CN1229912C - 改进的运算放大器输出单元 - Google Patents

Abstract

本发明涉及用于将信号源与外部负载进行缓冲和隔离的缓冲单元。该单元具有用于接收中间信号源输入信号的信号输入端和用于给外部负载提供输出信号(OUTPUT)的信号输出端，该输出信号对应于输入信号(INPUT)。该单元包括：输入部分(102)，它至少包括两个在预定偏流下工作的驱动器晶体管(Q3和Q4)；输出部分(106)，它至少包括两个在预定静态电流下工作的输出晶体管(Q1和Q2)；电压源，耦合到输入和输出部分并且被如此构造设置，以使得流过输出晶体管(Q1和Q2)的静态电流基本上与流过驱动器晶体管(Q3和Q4)的大小无关。

Description

改进的运算放大器输出单元

技术领域

本发明涉及用于将信号源与外部负载进行缓冲和隔离的装置及其方法，更特别地涉及到用于将信号源与外部负载进行缓冲和隔离的装置和方法、以及其中使用的电压源，其中，缓冲和隔离特性基本上不受内部偏流源波动的影响。

背景技术

一般而言，信号源的性能依赖于连接到信号源输出端的外部负载的特性。当已知外部负载呈现可变特性时，常常需要在信号源输出端与外部负载之间设置一个缓冲器。这样的缓冲器将信号源与外部负载隔离并且提供恒定的中间负载，因此确保一致的信号源性能。缓冲器也能提供相对于信号源输出的高级驱动性能。放大器和运算放大器是依赖于信号源负载的实例。放大器或运算放大器用于放大所接收的信号并提供放大的信号到外部负载上。放大器或运算放大器一般情况下包括两个或更多个不同的串联连接的块或单元。如图1所示，一个运算放大器的实施例具有n个增益块和一个输出单元，其中，n是一个大于等于1的整数。

在本技术中已知有许多输出单元的拓扑结构和类型。在这里叙述几个比较常用的输出单元拓扑结构。一般而言，一个电路设计者设法缩小硅片的尺寸，因为较小的硅片尺寸具有更大的生产量并且使产品本身较小。这样，当选择特定的拓扑结构时，利用硅实现输出单元所必需的总面积是一个重要的考虑因素。因此，为了衡量每个拓扑结构，一种公平的标准就是比较某一个输出单元拓扑结构的相对大小。相应地，在下列例子中讨论相对大小时，在输出单元中所使用的晶体管的最小晶体管的几何尺寸(通常由它的发射极的面积来确定)被定义为具有单位面积1x。还假定所需要的输出单元的最大输出电流是16mA。

如图2所示，输出单元拓扑结构包括互补发射极跟随器，它运用一个NPN晶体管和一个PNP晶体管来驱动连接到输出(OUTPUT)节点的负载。在这个实例中，输出晶体管Q1和Q2设定为每个具有8x的面积(最小几何晶体管面积的8倍)，每一个输入晶体管Q3以及电流源I1的最小尺寸是lx，所需要的最大输出电流是16mA。晶体管Q1的最大的基极电流决定了需要电流源输出的电流量I1。在本实例中，

$I1=\mathrm{IBQ}{1}_{\mathrm{MAX}}=\frac{I_{\mathrm{outputMAX}}}{{\mathrm{\β}}_{\min }}=\frac{16\mathrm{mA}}{40}=400\mathrm{\μA},---\left(1\right)$

其中，β是晶体管的电流增益。一般情况下，当集电极电流为16mA时，最小β值大约是40。通过晶体管Q1和Q2的静态电流最好是几百uA数量级，以使交叉失真最小，这样静态电流在量级上相似于偏置电流源I1提供的偏流(I1)。为了简单起见，假定静态电流等于电流源提供的电流I1。偏置电压源V1连接在晶体管Q1和Q2的基极之间，以维持静态电流。明显地，电池并不是电压源V1现实的实现方法。

如在图3中看到的那样，一个电压源V1的实施例包括两个晶体管Q4和Q5，每一个晶体管当做二极管连接，并且与晶体管Q1和Q2具有相同的发射极面积，以提供图3所示的电压源所必需的电压。然而，图3所示的实施例包括四个大晶体管(Q1＝Q2＝Q4＝Q5＝8x)、一个输入晶体管(Q3＝1x)和一个电流源(I1＝1x)，总面积为34x。因此本结构在集成电路中实现时需要一个相当大的硅面积。

在图4所示的另一个输出单元的实施例中，电压源V1为V_BE倍增器的形式，后者占的面积比图3所示的实施例中的晶体管Q4和Q5的面积小。两个V_BE倍增器的普通实例如图4A和4B所示。图4A和4B中晶体管和电流源所占的硅面积分别是19X和20X，这比图3的实施例有显著的减少。然而，图4A和4B所示的实施例V1包括十千欧大小的电阻R1和R2，其实现要求6x到12x的硅面积。

对于图2到图4所示的全部输出单元的实施例，普遍的缺点是，该单元在没有输入信号的情况下运算放大器的正常静止状态的零伏输出对应于大约-1.3V的输入电压，这里的-1.3V是相对于输出电压的电位而言的。这是必要的，以适当地偏置晶体管42和43。输出端的负电压偏移从而限制为-(|V-|-1.3V)，其中，V-是加到负干线上的电压。

图5表示又一个输出单元电路的普通实施例，它克服了如图2到图4所示的实施例的输出电压的摇摆(swing)限制。然而，图5的实施例克服输出电压摇摆限制所付出的代价是更多的硅面积(34x)，因为全部晶体管的尺寸必须是相同的。而且，图5的实施例需要在晶体管Q4的发射极附加电流源I2，用来与电流源I1匹配。

利用复合(Darlington)晶体管对，可以使图5所示的电路的硅面积从34x减少为28x。图6表示了这样的一种拓扑结构，其中，复合晶体管对Q1-Q4代替了图5中的晶体管Q1，复合晶体管对Q2-Q3代替了图5中的晶体管Q2。而且，电流源I3和I4已经存在于主运算放大器的内部，输出单元的硅面积可以更进一步地减少到26x。

如图7所示，图6所示电路的一个变化是在晶体管Q7和Q8的集电极增加两个电阻，正如在现有技术中所公知的那样，形成两个”峰化”的电流源。图7所示实施例的输出单元的静态电流，即，晶体管QI和Q2的集电极电流，较少的依赖于电流源I1，I2，I3和I4的匹配和/或精确度。电阻R1和R2的值通常很小，因此，所需要的硅面积也小。然而，因为两个峰化电流源是串联的，因此，R1和R2必须匹配得相当好。

与图5仅提供一个两级缓冲相比，图6和7中的复合晶体管具有增加了三级缓冲的优点。三级缓冲显著的增加了放大器与外部负载之间的隔离，然而，图6和7所示的实施例得到附加隔离所支付的代价是缓冲输出的有效最大电压摆动。图5所示电路的输出电压在+/-(|V_supply|-0.85V)之间摆动，而图6所示电路的输出电压仅会在+/-(|V_supply|-1.5V)范围内摆动，|V_supply|＝|V+|＝|V-|。因为通过电阻R1和R2的额外的电压降，因此，图7中电路的输出甚至可以摆动得更少。

发明内容

本发明涉及一种用于将信号源与外部负载进行缓冲和隔离的装置。该装置的方式与图5所示的现有技术装置相似，表现为一个输出单元的形式，但是所使用的面积较小。

根据本发明的一方面，提供一种用于将信号源与外部负载进行缓冲和隔离的装置，所述装置具有一个用于接收来自所述信号源的输入信号的信号输入端和一个用于给所述外部负载提供输出信号的信号输出端，所述输出信号对应于所述输入信号，所述装置包括：第一偏流源，提供第一发射极电流到第一驱动器晶体管，并提供第一偏流到第一输出晶体管；第二偏流源，从第二驱动器晶体管接收第二发射极电流并从第二输出晶体管接收第二偏流，所述输入信号偏置所述第一驱动器晶体管和所述第二驱动器晶体管，并且所述输出端电气地耦合到所述第一输出晶体管的发射极和所述第二输出晶体管的发射极；以及用于提供控制电压的控制电压源，电气地耦合到所述第一驱动器晶体管的发射极和所述第二驱动器晶体管的发射极之间，其中，所述第一偏流和所述第二偏流随所述控制电压的预定函数的变化而变化。

在本发明的一个实施例中，所述第一驱动器晶体管包括PNP型晶体管，所述第二驱动器晶体管包括NPN型晶体管，所述第一输出晶体管包括NPN型晶体管，以及所述第二输出晶体管包括PNP型晶体管。

在本发明的一个实施例中，进一步包括两个电压源，电气地耦合在所述第一输出晶体管的集电极和所述第二输出晶体管的集电极之间。

在本发明的一个实施例中，所述预定的函数包括一个指数关系。

在本发明的一个实施例中，流过所述第一输出晶体管的静态电流和流过所述第二输出晶体管的静态电流与所述第一偏流源和所述第二偏流源无关。

在本发明的一个实施例中，所述控制电压源包括一个电阻、一个PNP型晶体管、和一个NPN型晶体管，所述电阻电气地耦合在所述PNP型晶体管集电极和所述NPN型晶体管集电极之间，所述PNP型晶体管的基极电气地耦合到所述NPN型晶体管的所述集电极，所述NPN晶体管的基极电气地耦合到所述PNP型晶体管的所述集电极，所述PNP型晶体管的发射极电气地耦合到所述第一驱动器晶体管的所述发射极，以及所述NPN型晶体管的发射极电气地耦合到所述第二驱动器晶体管的所述发射极。

根据本发明的另一方面，提供一种用于将信号源与外部负载进行缓冲和隔离的装置，所述的装置具有一个用于接收来自所述信号源的输入信号的信号输入端和一个用于给所述外部负载提供输出信号的信号输出端，所述装置包括：一个输出单元，包括一个具有第一静态集电极电流的第一NPN型晶体管和一个具有第二静态集电极电流的第一PNP型晶体管，第一NPN型晶体管的发射极电气地耦合到第一PNP型晶体管的发射极，第一NPN型晶体管的集电极耦合到第一电压源，以及第一PNP型晶体管集电极耦合到第二电压源；一个输入单元，包括：i.第二PNP型晶体管和第一电流源，第二PNP型晶体管的发射极电气地耦合到第一电流源的输出端和所述第一NPN型晶体管的基极，第二PNP型晶体管的集电极电气地耦合到所述第二电压源，第二PNP型晶体管的基极电气地耦合到所述信号输入端，以及第一电流源的输入端电气地耦合到所述第一电压源；ii.第二NPN型晶体管和第二电流源，第二NPN型晶体管的发射极电气地耦合到所述第二电流源的输入端和所述第一PNP型晶体管的基极，第二NPN型晶体管的集电极电气地耦合到所述第一电压源，第二NPN型晶体管的基极电气地耦合到所述的信号输入端，以及第二电流源的输出端电气地耦合到所述的第二电压源；以及，一个用于提供控制电压的控制电压源，所述控制电压源具有一个正端和一个负端，所述正端电气地耦合到所述第一NPN型晶体管的基极，而所述负端电气地耦合到所述第一PNP型晶体管的基极，其中，所述第一静态集电极电流和所述第二静态集电极电流随所述控制电压的预定函数的变化而变化。

在本发明的一个实施例中，所述预定函数包括一个指数关系。

在本发明的一个实施例中，所述控制电压源包括一个电阻、第三PNP型晶体管、和第三NPN型晶体管，所述电阻电气地耦合在所述第三PNP型晶体管的集电极和所述第三NPN型晶体管的集电极之间，所述第三PNP型晶体管的基极电气地耦合到所述第三NPN型晶体管的所述集电极，所述第三NPN晶体管的基极电气地耦合到所述第三PNP型晶体管的所述集电极，所述第三PNP型晶体管的发射极电气地耦合到所述第二PNP型晶体管的所述发射极，以及所述第三NPN型晶体管的发射极电气地耦合到所述第二NPN晶体管的所述发射极。

根据本发明的另一方面，提供一种用于将信号源与外部负载进行缓冲和隔离的缓冲单元，所述单元具有一个用于接收来自所述信号源的输入信号的信号输入端和一个用于给所述外部负载提供输出信号的信号输出端，该输出信号对应于所述的输入信号，所述单元包括：

输入部分，至少包括两个驱动器晶体管，每个驱动器晶体管都被设置为在预定的偏流下工作；输出部分，至少包括两个输出晶体管，每个输出晶体管都被设置为在预定的静态电流下工作；以及电压源，耦合到输入和输出部分，并如此构造和设置，使得流过输出晶体管的静态电流与流过驱动器晶体管偏流的大小无关。

在本发明的一个实施例中，调整由电压源提供的电压，使流过两个驱动器晶体管的偏流以不同的比例分流。

在本发明的一个实施例中，流过输出晶体管的静态电流与每一个驱动器晶体管的发射极面积的大小无关，只要每一个驱动器晶体管的发射极面积小于每一个输出晶体管的发射极面积。

在本发明的一个实施例中，工作时，输出晶体管基极-发射极电压之和等于驱动器晶体管基极-发射极电压之和。

在本发明的一个实施例中，工作时，每一个驱动器晶体管的偏流和集电极电流之间的差分电流都流过所述电压源。

在本发明的一个实施例中，驱动器晶体管的基极连接在一起，并且形成缓冲单元的输入端。

在本发明的一个实施例中，输出晶体管的发射极连接在一起，并且形成缓冲单元的输出端。

在本发明的一个实施例中，进一步包括提供流过每一个驱动器晶体管的偏流的电流源。

在本发明的一个实施例中，每一个驱动器晶体管的发射极耦合到一个电流源，以便于至少偏流的一部份流过驱动器晶体管。

在本发明的一个实施例中，电压源连接在驱动器晶体管的发射极之间，并连接在输出晶体管的基极之间。

在本发明的一个实施例中，输出晶体管是相反导通类型。

在本发明的一个实施例中，所述电压源包括两个相反导通类型的电压源晶体管和一个电阻，所述电阻连接在一个电压源晶体管的集电极和另一电压源晶体管基极之间，并且连接在所述另一电压源晶体管的集电极和所述一个电压源晶体管的基极之间。

在本发明的一个实施例中，流过驱动器晶体管的偏流是相等的。

附图说明

本发明的上述目的和另外一个目的，其不同的特征以及发明本身，可通过下面结合相应附图的描述得到更完全的了解。

图1是表示一般现有技术的运算放大器的示意图；

图2是表示一个现有技术的互补发射极跟随器输出单元结构的示意图：

图3是表示一个现有技术的具有两个普通晶体管偏置电压源的输出单元的结构示意图；

图4A是表示一个现有技术的V_BE倍增器输出单元结构实例的示意图；

图4B是表示另一个现有技术的V_BE倍增器输出单元结构实例的示意图；

图5是表示又一个现有技术的输出单元结构的普通实施例的示意图；

图6表示图5所示的现有技术输出单元结构的一个变化；

图7表示图5所示的现有技术输出单元结构的另一个变化；

图8是表示按照本发明改进的输出单元结构的示意图；

图9是示意图，表示图8中的控制电压源106的最佳实施例；

图10表示图9所示的控制电压源两端的电压图形；

图11表示当电流变化50％时，图9所示的控制电压源两端的电压误差；

图12表示当电流变化100％时，图9所示的控制电压源两端的电压误差；

图13是表示图8所示的输出单元经改进后的示意图，其中包括了图9所示的控制电压源的实施例；

图14是曲线图，表示通过图13所示的输出晶体管的静态电流，该静态电流为电压源电流的函数；

图15是曲线图，表示图13所示的输出晶体管的静态电流与偏流的关系；

图16是曲线图，表示偏流源输出、控制电压源电流以及逆着偏流源输出而流过驱动器晶体管的电流；以及

图17是曲线图，表示输出晶体管的静态电流的百分比误差与流过控制电压源的电流百分比变化之间的关系。

具体实施方式

本发明涉及一个在信号源与外部负载之间提供隔离的改进的输出单元。输出单元100的最佳实施例如图8所示，它包括输入部分102、输出部分104、以及控制电压源106。输入部分102接收来自信号源的输入信号(未示出)，并且将输出部分104的工作过程作为输入信号的一个函数加以控制。输出部分104为外部负载(未示出)提供高电流驱动能力，这在后面可以明显地看出，控制电压源106是输入部分102和输出部分104的公共元件。根据本发明的一个方面，控制电压源106确定输入部分102以及输出部分104的基极-发射极电压的总和，并且，提供一个公共的电流路径，该电流由偏流与输入部分102中的驱动器晶体管Q3和Q4的集电极电流之间的差分确定。

输入部分102包括PNP双极晶体管Q3和NPN双极晶体管Q4、第一电流源I1和第二电流源I2。晶体管Q3和Q4的基极电气地耦合在一起，并且耦合到输入端口108上，用于接收输入信号。晶体管Q3的发射极电气地耦合到第一电流源I1的输出端，晶体管Q3的集电极电气地耦合到负的电压干线(rail)上，即，耦合到第一电压源V-上，第一电流源的输入端电气地耦合到正的电压干线上，即，耦合到第二电压源V+上。晶体管Q4的集电极电气地耦合到第二电压源V+，晶体管Q4的发射极电气地耦合到第二电流源I2的输入端，并且第二电流源I2的输出端电气地耦合到第一电压源V-。

单元100的输出部分104包括NPN双极晶体管Q1和PNP双极晶体管Q2。晶体管Q1和Q2的发射极电气地耦合在一起并且电气地耦合到用于为外部负载提供输出信号的输出端110。晶体管Q1的集电极电气地耦合到第二电压源V+，并且晶体管Q2的集电极电气地耦合到第一电压源V-。晶体管Q1的基极电气地耦合到第一电流源I1的输出端和晶体管Q3的发射极。晶体管Q2的基极电气地耦合到第二电流源I2的输入端和晶体管Q4的发射极。

控制电压源106包括一个正端和一个负端。电压源106的正端电气地耦合晶体管Q1的基极、晶体管Q3的发射极和第一电流源I1的输出端。电压源106的负端电气地耦合晶体管Q2的基极、晶体管Q4的发射极和第二电流源I2的输入端。

根据本发明的一个方面，控制电压源106两边的电压V1被如此设置，使得所需的静态电流流过输出晶体管Q1和Q2。通过调整电压V1，使偏流I1和I2以不同的比例，分别在包括晶体管Q3和源106的路径之间以及在包括晶体管Q4和电压源106的路径之间分流。达到一个大而显著的程度，输出单元100的全部电流与电流源I1和I2无关，并且可以由控制电压源106两端的电压V1控制。并且，在包括晶体管Q3和源106的路径和包括晶体管Q4和源106的路径之间分流的电流，可以通过改变晶体管Q3和Q4的每一个的发射极面积来进行控制。改变晶体管Q3和Q4的每一个的大小，和/或改变电流源I1和/或I2，并不影响通过晶体管Q1和Q2的静态电流。这是本发明和图5所示的现有技术的输出单元的基本差异。这样，只要驱动器晶体管Q3和Q4的每一个的发射极面积小于输出晶体管Q1和Q2的发射极面积，则在图8所示的实施例中，驱动器晶体管Q3和Q4的每一个的发射极面积是任意的，并且与输出晶体管Q1和Q2的每一个的发射极面积无关，由此提供了很大程度上的设计自由度。如果驱动器晶体管Q3和Q4的发射极面积小于输出晶体管Q1和Q2的发射极面积，则Q3和Q4的集电极电流小于图5所示电路中的对应电流。额外的电流流过控制电压源106。由于发射极面积直接地转化为硅而积，因此，本发明与用来实现如图5所示的现有技术的电路相比，所用的硅面积较少。

这里用下列符号来说明输出单元100的详细工作情况：

Ic1，Ic2，Ic3，Ic4分别等于晶体管Q1，Q2，Q3和Q4的集电极电流；

I_v1＝流过电压源V1的电流；

I_sn＝NPN晶体管的饱和电流；

I_sp＝PNP晶体管的饱和电流；

V_T＝热电压，25.9mV；

β＝晶体管的电流增益；

x＝驱动器晶体管Q3和Q4的每一个的发射极面积；以及

z＝输出晶体管Q1和Q2的每一个的发射极面积。

一般而言，所有晶体管Q1，Q2，Q3和Q4的集电极电流可以表示为：

$I_{\mathrm{cl}}=z\·I_{\mathrm{SN}}\·\exp \left[\frac{v_{\mathrm{BE}1}}{v_T}\right]---\left(2\right)$

$I_{c2}=z\·I_{\mathrm{SP}}\·\exp \left[\frac{v_{\mathrm{BE}2}}{v_T}\right]---\left(3\right)$

$I_{c3}=x\·I_{\mathrm{SP}}\·\exp \left[\frac{v_{\mathrm{BE}3}}{v_T}\right]---\left(4\right)$

$I_{c4}=x\·I_{\mathrm{SN}}\·\exp \left[\frac{v_{\mathrm{BE}4}}{v_T}\right]---\left(5\right)$

其中，Z是晶体管Q1和Q2的每一个的发射极面积，x是晶体管Q3和Q4每一个的发射极面积，V_T是热电压，V_T由下列公式确定：

输出晶体管Q1和Q2的基极-发射极电压之和等于电压源V1：

V1＝V_BE1+V_EB2            (7)

通过把等式(2)和(3)的晶体管Q1和Q2基极-发射极电压代入等式(7)，可以将等式(7)重写如下：

$V1=2$ $\·V_T\·\ln$ $\frac{\sqrt{I_{C1}\·I_{C2}}}{z\·\sqrt{I_{\mathrm{SN}}\·I_{\mathrm{SP}}}}---\left(8\right)$

任意晶体管的集电极电流等于它的基极电流和它的电流增益β的乘积。电流增益系数随晶体管的不同而不同，且一般情况下在40到300范围内变化。因此晶体管Q1，Q2，Q3和Q4的基极电流相对于对应的集电极电流是很小的，所以取第一近似值，基极电流可以被忽略。在这种情况下，输出晶体管Q1和Q2的集电极电流可以认为相等。这样，静态电流Iq可以被定义为：

I_q＝I_C1＝I_C2           (9)

当在输出单元100的输入端没有信号时，静态电流是流过输出晶体管(即，从晶体管Q1的集电极到发射极和从晶体管Q2的发射极到集电极)的直流无效电流。把定义式(9)代入等式(8)，静态电流可以计算为：

$I_q=z\·\sqrt{I_{\mathrm{SN}}\·I_{\mathrm{SP}}\·\exp \left[\frac{V1}{2\·V_T}\right]}---\left(10\right)$

等式(10)意味着静态电流是电压源V1和输出晶体管尺寸的函数。等式(10)也意味着静态电流与驱动器晶体管Q3和Q4的尺寸以及偏流源I1和I2无关。这种独立性提供了很大程度的设计自由度；驱动器晶体管的尺寸和偏流源可以被选择得独立于输出晶体管静态电流及其尺寸。

驱动器晶体管Q3和Q4的集电极电流可以作为偏压控制电压源106的函数进行计算。晶体管Q3和Q4的基极-发射极电压之和等于V1，如等式(11)所示。

        V1＝V_EB3+V_BE4             (11)

等式(11)可以通过代入等式(4)和(5)中晶体管Q3和Q4的基极-发射极电压，重写如下：

$V1=2\·V_T\·\ln \frac{\sqrt{I_{C3}\·I_{C4}}}{x\·\sqrt{I_{\mathrm{SN}}\·I_{\mathrm{SP}}}}---\left(12\right)$

对于大多数的应用，偏流源I1和I2是相等的。偏流源不相等的情况则被认为是二级效果并且更详细地在下文中讨论。偏流I_B可以定义为：

       I_B＝I₁＝I₂                   (13)

如果所有晶体管的基极电流被忽略，那么流过电压源106的电流可以计算如下(参见图8)：

       I_V1＝I₁-I_c3＝I_B-I_c3         (14)

       I_V1＝I2-I_c4＝I_B-I_c4          (15)

比较等式(14)和(15)说明晶体管Q3的集电极电流等于晶体管Q4的集电极电流。所以，电流Ic3和Ic4可以由等式(12)计算如下：

$I_{C3}=I_{c4}=x\·\sqrt{I_{\mathrm{SN}}\·I_{\mathrm{SP}}}\·\exp \left[\frac{V1}{2\·V_T}\right]---\left(16\right)$

用等式(16)除等式(10)提供静态和集电极电流之间的下列关系：

$\frac{I_q}{I_{c3}}=\frac{I_q}{I_{c4}}=\frac{z}{x}---\left(17\right)$

比较等式(7)和(11)，表明输出晶体管基极-发射极电压的和等于驱动器晶体管基极-发射极电压的和。因此，输出晶体管Q1和Q2的集电极电流和驱动器晶体管Q3和Q4的集电极电流之比必须等于它们各自的发射极面积之比，这在等式(17)中明确地表示出来。

在静态电流和驱动集电极电流之间的同样的关系存在于如图5所示的电路中。在图5的例子中，驱动器晶体管的集电极电流等于偏流源I1和I2的电流。如果偏流源I1和I2相等，那么Ic3＝Ic4＝I_B。然而，驱动器晶体管发射极面积的大小(图5电路中的”x”)的变化会导致静态电流Iq的变化。这是因为偏流源仅连接到驱动器晶体管。在图8所示的本发明的实施例中，驱动器晶体管发射极面积大小的同样的变化不能改变静态电流Iq。作为替换，驱动器晶体管的集电极电流Ic3和Ic4按等式(17)变化。在偏流和驱动器晶体管的集电极电流之间的”差分电流”流过电压源106。通过把等式(16)代入等式(14)，通过控制电压源106的电流可以计算如下：

$I_{V1}=I_B-x\·\sqrt{I_{\mathrm{SN}}\·I_{\mathrm{SP}}}\·\exp \left[\frac{V1}{2\·V_T}\right]---\left(18\right)$

如上所述，本发明的正确工作过程依赖于这一事实，即，流过控制电压源106的电流I_v1可以改变。这样，当电流I_v1改变时，控制电压源必须能够维持恒压V1。图9是表示运用在图8所示的实施例中的控制电压源的最佳实施例的示意图。晶体管Q19，Q20和电阻R形成一个电压源，该电压源在节点A和B(参见图8和9)之间产生电压V1，它可以作为电阻R的阻值的函数来控制。节点A和B两端的电压相对于流过电压源106的宽频带的电流来说是相对恒定的。为了描述控制电压源106的实施例，除了使用描述输出单元100的详细工作过程的符号以外，还使用下列符号：

V_R＝电阻R两端的电压；

I_R＝电阻电流；以及

e＝自然对数的底数，e＝2.718。

节点A和B之间的电压V_(A-B)可以计算如下：

$V_{(A-B)}=V_{{\left(\mathrm{EB}\right)}_{Q1}}-V_R+V_{{\left(\mathrm{BE}\right)}_{Q2}}---\left(19\right)$

$V_{(A-B)}=V_T\·\ln \left[\frac{I_{c1}}{I_{\mathrm{SP}}}\right]-I_R\·R+V_T\·\ln \left[\frac{I_{c2}}{I_{\mathrm{SN}}}\right]---\left(20\right)$

等式(19)和(20)说明V_(A-B)的总电压为基极-发射极电压之和减去电阻电压，所以如果集电极电流增加，则基极-发射极电压也同样增加。几乎全部集电极电流流过电阻R。当集电极电流增加时，电阻R两端的电压也同样增加。因为从基极-发射极电压中减去电阻电压，所以它们倾向于彼此抵销，这使得节点A和B两端的电压维持一个相对恒定的值。

以更精确的形式，集电极和电阻电流可以定义为：

$I_{C1}=I-I_{b1}=I\·(1-\frac{1}{{\mathrm{\β}}_1})---\left(21\right)$

$I_R=I_{C1}-I_{b2}=I-I_{b1}-I_{b2}=i\·(1-\frac{1}{{\mathrm{\β}}_1}-\frac{1}{{\mathrm{\β}}_2})---\left(22\right)$

$I_{C2}=I_R+I_{b1}=I-I_{b2}=I\·(1-\frac{1}{{\mathrm{\β}}_2})---\left(23\right)$

其中，I是流入节点A、流出节点B的电流。

把等式(21)，(22)和(23)代入等式(20)，节点A和B之间的电压变成为：

$V_{(A-B)}=2\·V_T\·\ln \left(\frac{1}{\sqrt{I_{\mathrm{SP}}\·I_{\mathrm{SN}}}}\right)+V_T\·\ln (1-\frac{1}{{\mathrm{\β}}_1}-\frac{1}{{\mathrm{\β}}_2}-\frac{1}{{\mathrm{\β}}_1{\·\mathrm{\β}}_2})-I\·R\·(1-\frac{1}{{\mathrm{\β}}_1}-\frac{1}{{\mathrm{\β}}_2})---\left(24\right)$

正如前面提到的那样，基极-发射极电压和电阻电压倾向于抵销；一个特别的电流的存在证明这个抵消是理想的。该特别的电流可以使节点A和B之间的电压相对于电流的导数为零来计算。

$\frac{\∂V_{(A-B)}}{\∂I}=0---\left(25\right)$

把V_(A-B)的表达式(24)代入等式(25)，得出下式：

$\frac{2\·V_T}{I}-R\·(1-\frac{1}{{\mathrm{\β}}_1}-\frac{1}{{\mathrm{\β}}_2})=0---\left(26\right)$

解(26)得到电流I：

$I_0=\frac{2\·V_T}{R}\·\frac{1}{(1-\frac{1}{{\mathrm{\β}}_1}-\frac{1}{{\mathrm{\β}}_2})}---\left(27\right)$

I₀是流过控制电压源的标称电流，因为电压的抵消是理想的。

把等式(27)的I₀代入等式(24)，因为抵消是理想的，所以，节点A和B两端的电压计算如下：

$V_{{(A-B)}_0}=2\·V_T\·[\ln (\frac{2\·V_T}{R}\·\frac{1}{\sqrt{I_{\mathrm{SP}}\·I_{\mathrm{SN}}}})-1+\ln \left(\frac{\sqrt{1-\frac{1}{\mathrm{\β}1}-\frac{1}{\mathrm{\β}2}-\frac{1}{\mathrm{\β}1\·\mathrm{\β}2}}}{1-\frac{1}{\mathrm{\β}1}-\frac{1}{\mathrm{\β}2}}\right)]---\left(28\right)$

注意到在括号中最后的对数项的影响是很小的，等式(28)能够简化。假定β远大于1(β＞＞1)，对于本实例，设βmin＝10。对于几百uA的电流，根据等式(27)，电阻R为千欧(10³)数量级或更小。晶体管饱和电流I_SP(N)的数量级大约是10^-16。在等式(28)中利用这些数字，括号中的第一和最后的对数项能够计算出来。首项大约是27，而最后项大约是0.1。在第一和最后对数项之间有两个数量级的差别。因此，最后对数项能够被忽略。并且，考虑到对数函数的性质，ln(e)＝1，等式(28)可以写成如下：

$V_{{(A-B)}_0}\≈2\·V_T\·\ln (\frac{2\·V_T}{R}\·\frac{1}{e}\·\frac{1}{\sqrt{I_{\mathrm{SP}}\·I_{\mathrm{SN}}}})---\left(29\right)$

以上等式表明节点A和B之间的电压可以由电阻R设定。利用相同的近似，即，忽略基极电流的影响，节点A和B两端的电压与电流I的关系等式(24)，可以化简如下：

$V_{{(A-B)}_0}\≈2\·V_T\·\ln \left(\frac{1}{\sqrt{I_{\mathrm{SP}}\·I_{\mathrm{SN}}}}\right)-I\·R---\left(30\right)$

图10表示在等式(30)中定义的电压V_(A-B)。当通过电压源106的电流在一个相对宽的范围内变化时，其两端的电压保持相对恒定。

图11和图12表示当电流分别变化50％和100％时，电压源106两端的电压误差。

图8所示的电路，包括图9所示电压源的具体实例，被表示在图13中。控制电压源106由晶体管Q5，Q6和电阻R1形成。电压源晶体管的发射极面积定义为y。利用上述符号和参考标号，由等式(30)确定的节点A和B两端的电压，可以表示如下：

$V_{(A-B)}\≈2\·V_T\·\ln \left(\frac{I_{V1}}{y\·\sqrt{I_{\mathrm{SP}}\·I_{\mathrm{SN}}}}\right)-I_{V1}\·R1---\left(31\right)$

当电流具有以下值时，忽略晶体管Q5和Q6的基极电流，节点

$I_{v1}^0=\frac{2\·V_T}{R1}---\left(32\right)$

A和B两端的电压基本上与流过电压源I_v1的电流无关：

其中，I_v1是标称电流，对于该电流，节点A和B两端的电压与电流I_v1无关。

把等式(32)代入等式(31)，可计算出节点A和B两端的电压，对于该电压，相对于电流I_v1的灵敏度是最小的：

$V_{{(A-B)}_0}\≈2\·V_T\·\ln \frac{2\·V_T}{R_1}\·\frac{1}{e}\·\frac{1}{y\·\sqrt{I_{\mathrm{SP}}\·I_{\mathrm{SN}}}}---\left(33\right)$

把等式(31)的电压代入等式(10)，可计算出输出晶体管Q1和Q2的静态电流如下：

$I_q=I_{v1}\·\frac{z}{y}\·\exp (-\frac{I_{V1}\·R1}{2\·V_T})---\left(34\right)$

静态电流是流过连接在节点A和B上的电压源的电流的函数。在指数函数式(34)中的电流I_v1，倾向于减少静态电流的值。项I_v1乘以指数函数并倾向于增加静态电流的值。这样，式(34)的这两项倾向于彼此抵销并使静态电流大体维持在一个恒值上。电流Iq作为I_v1的函数，具有一个最大值，这个最大值可以通过把等式(32)代入等式(34)而计算出来，如下式：

$I_q^0=\frac{2{\·V}_T}{R1}\·\frac{1}{e}\·\frac{z}{y}---\left(35\right)$

图14表示由等式(34)确定的静态电流的曲线。该结果曲线具有一个峰值(即，一个最大值)，它可以利用等式(35)计算出来。注意，当流过电压源的电流在一个宽范围内变化时，静态电流基本上保持恒定，其变化在5％的范围内。将图13所示的实施例与图5所示的现有技术电路进行有意义的比较，静态电流Iq可以相对于偏流源表示。偏流源是驱动器晶体管的集电极电流和流过电压源的电流之和。

    I₁＝I_c3+I_V1；I₂＝I_c4+I_V1        (36)

在一般的现有技术设计中，偏流源I1和I2的值相等或很接近。因此，可以假定它们是完全相等的。根据这个假定，驱动器晶体管的

    I_B＝I₁＝I₂＝>I_c3+I_c4           (37)

集电极电流也是相等的。

驱动器晶体管的静态电流和集电极电流之间的关系如等式(17)

所示。把等式(34)的Iq代入等式(17)，驱动器晶体管Q3的集电极电流可计算如下：

$I_{c3}-I_q\·\frac{x}{z}=I_{V1}\·\frac{x}{y}\·\exp (-\frac{I_{V1}\·R1}{2\·V_T})---\left(38\right)$

等式(38)代入等式(36)导出下列等式：

$I_B=I_{V1}\·\frac{x}{y}\·\exp (-\frac{I_{V1}\·R1}{2\·V_T})+I_{V1}---\left(39\right)$

等式(39)不具有I_v1的解析方案(analytical solution)。为了绘制静态电流Iq与偏流I_B的关系，等式(39)首先从数字上解决，然后把I_v1代入等式(34)而最终计算出Iq。为了把图13的最佳实施例与图5的现有技术进行比较，图5所示的输出晶体管Q1和Q2的静态电流也绘制在图15中，从而把图5所示电路的Iq曲线152与图13所示电路的Iq曲线154进行比较。在最佳实施例的情况(如图13所示)下，静态电流大体上保持恒定，而在现有技术的电路(如图5所示)中，静态电流线随着偏流而线性地增加。

根据等式(17)，驱动器晶体管的集电极电流与静态电流成线性比例。因此，驱动器晶体管的集电极电流相对于偏流是相当恒定的，如果偏流改变，流过控制电压源106(连接在节点A和B之间)的额外电流是与偏流线性地成比例的。这种相互关系如图16所示，图16示出了偏流源的输出202、控制电压源204和与偏流源输出相反地流过驱动器晶体管的电流206。因为对于作为偏流函数的静态电流没有解析方案，相对于偏流的静态电流灵敏度不能被计算。然而，给出偏流和流过电压源的电流之间的线性关系，通过计算流过电压源的电流的静态电流灵敏度，可以得出一个好的近似值。

$S_{I_B}^{I_q}\≈S_{I_{V1}}^{I_q}=\frac{I_{V1}}{I_q}\·\frac{{\∂I}_q}{\∂I_{V1}}---\left(40\right)$

把等式(34)代入等式(40)中，计算出灵敏度如下：

$S_{I_{V1}}^{I_q}=\frac{I_{V1}}{I_q}\·\frac{{\∂I}_q}{\∂I_{V1}}=1-I_{V1}\·\frac{R1}{2\·V_T}---\left(41\right)$

当Iq相对于I_v1的灵敏度等于零时，静态电流变得与流过电压源的电流无关。这种情况发生在流过电压源的电流具有下列值时：

$I_{V1}^0=\frac{2\·V_T}{R1}---\left(42\right)$

等式(42)相当于等式(27)。通过下述两种不同的方法得到解决该问题的相同结果：i)使节点A和B两端的电压对流过电压源电流的依赖性最小，以及ii)使静态电流对偏流源的依赖性最小。

如等式(35)表示的那样，把等式(42)代入等式(34)，计算出输出晶体管的标称工作点。把等式(35)和等式(42)代入等式(34)，静态电流有下列等式：

$I_q=I_{V1}\·\frac{I_q^0}{I_{V1}^0}\·\exp (1-\frac{I_{V1}}{I_{V1}^0})---\left(43\right)$

等式(43)在图17中以相关的单位表示，x和y轴被确定为：

$x_{\′}{\mathrm{axis}}^{\′}=\left(\frac{I_{V1}-I_{V1}^0}{I_{V1}^0}\right)\·100---\left(44\right)$

$\mathrm{yaxis}_{\′}^{\′}=|\left(\frac{I_q{I}_q^0}{I_q^0}\right)\·100|---\left(45\right)$

注意，电压源电流+/-30％的变化使静态电流仅仅改变5％。

把等式(42)代入等式(39)，则偏流为：

$I_B=\frac{2{\·V}_T}{R_1}\·(1+\frac{x}{y}\·\frac{1}{e})---\left(46\right)$

该偏流通常由输出晶体管的最小电流增益系数除最大的输出电流来决定。这样，电阻R1值可以由等式(46)计算，如下：

$R1=\frac{2\·V_T}{I_B}\·(1+\frac{x}{y}\·\frac{1}{e})---\left(47\right)$

该偏流必须大于等于输出晶体管的最大基极电流，因此，等式(46)可以写为：

$\frac{2\·V_T}{R1}\·(1+\frac{x}{y}\·\frac{1}{e})\≥I_B---\left(48\right)$

解等式(48)得到晶体管发射极面积比例为：

$\frac{x}{y}\≥e\·(\frac{I_B}{\frac{2\·V_T}{R1}}-1)---\left(49\right)$

注意，在等式(35)中电阻可以表示成标称静态电流的一个函数，如下：

$R1=\frac{2\·V_T}{I_q^0}\·\frac{1}{e}\·\frac{z}{y}---\left(50\right)$

把等式(50)代入等式(49)，解得电压源晶体管发射极面积‘y’为：

$y\≥\frac{1}{e}\·(z\·\frac{I_B}{I_q^0}-x)---\left(51\right)$

晶体管的面积最好是一个整数。这样，电压源晶体管的发射极面积最好是大约如下(加1是因为整数函数被舍去)：

$y\≥1+\mathrm{Int}[\frac{1}{e}\·(z\·\frac{I_B}{I_q^0}-x)]---\left(52\right)$

因为输出晶体管的尺寸是固定的，确定最有效的驱动器和电压源晶体管的尺寸是必需的。晶体管总面积为：

      A_tot＝2·(x+y+z)          (53)

把等式(53)代入等式(51)，总面积可以作为驱动和输出晶体管尺寸的一个函数被计算，如下：

$A_{\min }\≥2\·[x\·(1-\frac{1}{e})+z\·(1+\frac{1}{e}\·\frac{I_B}{I_q^0})]---\left(54\right)$

根据等式(54)，当驱动器晶体管具有最小尺寸1x时，可以获得最小面积。

图5中的电路所必需的晶体管面积为：

      A_FIG5＝2·(x+z)         (55)

把等式(17)代入等式(55)，并且注意图5中驱动集电极电流等于偏流，等式(55)变为：

$A_{\mathrm{FIG}5}=2\·z\·(1+\frac{I_B}{I_q^0})---\left(56\right)$

使用新的输出单元拓扑结构所节省的面积为：

        A_sav＝A_FIG5-A_min         (57)

把等式(54)和(56)代入等式(57)，所节省的面积如下：

$A_{\mathrm{sav}}\≥2\·(1-\frac{1}{e})\·(z\·\frac{I_B}{I_q^0}-x)---\left(58\right)$

本发明可用其它形式实现，而不偏离其精神或本质特性。因此本实施例是旨在说明而并不是限制性的，本发明的范围由附加的权利要求确定，而不是由上面的描述确定。因此，所有在与权利要求等价的意义和范围内的改变都被包含在其中。

Claims (22)

1、一种用于将信号源与外部负载进行缓冲和隔离的装置，所述装置具有一个用于接收来自所述信号源的输入信号的信号输入端和一个用于给所述外部负载提供输出信号的信号输出端，所述输出信号对应于所述输入信号，所述装置包括：

第一偏流源，提供第一发射极电流到第一驱动器晶体管，并提供第一偏流到第一输出晶体管；

第二偏流源，从第二驱动器晶体管接收第二发射极电流并从第二输出晶体管接收第二偏流，所述输入信号偏置所述第一驱动器晶体管和所述第二驱动器晶体管，并且所述输出端电气地耦合到所述第一输出晶体管的发射极和所述第二输出晶体管的发射极；以及

用于提供控制电压的控制电压源，电气地耦合到所述第一驱动器晶体管的发射极和所述第二驱动器晶体管的发射极之间，其中，所述第一偏流和所述第二偏流随所述控制电压的预定函数的变化而变化。

2、按照权利要求1所述的装置，其中，所述第一驱动器晶体管包括PNP型晶体管，所述第二驱动器晶体管包括NPN型晶体管，所述第一输出晶体管包括NPN型晶体管，以及所述第二输出晶体管包括PNP型晶体管。

3、按照权利要求1所述的装置，进一步包括两个电压源，电气地耦合在所述第一输出晶体管的集电极和所述第二输出晶体管的集电极之间。

4、按照权利要求1所述的装置，其中，所述预定的函数包括一个指数关系。

5、按照权利要求1所述的装置，其中，流过所述第一输出晶体管的静态电流和流过所述第二输出晶体管的静态电流与所述第一偏流源和所述第二偏流源无关。

6、按照权利要求1所述的装置，其中，所述控制电压源包括一个电阻、一个PNP型晶体管、和一个NPN型晶体管，所述电阻电气地耦合在所述PNP型晶体管集电极和所述NPN型晶体管集电极之间，所述PNP型晶体管的基极电气地耦合到所述NPN型晶体管的所述集电极，所述NPN晶体管的基极电气地耦合到所述PNP型晶体管的所述集电极，所述PNP型晶体管的发射极电气地耦合到所述第一驱动器晶体管的所述发射极，以及所述NPN型晶体管的发射极电气地耦合到所述第二驱动器晶体管的所述发射极。

7、一种用于将信号源与外部负载进行缓冲和隔离的装置，所述的装置具有一个用于接收来自所述信号源的输入信号的信号输入端和一个用于给所述外部负载提供输出信号的信号输出端，所述装置包括：

一个输出单元，包括一个具有第一静态集电极电流的第一NPN型晶体管和一个具有第二静态集电极电流的第一PNP型晶体管，第一NPN型晶体管的发射极电气地耦合到第一PNP型晶体管的发射极，第一NPN型晶体管的集电极耦合到第一电压源，以及第一PNP型晶体管集电极耦合到第二电压源；

一个输入单元，包括：

i.第二PNP型晶体管和第一电流源，第二PNP型晶体管的发射极电气地耦合到第一电流源的输出端和所述第一NPN型晶体管的基极，第二PNP型晶体管的集电极电气地耦合到所述第二电压源，第二PNP型晶体管的基极电气地耦合到所述信号输入端，以及第一电流源的输入端电气地耦合到所述第一电压源；

ii.第二NPN型晶体管和第二电流源，第二NPN型晶体管的发射极电气地耦合到所述第二电流源的输入端和所述第一PNP型晶体管的基极，第二NPN型晶体管的集电极电气地耦合到所述第一电压源，第二NPN型晶体管的基极电气地耦合到所述的信号输入端，以及第二电流源的输出端电气地耦合到所述的第二电压源；以及，

一个用于提供控制电压的控制电压源，所述控制电压源具有一个正端和一个负端，所述正端电气地耦合到所述第一NPN型晶体管的基极，而所述负端电气地耦合到所述第一PNP型晶体管的基极，其中，所述第一静态集电极电流和所述第二静态集电极电流随所述控制电压的预定函数的变化而变化。

8、按照权利要求7所述的装置，其中，所述预定函数包括一个指数关系。

9、按照权利要求7所述的装置，其中，所述控制电压源包括一个电阻、第三PNP型晶体管、和第三NPN型晶体管，所述电阻电气地耦合在所述第三PNP型晶体管的集电极和所述第三NPN型晶体管的集电极之间，所述第三PNP型晶体管的基极电气地耦合到所述第三NPN型晶体管的所述集电极，所述第三NPN晶体管的基极电气地耦合到所述第三PNP型晶体管的所述集电极，所述第三PNP型晶体管的发射极电气地耦合到所述第二PNP型晶体管的所述发射极，以及所述第三NPN型晶体管的发射极电气地耦合到所述第二NPN晶体管的所述发射极。

10、一种用于将信号源与外部负载进行缓冲和隔离的缓冲单元，所述单元具有一个用于接收来自所述信号源的输入信号的信号输入端和一个用于给所述外部负载提供输出信号的信号输出端，该输出信号对应于所述的输入信号，所述单元包括：

输入部分，至少包括两个驱动器晶体管，每个驱动器晶体管都被设置为在预定的偏流下工作；

输出部分，至少包括两个输出晶体管，每个输出晶体管都被设置为在预定的静态电流下工作；以及

电压源，耦合到输入和输出部分，并如此构造和设置，使得流过输出晶体管的静态电流与流过驱动器晶体管偏流的大小无关。

11、按照权利要求10所述的缓冲单元，其中，调整由电压源提供的电压，使流过两个驱动器晶体管的偏流以不同的比例分流。

12、按照权利要求10所述的缓冲单元，其中，流过输出晶体管的静态电流与每一个驱动器晶体管的发射极面积的大小无关，只要每一个驱动器晶体管的发射极面积小于每一个输出晶体管的发射极面积。

13、按照权利要求10所述的缓冲单元，其中，工作时，输出晶体管基极-发射极电压之和等于驱动器晶体管基极-发射极电压之和。

14、按照权利要求10所述的缓冲单元，其中，工作时，每一个驱动器晶体管的偏流和集电极电流之间的差分电流都流过所述电压源。

15、按照权利要求10所述的缓冲单元，其中，驱动器晶体管的基极连接在一起，并且形成缓冲单元的输入端。

16、按照权利要求10所述的缓冲单元，其中，输出晶体管的发射极连接在一起，并且形成缓冲单元的输出端。

17、按照权利要求10所述的缓冲单元，进一步包括提供流过每一个驱动器晶体管的偏流的电流源。

18、按照权利要求10所述的缓冲单元，其中，每一个驱动器晶体管的发射极耦合到一个电流源，以便于至少偏流的一部份流过驱动器晶体管。

19、按照权利要求10所述的缓冲单元，其中，电压源连接在驱动器晶体管的发射极之间，并连接在输出晶体管的基极之间。

20、按照权利要求10所述的缓冲单元，其中，输出晶体管是相反导通类型。

21、按照权利要求10所述的缓冲单元，其中，所述电压源包括两个相反导通类型的电压源晶体管和一个电阻，所述电阻连接在一个电压源晶体管的集电极和另一电压源晶体管基极之间，并且连接在所述另一电压源晶体管的集电极和所述一个电压源晶体管的基极之间。

22、按照权利要求10所述的缓冲单元，其中，流过驱动器晶体管的偏流是相等的。

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