重要的因素。因此，对用于降低PAPR的方案进行了大量的研究。

作为用于降低OFDM通信系统中PAPR的方案，提供了截断方案、块编码方案以及相位旋转方案。下面将描述截断方案、块编码方案以及相位旋转方案。

(1)截断方案

在截断方案中，如果信号的电平高于预定的阀值，则将该电平强行截断到该阀值，由此降低PAPR。然而结果是，由于非线形操作发生带内失真，引起比特错误率(此后称为“BER”)上升，并且由于带外截断噪声发生相邻信道干扰。

(2)块编码方案

块编码方案编码多余载波，并发送该编码载波，以降低整个载波信号的PAPR。块编码方案不仅能够校正编码引起的错误，而且不扭曲信号地降低了PAPR。然而，副载波数量的增加大大降低了频谱效率，并且增加了查找表或生成距阵的大小，不利地增加了复杂度与计算。

(3)相位旋转方案

相位旋转方案分为选择映射(此后称为“SLM”)方案与部分发所序列(此后称为“PTS”)方案。SLM方案将M个相同数据块的每一个乘以长度为N的不同相位序列的每一个(这些相位序列相互独立)，选择具有最低PAPR的结果(即具有最低PAPR的相位序列)，并发送所选择的相位序列。SLM方案的缺点在于其要求M次IFFT操作。然而，SLM方案可以大大降低PAPR，并能不管副载波数目地应用。

与SLM方案不同，PTS方案将输入数据分为M个子块，在每一子块上进行L点IFFT，将每一IFFT变换的子块乘以相位因子，以最小化PAPR，然后在发射前合成结果的子块。在降低PAPR方面，PTS方案优于SLM方案，并被认为是无非线形失真地降低PAPR的最有效、最灵活的方案。

参看图1，现在描述使用PTS方案的OFDM通信系统(此后称为“PTS-OFDM通信系统”)中的发射器。

图1示出使用PTS方案的现有OFDM通信系统中的发射器的内部结构。如图1所示，用于PTS-OFDM通信系统的发射器100包括：映射器110、串并转换器(S/P)120、子块分割单元130、多个IFFT单元140、142、144、146、相位因子确定器150、多个乘法器160、162、164、166以及组合器170。

参看图1，待发射的信息位首先以预定编码速度编码，然后交织由此编码所生成的编码位，然后供给映射器110作为输入数据X。虽然，已经提出了各种编码方案，但编码方案一般使用Turbo编码方案，其使用Turbo码，Turbo码为纠错码。预定编码速度包括1/2与3/4。

根据预定调制方案，映射器110将输入数据X映射到相应的调制码元，S/P转换器120将从映射器110依次输出的调制码元供给L个并行线，其中L表示IFFT单元140至146的抽头数目。子块分割单元130将从S/P转换器并行输出的调制码元分割为M个具有相同长度N(L＝N×M)的子块X⁽¹⁾至X^(M)。此处假定分别提供了S/P转换器120与子块分割单元130。但是，当然可以去除S/P转换器120，而子块分割单元130可以包含S/P转换器120的功能。在这种情况下，子块分割单元130将从映射器110依次提供的L个码元分割为M个具有长度N的子块。

子块分割单元130的子块转换操作将参照图2至4描述。图2示出根据相邻子块分割方案分割的子块，图3示出根据交织子块分割方案分割的子块，图4示出根据伪随机子块分割方案分割的子块。在所有这些子块分割方案中，必须分割子块使每一子块不与其他子块交叉。

现在描述这些子块分割方案

(1)相邻子块分割方案

相邻子块分割方案将长度为L的调制码元按依次相邻的调制码元分割为子块。如图2所示，如果长度L为12，则相邻子块分割方案按3个依次相邻的调制码元，将长度为12的调制码元分割为4个子块。

(2)交织子块分割方案

交织子块分割方案将长度为L的调制码元按交织分割为子块。如图3所示，如果长度L为12，则交织子块分割方案通过组合4个调制码元周期的3个调制码元，将长度为12的调制码元个分割为4个子块。

(3)伪随机子块分割方案

伪随机子块分割方案将长度为L的调制码元按伪随机选择调制码元分割为子块。如图4所示，如果长度L为12，则伪随机子块分割方案通过没有任何规则或模式地随机组合3个调制码元，将长度为12的调制码元个分割为4个子块。

在图2至4中，在由子块分割单元130所分割的每一子块中，所有非位于预定位置之中的L个码元的其他码元都被替换为0。

IFFT单元140至146在每一分割的子块上进行IFFT，并生成IFFT变换的子块x⁽¹⁾至x^(M)。相位因子确定器150接收这些IFFT变换的子块x⁽¹⁾至x^(M)，并且确定相位因子

至

使子块的相位各不相同，以便在合成子块x⁽¹⁾至x^(M)时最小化PAPR。接着，将这些相位因子与其相应的子块匹配。即，将相位因子

与子块x⁽¹⁾匹配。以这种方式，将相位因子

与子块x^(M)匹配。乘法器160至166将IFFT变换的子块x⁽¹⁾至x^(M)乘以相位因子

至 开将其输出供给组合器170。通过组合(或合成)乘法器160至166的输出，组合器170生成OFDM信号

如上所述，PTS方案可以有效地降低PAPR而不扭曲子信道频谱，并且可以不用管数字调制方案地应用。然而，为了使接收器能够恢复(或解码)信息数据，相位旋转的相位因子的边信息必须与该数据一起发送。因此，为在OFDM通信系统中实现PTS方案，需要一种有效地发送边信息的方法。

发明内容

因此，本发明的目的在于提供一种用来在OFDM通信系统中最小化PAPR的装置与方法。

本发明的另一目的在于提供一种通过在OFDM通信系统中使用PTS方案来最小化PAPR的装置与方法。

本发明的另一目的在于提供一种用来发射相位因子的边信息的装置与方法，该相位因子在通过在OFDM通信系统中使用PTS方案最小化PAPR时用于相位旋转。

本发明的另一目的在于提供一种用来接收相位因子的边信息的装置与方法，该相位因子在通过在OFDM通信系统中使用PTS方案最小化PAPR时用于相位旋转。

本发明的另一目的在于提供一种用来通过接收相位因子的边信息来恢复信息数据的装置与方法，该相位因子在通过在OFDM通信系统中使用PTS方案最小化PAPR时用于相位旋转。

为达到以上及其他目的，提供了一种用于用多个正交副载波频率多路传输数据的正交频分多路复用(OFDM)通信系统的发射装置。该装置包括：子块分割单元，用来将通过并行转换串行数据流所生成的并行数据分割为多个具有多个数据块的子块；基准码元插入器，用来向每一被分割的子块中插入基准码元，该基准码元具有表示相位值与该基准码元所插入位置的信息；多个反向快速富里叶变换(IFFT)单元，用来独立地将这些子块IFFT变换为时基信号，其中副载波频率被独立地分配给这些数据块；多个乘法器，用来独立地将IFFT变换的信号乘以预定的相关相位因子；以及组合器，用来组合乘法器的输出，并发射所组合的结果。

为达到以上及其他目的，提供了一种用于在发射前用多个正交副载波频率多路传输数据的正交频分多路复用(OFDM)通信系统的接收装置。该装置包括：快速富里叶变换(FFT)单元，用来对通过并行转换所接收的信号所生成的并行数据块进行FFT变换；子块分割单元，用来将FFT单元的输出分割为多个子块；多个基准码元检测器，用来从被分割的子块中检测由发射器所插入的基准码元；多个反向相位旋转单元，用来根据所检测的基准码元的相位值，相位旋转子块；多个基准码元去除器，用来从反向相位旋转单元的输出中去除所检测到的基准码元；组合器，用来组合基准码元去除器的输出。

为达到以上及其他目的，提供了一种用于用多个正交副载波频率多路传输数据的正交频分多路复用(OFDM)通信系统的发射方法，该方法包括以下步骤：将串行数据流转换为并行数据；将该并行数据分割为多个具有多个数据块的子块；将各个块IFFT变换(反向快速富里叶变换)为时基信号，其中副载波频率被独立地分配给这些数据块；确定IFFT变换了的时基信号的相位因子，以降低峰值-平均值功率比(PAPR)，其中由于IFFT变换了的数据块的相位与副载波频率重合，引起非线形失真。在分割步骤与IFFT变换步骤之间，向每一子块中插入基准数据，该基准数据具有表示相位值与该基准数据所插入位置的信息。

为达到以上及其他目的，提供了一种用于用多个正交副载波频率多路传输数据的正交频分多路复用(OFDM)通信系统的接收方法，所述接收方法包括以下步骤：将所接收的信号转换为并行数据；FFT(快速富里叶变换)变换该并行数据；将FFT变换了的信号分割为多个子块；根据预定的相位值，反向相位旋转这些子块；检测基准数据，该基准数据具有表示相位值与该基准数据所插入位置的信息，该基准数据是在分割步骤与IFFT变换步骤之间被插入每一子块之中的；以及根据该相位值，从每一相位被反向旋转的子块中去除该基准数据。

附图说明

本发明的以上及其他目的、特征、与优点将通过以下结合附图的详细描述变得显而易见，其中：

图1示出用于现有PTS-OFDM通信系统的发射器的内部结构；

图2示出对L＝12，M＝4，根据相邻子块分割方案分割的数据；

图3示出对L＝12，M＝4，根据交织子块分割方案分割的数据；

图4示出对L＝12，M＝4，根据伪随机子块分割方案分割的数据；

图5示出根据本发明实施例的用于PTS-OFDM通信系统的发射器的内部结构；

图6示出示出对L＝16，M＝4，根据相邻子块分割方案分割的数据与基准码元；

图7示出对L＝16，M＝4，根据交织子块分割方案分割的数据与基准码元；

图8示出对L＝16，M＝4，根据伪随机子块分割方案分割的数据与基准码元；

图9示出根据本发明实施例的用于PTS-OFDM通信系统的接收器的内部结构；

图10示出在新型PTS-OFDM通信系统与现有PTS-OFDM通信系统之间就PAPR下降性能的比较；

图11示出根据本发明实施例的PTS-OFDM通信系统的各子块分割方案之间就PAPR下降性能的比较；以及

图12比较性地示出根据边信息的PTS-OFDM通信系统的错误比特率。

具体实施方式

现在将参照附图描述本发明的几个实施例。在附图中，相同或相近的元件，即使在不同的图中，也被标以相同的标号。在下面的描述中，为简要计，将略去此处所包含的公知功能与配置。

本发明提供一种装置与方法，用于在使用正交频分多路复用(OFDM)的系统(此后称为“OFDM通信系统”)中降低峰值-平均值比(PAPR)，同时保持原来的信号。具体地，本发明提供了一种装置与方法，用于发送与接收旋转因子(即相位因子)的边信息，以在使用部分发送序列(此后称为“PTS”)的OFDM系统中的接收器中准确地恢复数据。该旋转因子的边信息被承载于基准码元的相位之上，该码元与数据一起发送。

在下面本发明的描述中，为更好地理解本发明，将使用一些具体的细节，诸如OFDM调制、反向快速富里叶变换(此后称为“IFFT”)、快速富里叶变换(此后称为“FFT”)、频谱效率以及比特错误率(BER)。然而，对本领域的技术人员来讲，显然可以不用这些具体细节地实施本发明。

图5示出根据本发明实施例的用于使用PTS方案的OFDM通信系统(此后称为“PTS-OFDM通信系统”)的发射器的内部结构。如图5所示，PTS-OFDM通信发射器200包括：映射器210、串并(S/P)转换器220、子块分割单元230、多个IFFT单元240、242、244、246、相位因子确定器250、多个乘法器260、262、264、266、组合器270以及基准码元插入器280。

在发射器200中，发射信息以预定编码速度编码，并且交织由此编码所生成的编码位，然后供给映射器210作为输入数据D。虽然，已经提出了各种编码方案，但编码方案一般使用Turbo编码方案，其使用Turbo码，Turbo码为纠错码。预定编码速度包括1/2与3/4。

根据预定调制方案，映射器210将输入数据D映射到相应的调制码元，S/P转换器220将从映射器210依次输出的调制码元转换为并行码元。来自S/P转换器220的输出码元的数目小于IFFT单元240至246的抽头数目‘L’。这是因为必须在将基准码元加入到S/P转换器220的输出码元之中。因为每一子块中都插入了一个基准码元，所以，连接到S/P转换器220的输出端的并行线的数目必须小于输入抽头数目‘L’子块数目‘M’。即并行线的数目必须为‘L-M’。

子块分割单元230将从S/P转换器200并行输出的调制码元分割为M个具有相同长度N的子块D⁽¹⁾至D^(M)。如上联系现有技术所述，在由子块分割单元230所分割的每一子块中，不是位于所确定位置内的N个码元的其他码元都被替换为0。此处假定分别提供了S/P转换器220与子块分割单元230。但是，当然可以去除S/P转换器220，而子块分割单元230可以包含S/P转换器220的功能。在这种情况下，子块分割单元230将从映射器210依次提供的L个码元分割为M个具有长度N的子块。

基准码元插入器280将具有幅度1相位0°的基准码元插入每一子块D⁽¹⁾至D^(M)的预定位置，由此生成新的子块X⁽¹⁾至X^(M)。与子块D⁽¹⁾至D^(M)相比，这些新的子块X⁽¹⁾至X^(M)每个都多了一个码元。此处，插在子块D⁽¹⁾至D^(M)中的基准码元的相位都置为0°，从而接收器能够从所接收的基准信号的相位检测出子块的相位因子。

在可替换的实施例中，基准码元的相位可交替置为0°与180°，或者依次置为0°、90°、180°以及270°。在另一优选实施例中，基准码元的相位可置为互补序列相位或Walsh序列相位。

在图6至8中示出了根据子块分割单元230的子块分割方案的类型插入基准码元的方法。在图6至8中，白圈表示数据码元，黑图表示基准码元。

在图6至8中，假定提供了具有16个抽头的IFFT单元，以及长度为3的4个子块(L＝16，N＝3，M＝4)。图6示出根据相邻子块分割方案分割的子块，图7示出根据交织子块分割方案分割的子块，图8示出根据伪随机子块分割方案分割的子块。在所有这些子块分割方案中，分割子块使各子块不得与其他子块交叉，并且不管子块分割方案为何，都将基准码元插入相同位置。这是因为接收器先要识别基准码元被插入的位置，并根据基准码元相位所旋转的程度确定子块的相位因子。

现在描述这些子块分割方案。

(1)相邻子块分割方案

相邻子块分割方案将长度为L的调制码元按依次相邻的调制码元分割为子块。如图6所示，如果长度L为16，则相邻子块分割方案按4个依次相邻的调制码元(即3个调制码元与1个基准码元)，将长度为16的调制码元分割为4个子块。

(2)交织子块分割方案

交织子块分割方案将长度为L的调制码元按交织分割为子块。如图7所示，如果长度L为16，则交织子块分割方案通过组合5个调制码元周期的3个调制码元与1个基准码元，将长度为16的调制码元分割为4个子块。

(3)伪随机子块分割方案

伪随机子块分割方案将长度为L的调制码元按伪随机选择调制码元分割为子块。如图8所示，如果长度L为16，则伪随机子块分割方案通过没有任何规则或模式地随机组合3个调制码元与1个基准码元，将长度为16的调制码元分割为4个子块。

IFFT单元240至246在每一插入基准码元的子块上进行IFFT，并生成IFFT变换的子块x⁽¹⁾至x^(M)。相位因子确定器250接收这些IFFT变换的子块x⁽¹⁾至x^(M)，并且确定相应子块的相位因子

至

使子块的相位各不相同，以便在合成子块x⁽¹⁾至x^(M)时最小化PAPR。此处，相位因子使用{±1}或者{±1，±j}。

乘法器260至266将IFFT变换的子块x⁽¹⁾至x^(M)乘以相应的相位因子

至 并将其输出供给组合器270。通过组合(或合成)乘法器260至266的输出，组合器270生成OFDM信号

下面将参照以下公式，更加详细地描述根据本发明的PTS操作。

等式(1)表示被分割为M个子块D⁽¹⁾至D^(M)的输入数据D，以及被插入到相应子块之中的基准码元R(R⁽¹⁾至R^(M))。等式(1)

$D=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{D}^{\left(m\right)},$ D＝MPSK或MQAM

$R=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{R}^{\left(m\right)},R=e^{\mathrm{j\θ}}=1$

在等式(1)中，D表示数据，R表示基准码元。根据从以下所选择的子块分割方案之一，将数据D分割为多个具有相同长度的子块D⁽¹⁾至D^(M)：相邻子块分割方案、交织于块分割方案、伪随机子块分割方案，这些都结合图6至8进行了描述。

包括数据D与基准码元R的子块可以由以下表示

等式(2)

$X=D+R=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}(D^{\left(m\right)}+R^{\left(m\right)})=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{X}^{\left(m\right)}$

在等式(2)中，X表示子块。

相位因子确定器250确定合适的相位因子，该相位因子将乘以M个被分割的子块以最小化PAPR。如果将这些待被乘以子块的相位因子定义为′b′，则IFFT单元240的输入 可以表示为

等式(3)

$\hat{X}=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{b}^{\left(m\right)}{X}^{\left(m\right)}$

在等式(3)中，{b^(m)，m＝1，2...，M}表示被乘以子块的相位因子，并且假定这些相位因子只控制IFFT变换的子块的旋转操作。等式(3)表示的输入

由IFFT单元240转换到时域，结果 表示为

等式(4)

$\tilde{x}=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{b}^{\left(m\right)}{x}^{\left(m\right)}$

在等式(4)中，向量x^(m)表示PTS。

用以下等式选择确定用来最小化 的PAPR的相位因子b^(m)等式(5)

$\{{\tilde{b}}^{\left(1\right)},{\tilde{b}}^{\left(2\right)},...{\tilde{b}}^{\left(M\right)}\}=\underset{\{{\tilde{b}}^{\left(1\right)},{\tilde{b}}^{\left(2\right)},...{\tilde{b}}^{\left(M\right)}\}}{\arg \min }\left(\underset{0\≤l\≤L-1}{\max }\right|\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{b}^{\left(m\right)}{x_l}^{\left(m\right)}\left|\right)$

在等式(5)中，L表示输入抽头的数目或者副载波的数目，1表示用来识别每一副载波的索引。等式(5)选择一组相位因子，用来最小化通过将子块乘以这些相位因子所确定的最大值。相位因子组将被称为“旋转因子”。旋转因子优化的发送信号定义为

等式(6)

$\tilde{x}=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\tilde{b}}^{\left(m\right)}{x}^{\left(m\right)}$

图9示出根据本发明实施例的用于PTS-OFDM通信系统的接收器的内部结构。如图9所示，PTS-OFDM通信接收器300包括：串并(S/P)转换器310、FFT单元320、子块分割单元330、多个基准码元检测器340、342、344、多个反向相位旋转单元350、353、354、多个基准码元去除器360、362、364、组合器370、并串(P/S)转换器380以及解映射器390。

将所接收的由多个副载波所承载的射频(RF)信号转换为数字信号，并且该数字信号经过用于同步与波节消除(node cancellation)的预定的信号处理过程，然后供给S/P转换器310作为所接收的信号y。

S/P转换器310将所接收的信号y按码元转换为并行码元，并将该并行码元供给L条并行线，其中L表示FFT单元320的输入抽头的数目。在从S/P转换器310所输出的并行码元上，FFT单元320进行L点FFT。子块分割单元330将从FFT单元320所输出的L个码元分割为具有相同长度的M个子块，并将所分割的子块供给基准码元检测器340至344。

从子块分割单元330所提供的子块中，基准码元检测器340至344的每一个都检测基准码元。因为由发射器所插入的基准码元具有幅度1与相位0°，所以所检测的基准码元的相位表示构成相应子块的码元的相位变化，即相位因子。如上所述，因为发射器200与接收器300都知道基准码元所插入的位置，所以基准码元检测器340至344能够从每个子块中检测到基准码元。

反向相位旋转单元350至354将从子块分割单元330所接收的子块的相位方向旋转由基准码元检测器340至344所检测的基准码元的相位变化。基准码元去除器360至364从反向相位旋转单元350至354所提供的子块中去除基准码元。组合器370按码元组合基准码元去除器360至364的输出。P/S转换器380将组合器370的并行输出转换为串行信号，然后根据相应的调制方案，由解映射器390恢复为所接收的数据

现在参照发射器200的结构，详细描述由PTS-OFDM通信系统的接收器300抽取边信息并恢复数据的过程。

在射频信道上所接收的信号y表示为

等式(7)

$y=\tilde{x}+n$

在等式(7)中，

表示发射信号，n表示噪声。如果所接收的信号y为FFT变换的，则结果信号Y表示为

等式(8)

$Y=\mathrm{FFT}\{\tilde{x}+n\}=\mathrm{FFT}\left\{\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{b}}^{\left(m\right)}{x}^{\left(m\right)}\right\}+\mathrm{FFT}\left\{n\right\}$

$=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{b}}^{\left(m\right)}\mathrm{FFT}\left\{x^{\left(m\right)}\right\}+N=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{b}}^{\left(m\right)}{X}^{\left(M\right)}+N$

$=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{b}}^{\left(m\right)}(D^{\left(m\right)}+R^{\left(m\right)})+N=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{b}}^{\left(m\right)}{D}^{\left(m\right)}+\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{b}}^{\left(m\right)}{R}^{\left(m\right)}+N$

$=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\stackrel{\‾}{D}}^{\left(m\right)}+\underset{M=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\stackrel{\‾}{R}}^{\left(m\right)}+N=\stackrel{\‾}{D}+\stackrel{\‾}{R}+N$

公式(8)中，x^(m)表示构成发射信号

的第m个子块，^(m)表示施加到第m个子块的相位因子，N表示FFT变换噪声。如果FFT变换的x^(m)由X^(m)表示，如上所示，则X^(m)可被分为基准码元R^(m)与实际数据码元D^(m)。因此，所接收的信号被分为数据 D，基准码元 R，以及噪声N。因为由发射器所插入的基准码元的特征是R^(m)＝e^jθ＝1，所以基准码元 R可以表示为

等式(9)

$\stackrel{\‾}{R}=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\stackrel{\‾}{R}}^{\left(m\right)}=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{b}}^{\left(m\right)}{R}^{\left(m\right)}=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{b}}^{\left(m\right)}$

因此，被插入到所接收信号的基准码元

$\stackrel{\‾}{R}=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{b}}^{\left(m\right)}=\{{\hat{b}}^{\left(1\right)},{\tilde{b}}^{\left(2\right)},...,{\tilde{b}}^{\left(M\right)}\}$ 表示相位因子，即边信息。

下面的等式(10)将所接收的信号乘以所接收基准码元的相位的相反值( R)^*，以恢复数据。此处*表示相位的反向旋转。

等式(10)

$=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{b}}^{\left(m\right)}{D}^{\left(m\right)}{\left({\stackrel{\‾}{R}}^{\left(m\right)}\right)}^{*}+\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{b}}^{\left(m\right)}{R}^{\left(m\right)}{\left({\stackrel{\‾}{R}}^{\left(m\right)}\right)}^{*}+N{\left({\stackrel{\‾}{R}}^{\left(m\right)}\right)}^{*}$

$\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{b}}^{\left(m\right)}{D}^{\left(m\right)}{\left({\hat{b}}^{\left(m\right)}\right)}^{*}+\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{b}}^{\left(m\right)}{R}^{\left(m\right)}{\left({\hat{b}}^{\left(m\right)}\right)}^{*}+N{\left({\hat{b}}^{\left(m\right)}\right)}^{*}$

$=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{D}^{\left(m\right)}+\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{R}^{\left(m\right)}+N{\left({\hat{b}}^{\left(m\right)}\right)}^{*}$

如果从等式(10)的结果中排除第二项的基准码元，则所接收的信号表示为

等式(11)

此处如果忽略噪声，则准确地恢复数据。

现在将描述当OFDM通信系统使用PTS方案以降低PAPR时PTS方案的边信息的准确发送/接收如何影响OFDM通信系统。

如果发生边信息错误，则系统的总的比特错误率表示为等式(12)

P＝P_b·(1-P_S)+P_b|False·P_S

在等式(12)中，P_b表示在QPSK调制过程中AWGN(加性高斯白噪声)中的比特错误率，定义为

等式(13)

$P_b=Q\left(\sqrt{\frac{{{\mathrm{\σ}}_S}^2}{{{\mathrm{\σ}}_N}^2}}\right)=Q\left(\sqrt{\frac{{2E}_b}{N_0}}\right)$

另外，P_b|False表示在边信息具有错误的条件下的条件比特错误率，定义为等式(14)

$P_{b|\mathrm{False}}=Q\left(\sqrt{\frac{{{\mathrm{\σ}}_S}^2}{{{\mathrm{\σ}}_N}^2+{{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{Fakse}}}^2}}\right)=Q\left(\sqrt{\frac{{2E}_b}{N_0+(N-M)\·{2E}_b}}\right)$

在等式(14)中，Q()表示已知Q函数，σ_S ²表示所接收信号的分布并以所接收信号的比特能量E_b表示为σ_S ²＝2E_b。另外，σ_N ²表示当发生边信息错误时噪声的分布，并被表示为σ_Fakse ²＝(N-M)·2E_b。

图10示出以下系统就PAPR的互补累积分布函数(CCDF)的比较：没有使用PTS方案的现有OFDM通信系统、现有PTS-OFDM通信系统以及发送边信息(SI)的新型PTS-OFDM通信系统。CCDF为PAPR高于预定阀值PAPR₀的概率。如图所示，新型PTS-OFDM通信系统显示了与现有PTS-OFDM通信系统相同的PAPR缩减性能。

图11示出使用相邻子块分割方案、交织子块分割方案以及伪随机子块分割方案的OFDM通信系统就PAPR的CCDF的比较。如图11所示，在PAPR缩减性能方面，随机子块分割方案最好，相邻子块分割方案最差。在本发明中，交织子块分割方案按交织子块分割方案只分割数据，并将基准码元插入其中。即，只有数据被交织子块分割所分割。交织子块分割方案的PAPR缩减性能优于相邻子块分割方案的PAPR缩减性能。

图12示出等式(12)的数值分析结果与模拟结果。在图12中，当P_S＝10-2与10^-3时，出现错误下限。然而，当P_s＝P_b时，边信息错误所引起的性能下降并不太高。另外，对P_s＝0的比特错误率等于AWGN中QPSK调制的错误率。

如上所述，本发明应用到PTS方案以有效降低高PAPR，高PAPR为在OFDM通信系统中使用多个副载波时的主要缺点，并且本发明发送与PTS方案使用有关的边信息，以使接收器能够准确地恢复信息数据。本发明所提出的边信息发射/接收装置与方法可以不管调制方案类型地加以应用，并且可以用简单结构实现。另外，所提出的装置与方法可以保持PAPR缩减性能。另外使用基准码元的该新型边信息发射方法可以以实时发射边信息，所以该方法可以用于OFDM通信系统。

虽然本发明的展示与描述参照了特定实施例，但本领域的技术人员应该理解，在不脱离权利要求所定义的本发明的精神与范围的前提下，可以作出各种修改。

Claims (23)

1.一种用于用多个正交副载波频率多路传输数据的正交频分多路复用通信系统的发射装置，该装置包括：

子块分割单元，用来将通过并行转换串行数据流所生成的并行数据分割为多个具有多个数据块的子块；

基准码元插入器，用来向每一被分割的子块中插入基准码元，该基准码元具有表示相位值与该基准码元所插入位置的信息；

多个反向快速富里叶变换(IFFT)单元，用来独立地将这些子块IFFT变换为时基信号，其中副载波频率被独立地分配给这些数据块；

多个乘法器，用来独立地将IFFT变换的信号乘以预定的相关相位因子；以及

组合器，用来组合乘法器的输出，并发射所组合的结果。

2.如权利要求1所述的发射装置，其中基准码元的相位值为0°。

3.如权利要求1所述的发射装置，其中根据子块，基准码元的相位值交替地设置为0°与180°。

4.如权利要求1所述的发射装置，其中根据子块，基准码元的相位值依次设置为0°、90°、180°、与270°。

5.如权利要求1所述的发射装置，其中根据子块，基准码元具有互补序列相位。

6.如权利要求1所述的发射装置，其中根据子块，基准码元具有沃尔什(Walsh)序列相位。

7.如权利要求1所述的发射装置，进一步包括相位因子确定器，用来确定IFFT变换了的时基信号的相位因子，以降低峰值-平均值功率比(PAPR)，其中由于IFFT变换了的数据块的相位与副载波频率重合，引起非线形失真。

8.一种用于在发射前用多个正交副载波频率多路传输数据的正交频分多路复用通信系统的接收装置，该装置包括：

快速富里叶变换(FFT)单元，用来对通过并行转换所接收的信号所生成的并行数据块进行FFT变换；

子块分割单元，用来将FFT单元的输出分割为多个子块；

多个基准码元检测器，用来从被分割的子块中检测由发射器所插入的基准码元；

多个反向相位旋转单元，用来根据所检测的基准码元的相位值，相位旋转子块；

多个基准码元去除器，用来从反向相位旋转单元的输出中去除所检测到的基准码元；以及

组合器，用来组合基准码元去除器的输出。

9.如权利要求8所述的接收装置，其中反向相位旋转单元根据所检测的基准码元的相位值，相位旋转子块相应的反向相位。

10.一种用于用多个正交副载波频率多路传输数据的正交频分多路复用通信系统的发射方法，该方法包括以下步骤：

将串行数据流转换为并行数据；

将该并行数据分割为多个具有多个数据块的子块；

向每一被分割的块中插入基准码元，该基准码元具有表示相位值与该基准码元所插入位置的信息；

将各个块IFFT变换(反向快速富里叶变换)为时基信号，其中副载波频率被独立地分配给这些数据块；

确定IFFT变换了的时基信号的相位因子，以降低峰值-平均值功率比(PAPR)，其中由于IFFT变换了的数据块的相位与副载波频率重合，引起非线形失真；以及

在发射前根据所确定的相位因子，相位旋转IFFT变换了的信号。

11.如权利要求10所述的发射方法，其中基准码元的相位值为0°。

12.如权利要求10所述的发射方法，其中根据子块，基准码元的相位值交替地设置为0°与180°。

13.如权利要求10所述的发射方法，其中根据子块，基准码元的相位值依次设置为0°、90°、180°、与270°。

14.如权利要求10所述的发射方法，其中根据子块，基准码元具有互补序列相位。

15.一种用于在发射前用多个正交副载波频率多路传输数据的正交频分多路复用通信系统的接收方法，该方法包括以下步骤：

对通过并行转换所接收的信号所生成的并行数据块进行FFT(快速富里叶变换)变换；

将FFT变换了的信号分割为多个子块；

从被分割的子块中检测由发射器所插入的基准码元；

根据所检测的基准码元的相位值，相位旋转被分割的子块；

从相位被旋转的子块中去除基准码元；以及

组合去除了基准码元的子块。

16.如权利要求15所述的接收方法，其中相位旋转步骤包括：根据所检测的基准码元的相位值，相位旋转子块相应的反向相位。

17.一种用于用多个正交副载波频率多路传输数据的正交频分多路复用通信系统的发射方法，该方法包括以下步骤：将串行数据流转换为并行数据；将该并行数据分割为多个具有多个数据块的子块；将各个块IFFT变换(反向快速富里叶变换)为时基信号，其中副载波频率被独立地分配给这些数据块；确定IFFT变换了的时基信号的相位因子，以降低峰值-平均值功率比(PAPR)，其中由于IFFT变换了的数据块的相位与副载波频率重合，引起非线形失真；

其中在分割步骤与IFFT变换步骤之间，向每一子块中插入基准数据，该基准数据具有表示相位值与该基准数据所插入位置的信息。

18.如权利要求17所述的发射方法，其中基准码元的相位值为0°。

19.如权利要求17所述的发射方法，其中根据子块，基准码元的相位值交替地设置为0°与180°。

20.如权利要求17所述的发射方法，其中根据子块，基准码元的相位值依次设置为0°、90°、180°、与270°。

21.如权利要求17所述的发射方法，其中根据子块，基准码元具有互补序列相位。

22.一种用于正交频分多路复用(OFDM)通信系统的接收方法，该OFDM通信系统通过以下方式用多个正交副载波频率多路传输数据：将所接收的信号转换为并行数据；FFT(快速富里叶变换)变换该并行数据；将FFT变换了的信号分割为多个子块；根据预定的相位值，反向相位旋转这些子块；所述接收方法包括以下步骤：

检测基准数据，该基准数据具有表示相位值与该基准数据所插入位置的信息，该基准数据是在分割步骤与IFFT变换步骤之间被插入每一子块之中的；以及

根据该相位值，从每一相位被反向旋转的子块中去除该基准数据。

23.如权利要求22所述的接收方法，其中反向相位旋转步骤包括：根据所检测的基准数据的相位值，相位旋转子块相应的反向相位。

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