CN1725749A - 甚高频与特高频频段高频带利用率通信系统 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种通信系统，特别是在甚高频与特高频频段高频带利用率的通信系统，能够实现有效频带利用率等于或高于3.46bit/s/Hz的高频带利用率，属于无线通信系统技术领域。该通信系统，包括发射部分、接收部分，采用RS编码、MQAM、OFDM和无导频同步技术，在19.5kHz有效带宽内实现速率为67.5kbit/s、有效频带利用率为3.46bit/s/Hz的有用信息传输，与目前该频段的相应系统相比，在频带利用率和系统复杂程度上均有较大的提高和改善，获得了较优的性能，达到了较好的效果。该系统具有显著的实用意义和经济效益，可广泛应用于专用和公用无线数据通信，在相关领域极具推广价值。

Description

甚高频与特高频频段高频带利用率通信系统

技术领域

本发明涉及一种通信系统，特别是在甚高频与特高频频段高频带利用率的通信系统，能够实现有效频带利用率等于或高于3.46bit/s/Hz的高频带利用率，属于无线通信系统技术领域。

背景技术

信息时代的来临，使得通信在各种信息技术中的支撑作用日益彰显，无线通信不受时间和空间约束的特点使之成为通信发展的热点。随着通信信息量的加大，无线通信中频率资源不足的问题越来越突出，甚高频VHF(Very High Frequency，)和特高频UHF(UltraHigh Frequency)频段更为紧张，提高这一频段的频带利用率正在成为相关研究的重点。

目前在提高此频段频带利用率的研究尚没有成熟的方案可以借鉴，一般无线通信系统的频带利用率不是很高，如全球移动通信系统GSM(Global System for Mobilecommunications)为1.35bit/s/Hz；窄带码分多址CDMA(Code Division Multiplex Address)为扩频通信系统，是多信道共用同一频带，其单位频带的码片速率为0.98码片/Hz；专用移动通信的Tetra系统频带利用率为1.73bit/s/Hz；Motorola公司投入了大量资金的Iden系统，是在25kHz频道间隔内再分3-6个子信道，复杂程度很高，其有效频带利用率也仅达到2.64bit/s/Hz。

VHF/UHF频段的频道间隔是25kHz，以前可以确保传送一路模拟话音，目前采用通常的调频收发信机加语带Modem来实现数据通信(用于该频段的无线数据通信系统)，此类调频机的音频带宽一般不超过3kHz，从而极大地限制了数据通信的速率，现有无线Modem的信息传输速率小于10kbit/s，有效频带利用率小于0.5bit/s/Hz。随着数字化进程的加速，对同时传送数据、语音和图象的要求越来越迫切，此时传输的信息速率要大于64kbit/s，因而解决在25kHz的信道带宽内的频带利用率问题具有着重要的现实意义和经济价值。

发明内容

发明目的：

系统利用相对简化的调制方式，以在VHF/UHF频段25kHz频道间隔内实现信息传输速率大于64kbit/s为设计目的，以期对目前该频段的无线Modem信息传输速率小于10kbit/s、有效频带利用率小于0.5bit/s/Hz的指标进行改进，在频带利用率和系统复杂程度上有较大提高和改善。

经过科技文献查新检索，国内外尚未发现在VHF/UHF频段达到如此高的有效频带利用率的专利或文献报道。

本发明的技术构成：

本系统针对实际应用在VHF/UHF频段内架构了一个以里德-索罗蒙RS码、多进制正交幅度调制MQAM、正交频分复用OFDM和非导频同步技术为核心的系统。在不分子信道的基础上，以实现恰好满足性能要求的系统为目标，在12个子载波的框架下，采用RS(31，27)码、32QAM、16点的快速傅立叶变换FFT、能量检测帧头、MLE算法和相关法检测粗频偏作为系统技术方案，最终在VHF/UHF频段上的19.5kHz有效带宽内实现了传输速率为67.5kbit/s、有效频带利用率为3.46bit/s/Hz的高频带利用率无线数据通信系统。

本发明的技术方案：

甚高频与特高频频段高频带利用率通信系统，它包括发射部分、接收部分。

在该频段实现等于或高于3.46bit/s/Hz的有效频带利用率。

本发明的有益效果：

本系统在信源以67.5kbit/s速率提供信息流，可得到的系统频谱图如图6所示。从图6中可以看到，系统占用的频带宽度为19.5kHz，与理论设计上的频带宽度一致，加入保护频带后可不超过25kHz的设计带宽，实现了信息传输速率高于64kbit/s的设计目标。

系统在加性高斯白噪声信道下的信噪比与误码率的性能如图7所示。从图7中可以看出，系统具有较好的性能。

附图说明

图1系统的组成

图2系统32QAM星座图

图3OFDM系统基本模型框图

图4系统帧结构

图5同步部分框图

图6系统频谱图

图7系统信噪比-误码率图

图中：1.信道编码 2.交织 3.多进制正交幅度调制 4.串并变换 5.快速傅立叶逆变换IFFT 6.插入循环前缀 7.并串变换 8.组帧 9.数模转换DAC 10.模数转换ADC 11.同步 12.串并变换 13.去除循环前缀 14.快速傅立叶变换FFT15.并串变换 16.多进制正交幅度解调 17.解交织 18.信道解码 19.正交频分复用OFDM调制 20.正交频分复用OFDM解调 21.帧同步 22.符号定时和小数倍频偏同步 23.整数倍频偏同步 24.频偏纠正

具体实施方式

下面结合附图对本发明的具体实施方式作进一步说明：

甚高频与特高频频段高频带利用率通信系统，它包括发射部分、接收部分，其特征在于发射部分是：

信道编码1，对接收的数据进行冗余编码，与信道解码18共同完成误码纠错功能；

交织2)，对信道编码1送出的数据进行交织操作，与解交织17配合，提高系统对突发错误的纠错能力；

多进制正交幅度调制3，对交织2提供的数据进行操作，引入多进制传输，使系统在相同符号传输速率的条件下，实现较高的信息传输速率；

串并变换4，为正交频分复用OFDM调制19的组成单元，对多进制正交幅度调制3输出数据进行串并变换，为实施快速傅立叶逆变换IFFT提供数据准备；

快速傅立叶逆变换IFFT5，为正交频分复用OFDM调制19的核心模块，与串并变换4、插入循环前缀6和并串变换7同为正交频分复用OFDM调制的具体实现单元；

插入循环前缀6，为正交频分复用OFDM调制19的组成单元，与去除循环前缀13配合，克服符号间串扰ISI和子信道间干扰ICI；

并串变换7，为正交频分复用OFDM调制19的组成单元，将已完成循环前缀6的并行数据恢复为串行数据；

组帧8，在并串变换7提供的串行数据中加入同步信息，为接收端的同步11做准备；

数模转换DAC9，为系统发射端的尾端模块，对组帧后的数据进行数模转换后送入信道，至此发送端完成全部实际功能；

接收部分是：

模数转换ADC10，为系统接收端的始端模块，对从信道接收的信号进行模数转换，逆入同步11；

同步11，由帧同步21、符号定时和小数倍频偏同步22、整数倍频偏同步23组成，为实施正交频分复用OFDM解调20提供信息数据；

串并变换12，为正交频分复用OFDM解调20的组成单元，对同步11输出数据进行串并变换，为快速傅立叶变换FFT提供数据；

去除循环前缀13，为正交频分复用OFDM解调20的组成单元，与插入循环前缀6配合，克服符号间串扰ISI和子信道间干扰ICI；

快速傅立叶变换FFT14，为正交频分复用OFDM解调20的核心模块，与串并变换12、去除循环前缀13和并串变换15同为正交频分复用OFDM解调的具体实现单元；

并串变换15，为正交频分复用OFDM解调20的组成单元，将完成快速傅立叶变换FFT14的并行数据恢复为串行数据；

多进制正交幅度解调16，对并串变换15提供的数据进行操作，完成多进制正交幅度调制3相反的解调功能；

解交织17，对多进制正交幅度解调16送出的数据进行解交织操作，与交织2配合提高系统对突发错误的纠错能力；

信道解码18，对解交织17提供的数据进行解码，与信道编码1共同完成误码纠错功能，至此接收端完成了与发送端相反的过程，将从信道接收到的信息恢复出来。

在该频段实现等于或高于3.46bit/s/Hz的有效频带利用率。

信道编解码(1)(18)采用里德-索罗蒙码RS(31，27)方案，或采用符合权利要求2的编解码。

多进制正交幅度调制MQAM(3)(16)采用32进制方案，或采用符合权利要求2的多进制正交幅度调制。

采用16点的快速傅立叶逆/正变换IFFT/FFT(5)(14)为核心实现正交频分复用OFDM的调制与解调，或采用符合权利要求2的点数的快速傅立叶逆/正变换。

采用2点循环前缀(6)(13)进行满足系统性能要求保护间隔的实现，或采用符合权利要求2的点数的循环前缀。

权利要求3、4、5、6中各功能模块的组合方案，或采用符合权利要求2的技术组合方案。

同步包括帧同步21、符号定时和小数倍频偏同步22、整数倍频偏同步23，其特点在于：

帧同步21，对模数转换ADC10的输出信号进行能量检测，实现帧同步，为符号定时和小数倍频偏同步22提供输入信息，或采用符合权利要求2的帧同步方案；

符号定时和小数倍频偏同步22，采用最大似然概率联合估计算法MLE完成符号定时和小数倍频偏同步，为整数倍频偏同步23提供输入信息，或采用符合权利要求2的符号定时和小数倍频偏同步方案；

整数倍频偏同步23，采用PN码作为训练序列实现整数倍频偏同步，完成同步整体功能后，为正交频分复用解调20提供输入数据，或采用符合权利要求2的整数倍频偏同步方案。

同步中帧同步21、符号定时和小数倍频偏同步22、整数倍频偏同步23的技术组合方案，或采用符合在该频段实现等于或高于3.46bit/s/Hz的有效频带利用率的同步组合方案。

更详细的描述：

1.系统的组成

系统的组成如图1。由于系统针对数据传输，故没有信源编码部分，直接接收数据。在进行了信道编码1后，加入交织2以提高对突发错误的纠错能力。多进制正交幅度调制3是为了引入多进制传输，使在相同符号传输速率的条件下，实现较高的信息传输速率。串并变换4、快速傅立叶逆变换IFFT 5和并串变换7是正交频分复用OFDM调制的具体实现单元。插入循环前缀6是正交频分复用OFDM系统克服符号间串扰ISI和子信道间干扰ICI的有效手段。在数模转换DAC 9和进入信道前，还要对数据流进行组帧8，加入同步信息，为接收做准备。

发送端发送的信号经过信道后进入接收端。在模数转换ADC 10后进行同步11处理。串并变换12、快速傅立叶变换FFT 14和并串变换15是正交频分复用OFDM解调的实现单元，去除循环前缀13后进行多进制正交幅度解调16，再实施具体的解交织17和信道解码18。至此接收端完成了与发送端相反的过程，将从信道接收到的信息恢复山来。

2.信道的编码1与解码18

系统采用里德-索罗蒙RS(31，27)为信道编解码方案，本原多项式选用D⁵+D²+1，其以5bit为一32进制码元，进行每31个码元为一组的编解码操作，其中包含4个监督码元，编码效率为27/31＝87.10％，最小码距为5，一组能纠正2个码元的错误，纠错率为2/31＝6.452％。里德-索罗蒙RS(31，27)对突发错误不太长、但发生却很频繁的信道具有较好的效果。

3.交织2与去交织17

系统采用交织深度为24个码元的交织，与里德-索罗蒙RS(31，27)码配合可对长度为48个码元的单个突发误码进行完全纠错。引入交织后，系统可对一帧中误码率不超过6.45％的单个突发误码进行完全纠错。当然对于短的、多个突发误码此交织也会起到良好的纠错效果，这里不在冗述。

4.多进制正交幅度调制3与解调16

多进制正交幅度调制是对相位和幅度都进行调制的正交幅度调制方法，经调制的信号表示为：

$S_i\left(t\right)=\sqrt{E_{\min }}{a}_i\cos \left(2\mathrm{\π}{f}_{c}t\right)+\sqrt{E_{\min }}{b}_i\sin \left(2{\mathrm{\πf}}_{c}t\right)---\left(1\right)$

式中i＝0，1，…，M-1，E_min表示幅度最小信号的能量，a_i和b_i是一对独立的整数，可以根据星座点的位置来确定。可以看出多进制正交幅度调制是由两个相互正交的载波构成，每个载波被一组离散的振幅所调制，与其它调制技术相比，多进制正文幅度调制具有能充分利用带宽、抗噪声能力强等优点。

系统选定多进制正交幅度调制MQAM中的M值为32，即32QAM，对应的星座图如图2所示。

32QAM调制时将从里德一索罗蒙RS(31，27)接收的32进制码元，调制映射到星座图以I路和Q路组成的一个二维坐标点，为其后进行的快速傅立叶逆变换IFFT进行数据准备，I路和Q路分别对应实部和虚部。32QAM的解调是调制的逆过程，在接收端实施。

5.利用串并变换4、12，并串变换7、15和快速傅立叶逆/正变换IFFT/FFT5、14实现正交频分复用OFDM调制与解调

在系统的发送端，每一个正交频分复用OFDM符号是多个经过调制的子载波的合成信号，如果用N表示子载波的个数，T表示正交频分复用OFDM符号的宽度，f_c是第0个载波频率，d_i(i＝0，1，…，N-1)是分配给每个子信道的数据符号，rect(t)＝1，|t|≤T/2，则可以用复等效基带信号来描述正交频分复用OFDM符号：

(2)式中的实部和虚部分别对应着正交频分复用OFDM符号的同相和正交分量，在实际中它们分别与相应子载波的余弦和正弦分量相乘，构成各自子信道信号并合成最终的正交频分复用OFDM符号。图3给出了正交频分复用OFDM系统基本模型框图。

框图中各子载波的频率符合f_i＝f_c+i/T，从而保证个子载波之间的正交性，即：

$\frac{1}{T}{\∫}_0^T\exp \left(j{\mathrm{\ω}}_{n}t\right)\exp (-j{\mathrm{\ω}}_{m}t)\mathrm{dt}=\{\begin{array}{cc}1& m=n\\ 0& m\≠n\end{array}---\left(3\right)$

对式(2)中的第j个子载波进行解调，然后在时间长度T内进行积分，可得到：

$\widehat{d_j}=\frac{1}{T}{\∫}_s^{t_s+T}\exp \{-j2\mathrm{\π}\frac{j}{T}(t-t_s)\}\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{d}_i\exp \{-j2\mathrm{\π}\frac{i}{T}(t-t_s)\mathrm{dt}$

$=\frac{1}{T}\underset{\text{i=0}}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}$ $d_i{\∫}_s^{t_s+T}\exp \left\{j2\mathrm{\π}\frac{i-j}{T}(t-t_s)\right\}\mathrm{dt}$

＝d_j                                                            (4)

通过式(2)、(3)、(4)可以看出正交频分复用OFDM的调制和解调可由快速傅立叶逆/正变换IFFT/FFT来实现，从图3可看出串并变换、并串变换和快速傅立叶逆/正变换IFFT/FFT是正交频分复用OFDM的具体实现单元。

系统选择相隔为1.5kHz的12个子载波，故利用16点快速傅立叶逆/正变换IFFT/FFT实现正交频分复用OFDM调制与解调，剩余的4个子载波补0，在调整频带宽度的同时，实施过采样。补0的4个子载波分别对应16个快速傅立叶逆变换IFFT数据的第7、8、9、10四个点。此时系统占用带宽为(12+1)×1.5kHz＝19.5kHz，小于25kHz的系统目标。

6.循环前缀6、13与系统信道模型

正交频分复用OFDM系统通过插入循环前缀，来克服符号间串扰ISI和保持子载波之间的正交性，进而对抗子信道间干扰ICI。系统采用每个正交频分复用OFDM符号中插入2个循环前缀的体系，即每16点快速傅立叶逆变换IFFT运算后，将第15、16两点数据复制到该正交频分复用OFDM符号最前端形成18点的一个正交频分复用OFDM符号。这时，可计算出此正交频分复用OFDM符号周期长度为750μs，其中循环前缀间隔为83.3μs，这两个数值可有效地消除多普勒频移和多径延迟扩展带来的影响，进而将系统信道模型定为慢衰落、非频率选择性无线信道，故系统可针对加性高斯白噪声信道进行重点研究。

7.帧结构与冗余资源的分配

基于三十二进制正交幅度调制32QAM、16点快速傅立叶逆/正变换IFFT/FFT的正交频分复用OFDM系统实际信息传输速率为16×5bit×1.5kHz＝120kbit/s，与有用信息传输速率目标参数64kbit/s相比具有冗余。这些冗余资源是为信道编码、快速傅立叶逆/正变换IFFT/FFT插0、循环前缀、同步信息准备的。

这里，里德-索罗蒙RS(31，27)码的编码效率为27/31；快速傅立叶逆/正变换IFFT/FFT插4个0，即使用12个子载波进行信息传输，其占快速傅立叶逆/正变换IFFT/FFT的12/16；循环前缀为每16点快速傅立叶逆/正变换IFFT/FFT加入2点的循环前缀信息，它使得有用信息量占传输信息量的16/18。

和许多数字通信系统一样，在正交频分复用OFDM系统中，被发送的信号也是以帧的形式组织在一起的。系统采用非导频的方法进行同步，所以设计一帧包含64个正交频分复用OFDM符号，其中第一个符号是空符号(NULL)，第二个符号是伪随机序列(PN)，其它62个符号为数据符号。空符号和伪随机序列用来实施同步算法，它们并不携带有用信息，同步信息的加入使有用信息量占传输信息量的62/64。系统的帧结构如图4所示。

加入冗余信息后，有用信息传输率为 $120\mathrm{kbit}/s\×\frac{27}{31}\×\frac{12}{16}\×\frac{16}{18}\×\frac{62}{64}=67.5\mathrm{kbit}/s,$ 与其占用的19.5kHz的频带宽度相比，可得出系统有效频带利用率为3.46bit/s/Hz。

8.同步11方案

本系统同步部分框图如图5所示。同步部分主要分为帧同步21、符号定时和小数倍频偏同步22、整数倍频偏同步23。对模数变换ADC 10输出信号进行同步的同时，完成去除循环前缀13等功能，完成频偏纠正24后，为进一步实施快速傅立叶变换FFT 14提供信息数据。

帧同步算法利用正交频分复用OFDM帧头中的空符号来实现，算法如下：

${\mathrm{\τ}}_F=\mathrm{MIN}\frac{\mathrm{Energy}[{\mathrm{iq}}_n,{\mathrm{iq}}_{n+w}]}{\mathrm{Energy}[{\mathrm{iq}}_n,{\mathrm{iq}}_{n+2w}]}+W---\left(5\right)$

这里，Energy[a，b]是在a、b采样点之间的总能量；

W是对能量进行统计的窗口大小；

iq_i是I/Q解调模块的输出；

由于空符号是无能量的，或者相对其他信号而言是能量很小的信号，通过检测帧头的能量可以对正交频分复用OFDM帧的起始点进行粗略估计。

采用最大似然概率联合估计算法MLE可以同时估计出符号定时偏差和小数倍频偏，算法如下：

Λ(ξ，θ)＝|γ(m)|-ρφ(m)                                  (6)

其中

$\mathrm{\φ}\left(m\right)=\underset{n=m}{\overset{m+N_G-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_n^{*}\·r_{n+N},\mathrm{\φ}\left(m\right)=\frac{1}{2}\underset{n=m}{\overset{m+N_G-1}{\mathrm{\Σ}}}({\left|r_n\right|}^2+{\left|r_{n+N}\right|}^2)---\left(7\right)$

$\mathrm{\ρ}=\frac{\mathrm{SNR}}{\mathrm{SNR}+1}---\left(8\right)$

定时偏差θ、频偏ξ的估计公式为：

$\widehat{\mathrm{\θ}}=\arg \max \left(\mathrm{\Λ}(\mathrm{\ξ},\mathrm{\θ})\right),\mathrm{\ξ}=\frac{1}{2\mathrm{\π}}\mathrm{angle}\left(r\left(\widehat{\mathrm{\θ}}\right)\right)---\left(9\right)$

上式中，r_n、N、N_G分别表示接收端得到的第n个抽样点、快速傅立叶变换FFT窗口长度、循环前缀CP长度、||表示求复数的幅度，()^*表示复数共轭angle表示求复数的相位，argmax表示Λ(ξ，θ)达到最大时参数m的值，SNR是信噪比，可见最大似然概率联合估计算法MLE需要估计信道的信噪比，γ(m)是循环前缀CP与正交频分复用OFDM符号中被复制部分的相关值，φ(m)表示的是接收信号的能量值。

本系统采用PN码作为训练序列来估计整数倍频偏，算法如下：

r_prs，K是接收端得到的训练序列，它是受到整数倍频偏影响的数据，Z_k-m是已知的接收机内部的训练序列，它进行了移位循环m次。如果采用的训练序列的自相关性很好，就可以通过上述的相关算法找到使(10)式最大时的m值，该m值是已知的接收机内部的训练序列的循环移位的位数，也就是整数倍频偏的大小。

Claims (9)

1.一种甚高频与特高频频段高频带利用率通信系统，它包括发射部分、接收部分，其特征在于发射部分是：

信道编码(1)，对接收的数据进行冗余编码，与信道解码(18)共同完成误码纠错功能；

交织(2)，对信道编码(1)送出的数据进行交织操作，与解交织(17)配合，提高系统对突发错误的纠错能力；

多进制正交幅度调制(3)，对交织(2)提供的数据进行操作，引入多进制传输，使系统在相同符号传输速率的条件下，实现较高的信息传输速率；

串并变换(4)，为正交频分复用OFDM调制(19)的组成单元，对多进制正交幅度调制(3)输出数据进行串并变换，为实施快速傅立叶逆变换IFFT提供数据准备；

快速傅立叶逆变换IFFT(5)，为正交频分复用OFDM调制(19)的核心模块，与串并变换(4)、插入循环前缀(6)和并串变换(7)同为正交频分复用OFDM调制的具体实现单元；

插入循环前缀(6)，为正交频分复用OFDM调制(19)的组成单元，与去除循环前缀(13)配合，克服符号间串扰ISI和子信道间干扰ICI；

并串变换(7)，为正交频分复用OFDM调制(19)的组成单元，将已完成循环前缀(6)的并行数据恢复为串行数据；

组帧(8)，在并串变换(7)提供的串行数据中加入同步信息，为接收端的同步(11)做准备；

数模转换DAC(9)，为系统发射端的尾端模块，对组帧后的数据进行数模转换后送入信道，至此发送端完成全部实际功能；

接收部分是：

模数转换ADC(10)，为系统接收端的始端模块，对从信道接收的信号进行模数转换，送入同步(11)；

同步(11)，由帧同步(21)、符号定时和小数倍频偏同步(22)、整数倍频偏同步(23)组成，为实施正交频分复用OFDM解调(20)提供信息数据；

串并变换(12)，为正交频分复用OFDM解调(20)的组成单元，对同步(11)输出数据进行串并变换，为快速傅立叶变换FFT提供数据；

去除循环前缀(13)，为正交频分复用OFDM解调(20)的组成单元，与插入循环前缀(6)配合，克服符号间串扰ISI和子信道间干扰ICI；

快速傅立叶变换FFT(14)，为正交频分复用OFDM解调(20)的核心模块，与串并变换(12)、去除循环前缀(13)和并串变换(15)同为正交频分复用OFDM解调的具体实现单元；

并串变换(15)，为正交频分复用OFDM解调(20)的组成单元，将完成快速傅立叶变换FFT(14)的并行数据恢复为串行数据；

多进制正交幅度解调(16)，对并串变换(15)提供的数据进行操作，完成多进制正交幅度调制(3)相反的解调功能；

解交织(17)，对多进制正交幅度解调(16)送出的数据进行解交织操作，与交织(2)配合提高系统对突发错误的纠错能力；

信道解码(18)，对解交织(17)提供的数据进行解码，与信道编码(1)共同完成误码纠错功能，至此接收端完成了与发送端相反的过程，将从信道接收到的信息恢复出来。

2.一种甚高频与特高频频段高频带利用率通信系统，其特征在于：在该频段实现等于或高于3.46bit/s/Hz的有效频带利用率。

3.根据权利要求1所述的甚高频与特高频频段高频带利用率通信系统，其特征在于：信道编解码(1)(18)采用里德-索罗蒙码RS(31，27)方案，或采用符合权利要求2的编解码。

4.根据权利要求1所述的甚高频与特高频频段高频带利用率通信系统，其特征在于：多进制正交幅度调制MQAM(3)(16)采用32进制方案，或采用符合权利要求2的多进制正交幅度调制。

5.根据权利要求1所述的甚高频与特高频频段高频带利用率通信系统，其特征在于：采用16点的快速傅立叶逆/正变换IFFT/FFT(5)(14)为核心实现正交频分复用OFDM的调制与解调，或采用符合权利要求2的点数的快速傅立叶逆/正变换。

6.根据权利要求1所述的甚高频与特高频频段高频带利用率通信系统，其特征在于：采用2点循环前缀(6)(13)进行满足系统性能要求保护间隔的实现，或采用符合权利要求2的点数的循环前缀。

7.根据权利要求1所述的甚高频与特高频频段高频带利用率通信系统，其特征在于：权利要求3、4、5、6中各功能模块的组合方案，或采用符合权利要求2的技术组合方案。

8.根据权利要求1所述的甚高频与特高频频段高频带利用率通信系统，同步包括帧同步(21)、符号定时和小数倍频偏同步(22)、整数倍频偏同步(23)，其特征在于：

帧同步(21)，对模数转换ADC(10)的输出信号进行能量检测，实现帧同步，为符号定时和小数倍频偏同步(22)提供输入信息，或采用符合权利要求2的帧同步方案；

符号定时和小数倍频偏同步(22)，采用最大似然概率联合估计算法MLE完成符号定时和小数倍频偏同步，为整数倍频偏同步(23)提供输入信息，或采用符合权利要求2的符号定时和小数倍频偏同步方案；

整数倍频偏同步(23)，采用PN码作为训练序列实现整数倍频偏同步，完成同步整体功能后，为正交频分复用解调(20)提供输入数据，或采用符合权利要求2的整数倍频偏同步方案。

9.根据权利要求8所述的甚高频与特高频频段高频带利用率通信系统，其特征在于：同步中帧同步(21)、符号定时和小数倍频偏同步(22)、整数倍频偏同步(23)的技术组合方案，或采用符合权利要求2的同步组合方案。

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