CN1391358A - 将多赫尔蒂用作线性化微波放大器的预失真电路 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种将多赫尔蒂放大器用作线性化微波放大器的预失真电路，特别是一种配置成多赫尔蒂放大器的预失真电路。该预失真电路适于连接到下行多赫尔蒂放大器，以便当输入功率电平增加时补偿增益压缩和相位扩展，同时减小内部调制(IM)失真。为了提供预补偿，预补偿电路工作在偏压电平来提供增益扩展和相位压缩，抵消下行多赫尔蒂放大器的增益压缩和相位扩展，从而提供更高的总线性增加功率效率(PAE)。

Description

将多赫尔蒂用作线性化微波放大器的预失真电路
相关申请的交叉引用
本申请涉及Kevin Kobayashi的申请号为XXX的共同拥有的待审查专利申请：“HEMT-HBT多赫尔蒂(Doherty)，微波放大器”，其与本申请同时提交，代理卷号12-1107，和Kevin W.Kobayashi的申请号为XXX的“非对称偏压的高线性平衡放大器”，其与本申请同时提交，代理卷号12-1110。
技术领域
本发明涉及一种功率放大器，特别是一种微波功率放大器拓扑结构，它能提供预失真，以预补偿下行功率放大器的增益压缩和相位扩展。
背景技术
射频和微波通信系统对功率放大器的线性和效率提出了日益增长的要求。遗憾的是，传统的功率放大器在饱和或接近饱和时，才能以最佳效率工作，因此，为了容纳具有可变幅度的通信信号，使用传统功率放大器的系统在大部分时间里以低于峰值效率工作。
为了解决此问题，已经采用了所谓的多赫尔蒂放大器。多赫尔蒂放大器首先由McGraw Hill Book Company的“无线工程手册”1959年第五版第18-39页以及美国专利2,210,028的发明人引入和描述，这里引作参考。多赫尔蒂放大器的标准拓扑结构包括工作在AB级模式的载波放大器和工作在C级模式的峰值放大器。正交兰格(Lange)耦合器用在输入端，因此载波放大器和峰值放大器信号可以同相组合。在放大器的输出端提供四分之一波放大器。实质上，载波放大器的工作在输出开始饱和的点，用于最大的线性效率。当载波放大器开始饱和时，峰值放大器用于保持输出信号的线性。
这种多赫尔蒂放大器已经公知用于各种微波和RF应用。这种应用的例子在美国专利5,420,541、5,880,633、5,886,575，6,097,252和6,133,788中公开。这种多赫尔蒂放大器的例子也公开在C.F.Campbell的“全集成Ku频带多赫尔蒂放大器MMIC”，1999年3月第9卷第3期 IEEE微波和导波论文的第114-116页；Kobayashi等人的“18-21GHz InP DHBT线性微波多赫尔蒂放大器”， 2000 IEEE 射频集成电路论文集摘要的第179-182页；加利福尼亚州Monterey的Matsunaga等人的“利用MMIC多片技术的CW 4 Ka频带功率放大器”， GaAs IC论文集摘要的第153-156页，这里并入它们的全文作为参考。
当输入功率电平增加时，公知的多赫尔蒂放大器经历了增益压缩和相位扩展。虽然增益扩展和相位压缩可以通过将放大器工作在B级和C级来实现，但是这种操作增加了内部调制(IM)失真。因此，需要一种电路来补偿该增益压缩和相位扩展，因此当输入功率电平增加时，也不会增加IM失真。
发明内容
本发明涉及一种用于微波放大器的预失真电路，特别是涉及一种配置成多赫尔蒂放大器的预失真电路。该预失真电路适于连接到下行多赫尔蒂放大器，以便当输入功率电平增加时补偿增益压缩和相位扩展，同时减小内部调制(IM)失真。为了提供预补偿，预补偿电路工作在偏压电平来提供增益扩展和相位压缩，抵消下行多赫尔蒂放大器的增益压缩和相位扩展，从而提供更高的总体线性增加功率效率(PAE)。
附图说明
参照下文的说明书和附图，将很容易理解本发明的这些和其它优点，其中：
图1是配置成多赫尔蒂放大器的InP微波功率放大器的示意图。
图2是图1所示放大器的输出功率的图形表示，该输出功率是增益的函数，和各种偏压点的内部调制(IM)失真。
图3类似于图2，但是在不同的偏压点。
图4是用于根据本发明的驱动放大器和多赫尔蒂功率放大器的预失真电路的示意图。
图5A-5C说明用于本发明的匹配网络。
图6A-6B说明用于本发明的载波和峰值放大器的偏压网络。
具体实施方式
本发明涉及一种用于多赫尔蒂放大器的预失真电路，它预补偿下行多赫尔蒂功率放大器的增益压缩和相位扩展。预失真电路可以配置成多赫尔蒂放大器，但操作在提供增益扩展和相位压缩的偏压点，以抵消下行多赫尔蒂功率放大器的增益压缩和相位扩展，同时降低内部调制(IM)失真。
用于本发明的微波功率放大器用附图标记20表示并在图1中示出。微波功率放大器20包括载波放大器22和峰值放大器24。载波放大器22和峰值放大器可以从异质结双极晶体管(HBT)22形成和特别作为预匹配的1.5*30μm2*4指InP DHBT装置，总发射极面积为180μm2。这种装置的一个例子在Kobayashi等人的“18-21GHz InPDHBT线性微波多赫尔蒂放大器”， 2000 IEEE射频集成电路论文集 摘要的第179-182页，这里并入它们作为参考。制造HBT的方法已经为本领域所熟知，例如在共同拥有的美国专利5,162,243、5,262,335、5,352,911、5,448,087、5,672,522、5,648,666、5,631,477、5,736,417、5,804,487、5,994,194中公开，这里并入它们作为参考。
为了使载波放大器22和峰值放大器24的输出信号在输出端同相，提供兰格耦合器32。兰格耦合器32的一个输入端用作RF输入端口34。另一个输入端在输入电阻36端接。兰格耦合器32的一个输入端连接到载波放大器22的输入端，而另一个输出端连接到峰值放大器24的输入端。在放大器22和24的输出端提供特性阻抗Zo＝2RL+Ropt的8/4阻抗变换器。功率放大器20的输出端在负载阻抗RL端接。载波放大器22和峰值放大器24都配置成当负载阻抗RL是Ropt时传递最大功率。
载波放大器22作为A级放大器工作，而峰值放大器24作为B/C级放大器工作。为了改进载波放大器22和峰值放大器24之间的隔离性能，例如当载波放大器22被偏压作为A级放大器，峰值放大器24被偏压在B级和C级之间时，匹配网络26和28连接到载波放大器22和峰值放大器24的输出端。如此，每个放大器级的阻抗不对其它级的内部调制(IM)性能起作用。
正如“全集成Ku频带多赫尔蒂放大器MMIC”supra所陈述的，已知多赫尔蒂放大器的载波和峰值放大器所呈现的负载阻抗是峰值放大器所传递的输出功率的函数。在低输入驱动电平(即，RF输入幅度为低的电平)期间，峰值放大器被关断，导致载波放大器在相对较低的输入驱动电平饱和的结构。如此，载波放大器将在较低的输入功率电平获得较高的增加功率效率(PAE)。随着输入功率电平的增加，随着峰值放大器所传递功率的增加，峰值放大器开始接通。载波放大器所呈现的负载降低，允许载波放大器24增加以便为负载提供功率。
匹配网络26和28分别串联到载波和峰值放大器22和24的输出。这些匹配网络26和28可以提供作为低通网络，例如，如图3A-3C所示。如图3A-3C所示，匹配网络26、28实现为串联电感40或传输线42和分路电容44或开路线棒46。操作中，当载波放大器22接通和峰值放大器24关断时，匹配网络26、28提供相对较高的阻抗(主要由于高阻抗传输线42或电感40)，使得峰值放大器24并不会使工作在A级的载波放大器22负载过重，以实现低输入功率条件下的最佳线性和效率。
匹配网络26、28的操作理论与用于传统功率放大器的匹配网络的操作相反。更特别是，通常在功率放大器的应用中，低阻抗串联传输线或低阻抗分路电容或开路线棒在功率晶体管的输出提供，以便将功率晶体管的低阻抗有效变换为更高可管理的阻抗，而且提供放大晶体管之间的隔离性能。
各种偏压网络可用于调谐载波和峰值放大器22和24。示范性的偏压网络48和50在图5A和5B中说明。每个偏压网络48，50包括一偏压电阻Rbbc或Rbbp，连接到外部直流源Vbc或Vbp，低通电容Cclp或Cplp连接到偏压电阻Rbbc或Rbbp，外部直流电压源Vbc或Vvp接地以滤除噪声。耦合电容Ccc、Ccp可用于将载波和峰值放大器连接到兰格耦合器32。
偏压电路，例如偏压电路48和50使得载波放大器22和峰值放大器中的一个或另一个或两个都被电子地调谐。在示范性偏压电路48和50的情况下，分别如图5A和5B所示，载波和峰值放大器22和24的偏压可以通过改变连接到载波和峰值放大器22和24输入的外部直流电压源Vbc、Vbp的幅度而改变。
由偏压电路48和50所提供的载波和峰值放大器22和24的电子调谐提供了根据本发明的许多重要的优点。首先，电子调谐允许载波和峰值放大器22和24调谐到最佳线性。其次，电子调谐允许在相对较宽的输入功率范围内改进内部调制失真。如此，放大器20可以调谐到工作范围(即，载波放大器频率)具有最大可能的IM抑制。而且，如上所述，匹配网络26和28的相对较高的阻抗导致载波放大器22和峰值放大器24的IM积的虚隔离，因此，提供较少的IM积。最后，电子调谐还可用于提供预失真线性应用的增益扩展和相位压缩。
图2说明测量增益和IM3(3阶调制积)作为放大器20的各种偏压条件下输出功率在21GHz的函数。特别是IM3和增益是在A级偏压操作(Ic1＝64mA；Ic2＝64mA)以及非对称偏压条件下说明的。特别是，非对称偏压条件是在峰值放大器24关断，载波放大器22被偏压在A级模式(IC1＝60-64mA)和峰值放大器被偏压在B级模式(IC2＝0.3-10mA)说明的。如图2所示，调整峰值放大器偏压电流(IC2)允许IM3线性比的形状和性能在相对较宽的输出功率范围内得到显著的改进。在偏压条件(即，Ic1＝60mA；Ic2＝0.3mA)下，当峰值放大器接近关断时，根据本发明的微波功率放大器20实现了IM3比率的相对动态的改进，导致IM3大约-43dBc的深消除。
图3说明多赫尔蒂放大器在相对于图2所示的偏压电平的电平的增益和内部调制失真。如图所示，对于A级操作，多赫尔蒂放大器20经历了增益压缩以及IM失真的增加。
根据本发明的一个重要方面，多赫尔蒂放大器当工作在B级时，具有增益扩展和相位压缩特性。但是，在B级多赫尔蒂放大器20的工作显著增加了IM失真。根据本发明，配置成多赫尔蒂驱动放大器的预失真电路用于预补偿多赫尔蒂放大器20的增益压缩和相位扩展。
参见图4，预失真电路通常用附图标记40表示，并适于位于微波功率放大器的上行以提供预失真，使得微波功率放大器20的增益和输出相位在输出功率范围内都是线性的。预失真微波功率放大器40可以配置成与微波功率放大器20完全相同，但是工作在不同的偏压点。如图4所示，放大器20的增益和输出相位是输入RF信号电平的函数，通常由附图标记42和44所示的曲线表示。如图3所示，对于各种偏压点，例如，在A级，偏压曲线表示随着RF功率电平的增加的增益压缩。但是，图3也说明了在各个偏压点，例如B级偏压曲线提供了增益扩展，以提供具有图4的曲线46所示的特性的增益扩展曲线。因此，通过认真选择用于预失真微波驱动放大器40和微波功率放大器20的偏压点，如曲线48所示，可以在放大器的输入功率范围内实现微波功率放大器20的线性输出。同样，为微波放大器40选择偏压电平，以提供偏压特性，从而提供曲线50所示的相位压缩特性。如此，通过预失真用于预失真多赫尔蒂驱动放大器40的RF输入信号，对用于多赫尔蒂功率放大器20的整个输入功率范围可以实现相对线性的输出相位曲线52。根据幅度和相位预失真特性，级联的预失真器和输出导致线性输出。预失真电路本身具有非常差的IM失真，但是当从幅度和相位的角度来看，级联的性能应当是线性的。幅度和相位是展开特性，它反映了多个信号通过放大器时的总体效果。
显然，在上述的教导下，本发明可以作出许多改变和变化。例如，因此应当理解，在所附权利要求的范围内，本发明可以不同于上文具体所述的方式实现。

Claims (16)

1.一种用于功率放大器的预失真电路，该预失真包括：
多赫尔蒂功率放大器，具有载波放大器和峰值放大器，选择所述多赫尔蒂功率放大器的偏压电平，以提供RF信号的预定特性的预失真，选择所述偏压电平以预补偿上行放大器的所述RF信号的失真。
2.如权利要求1所述的预失真电路，其中一个所述预定特性是输入功率电平函数的增益。
3.如权利要求2所述的预失真电路，其中选择偏压电平以提供作为输入功率函数的增益扩展。
4.如权利要求1所述的预失真电路，其中一个所述预定特性是相位。
5.如权利要求4所述的预失真电路，其中选择偏压电平以提供作为输入功率函数的相位压缩。
6.一种线性功率放大器电路，包括：
功率放大器，具有作为RF输入功率函数的预定特性；和
上行预失真电路，具有这样的特性，选择用来预补偿所述功率放大器的所述预定特性，该预定特性是输入功率的函数。
7.如权利要求6所述的线性功率放大器电路，其中所述预失真电路配置成多赫尔蒂放大器。
8.如权利要求7所述的线性功率放大器电路，其中所述预失真电路配置成具有预定增益压缩特性的多赫尔蒂放大器，该特性是输入功率的函数。
9.如权利要求6所述的线性功率放大器电路，其中所述预失真电路配置成具有增益扩展特性，使得电路的输出增益在功率放大器的输入范围内相对线性。
10.如权利要求6所述的线性功率放大器电路，其中功率放大器配置成具有预定相位压缩特性的多赫尔蒂放大器，该特性是输入功率的函数。
11.如权利要求10所述的线性功率放大器电路，其中所述预失真电路配置成具有相位扩展特性，使得电路的输出增益在功率放大器的输入范围内相对线性。
12.一种线性功率放大器电路，包括：
功率放大器，具有作为RF输入功率函数的预定特性；和
上行预失真电路，用来预补偿所述功率放大器的所述预定特性；和
电子地调谐所述预失真电路的装置。
13.如权利要求12所述的线性功率放大器电路，其中所述预失真电路配置成多赫尔蒂放大器。
14.如权利要求6所述的线性功率放大器电路，其中所述调谐装置包括电子地调谐预失真电路的装置，使得电路的输出增益在功率放大器的输入范围内相对线性。
15.如权利要求6所述的线性功率放大器电路，其中所述功率放大器配置成具有预定相位压缩特性的多赫尔蒂放大器，该特性是输入功率的函数。
16.如权利要求12所述的线性功率放大器电路，其中所述调谐装置包括电子地调谐预失真电路的装置，使得电路的相特性在功率放大器的输入范围内相对线性。
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