CN1208519A - 控制蜂窝通信系统中基站的实际发射功率的装置和方法 - Google Patents

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Abstract

一种控制具有几个信道的蜂窝通信系统中基站的最终发射功率y的装置和方法。基站具有发射功率跟踪增益y’,和射频发射功率w。该装置包含计算对应于一信道的期望功率 Pk,a－Pk,i的信道元件。该装置还包含产生基站所要求的输出功率yd的收发系统控制器(BTSC),包括对期望功率进行加和的加法器。该装置还包括测量y以获得测得的发射功率的发射功率检测器。该装置还包含产生y’的射频接口卡(RFIC)。最后,该装置包括处理y’和w以获得最终发射功率y的增益单元。

Description

控制蜂窝通信系统中基站的实际发射功率的装置和方法
           发明背景Ⅰ．发明背景
本发明涉及通信系统。本发明尤其涉及通过在基站的发射链中提供一发射功率跟踪环路来控制蜂窝通信系统中蜂窝基站中的前向链路发射功率的装置和方法。Ⅱ．相关技术的描述
在无线电话通信系统中，许多用户在可接到有线电话电话系统的无线信道上通信，在无线信道上的通信可以是众多多址技术中的一种，这种技术可以在有限的频谱中容纳大量的用户。这些多址技术包括时分多址(TDMA)、频分多址(FDMA)和码分多址(CDMA)。CDMA技术有许多优点，典型的CDMA系统见转让给本发明的受让人且标题为“Spread Spectrum Multiple Access Communication SystemUsing Satellite or Terrestrial Repeaters”的美国专利4,901,307，该专利在此引述供参考。
在上述专利中，揭示了一种多址技术，在这种技术中，每一个均具有远端单元的大量移动电话系统用户用CDMA扩展谱通信信号通过卫星转发器或地面基站进行通信。在采用CDMA通信时，频谱可以重复使用多次，因此可以使系统用户容量增加。
’307专利中揭示的CDMA调制技术比起采用卫星或地面信道的通信系统中采用的窄带调制技术，有许多优点。地面信道对任何一种通信系统尤其是相对于多径信号会产生一些特别的问题。采用CDMA技术通过减小多径的负面影响(例如衰落)，可以克服地面信道的上述问题，并同时充分利用了该技术的优点。
地面蜂窝通信系统包括几个与远端用户单元进行通信的基站。“前向链路”指得是从基站到远端单元的通信链路。“反向链路”指得是从远端单元到基站的通信链路。所以，从基站发送到远端单元的信号在前向链路上传播，而沿反向发送的信号在反向链路上传播。
在CDMA蜂窝电话系统中，同一频带可以用作所有基站中的通信。在基站和远端单元接收机处，可分离的多径，如站路径线和另一从某一建筑物反射的路径，可以是为提高调制解调器的性能而组合分集的。提供处理增益的CDMA波形特性还用来鉴别占据同一频带的信号。另外，高频伪随机噪声(PN)调制使得可以分开同一信号的许多不同传播路径。
前向链路CDMA信道可以包括各种编码信道，如导频信道、同步信道、几个寻呼信道和几个前向业务信道。在典型的实施例中，每一编码信道在1.2288兆子码/秒(Mcps)的子码速率下，由沃尔什(Walsh)序列和正交伪随机噪声序列对进行正交扩展。有关较佳实施例的前向链路CDMA信道和CDMA总的更多的信息，可参见TIA/EIA/IS-95中的“Mobile Station-Base Station Compatibility Standardfor Dual-Mode Wideband Spread Spectrum Cellular System”。
在IS-95CDMA系统中，在基站和远端单元之间进行通信的数据被格式化成帧。经帧格式化的数据通信可以在多个数据速率下进行。例如，CDMA寻呼信道通常在如每秒9600或4800位(“bps”)的固定数据速率运行，而前向业务信道在9600、4800、2400和1200bps下支持可变数据速率运行。
蜂窝系统中的每一基站具有前向链路(发送)功率电平和反向链路(接收)功率电平。发射功率电平是由基站发射到远端单元和附加信道的信号功率。发射功率电平是由包含基站的发射链的各个电子元件设定的。接收功率电平是正由基站接收的所有信号的功率。接收功率由于取决于几个因素，包括与基站通信的远端单元数、产生的信号强度以及基站(如靠近与相邻基站通信的基站的覆盖区域中的远端单元)所接收的其他噪声或干扰。
蜂窝系统中每一基站有一个前向链路覆盖区和反向链路覆盖区。这些覆盖区限定了一个物理边界，在该边界以外的区域内，基站与远端单元的通信衰减。换言之，如果远端单元处在基站的覆盖区内，则远端单元可以与基站进行通信，而如果远端单元处在该覆盖区以外的地方，则通信受损。基站可以有一个扇区或多个扇区。一个扇区的基站只有一个近似为圆形的覆盖区。多个扇区的基站具有形成从基站辐射的波瓣的独立的覆盖区。多扇区的基站通常包括多个独立的发射和接收天线以及独立的处理电路。
基站覆盖区有两个切换(handoff)边界。切换边界定义为两个基站之间这样一个物理位置，在该位置上，不管远端单元是与第一个基站还是第二个基站进行通信，链路的作用相同。每一基站有一个前向链路切换边界和一个反向链路切换边界。前向链路切换边界定义为这样一个位置，即，不管正在进行接收的是哪一个基站，远端单元的接收机执行相同的动作。反向链路切换边界定义为这样一个位置，即，相对于远端单元来说，两个基站的动作相同。
理想情况下，这些边界应当是平衡的，这就是说，它们应当具有相同的物理位置。如果是不平衡的，那么因为功率扩展过程受干扰或转换区域不合理地扩大而使系统容量减小。注意，切换边界平衡是时间的函数，这是因为，反向链路覆盖区随其中出现的远端单元数的增加而收缩的缘故。随每一附加远端单元的增加而增加的反向链路功率反比于反向链路覆盖区。接收功率的增加减小了基站反向链路覆盖区的有效范围，并使得反向切换边界朝向基站的方向移动。
为了获得CDMA或其他蜂窝系统中的高性能，重要的是小心并精确地控制系统中基站和远端单元的发射功率电平。发射功率控制限制系统所产生的自干扰量。另外，在前向链路上，精确的发射功率电平可以用来平衡一个基站或多扇区基站的一个扇区的前向和反向链路转换边界。这样一种平衡有助于减小切换区域的范围、提高整个系统的容量，并改善切换区域中的远端单元性能。
蜂窝或其他无线通信系统中控制发射功率电平失败会使通信质量受损。在一实际系统中，每一远端单元可以发射最小信号电平，该最小信号电平产生可接受的数据恢复的信噪比。如果远端单元所发射的信号在太低的功率电平下达到基站接收机，那么，由于来自其他远端单元的干扰，位误差率会因太高而无法实现高质量的通信。另一方面，如果远端单元发射的信号的功率电平在基站处接收时太高，与特定的远端单元进行的通信是可接受的，但这一高功率信号会对其他的远端单元产生干扰。
所以，为了使典型的CDMA扩展谱系统中的容量为最大，与基站进行通信的每一远端单元的发射功率受基站的控制，在基站处产生相同的标称接收信号。在理想情况下，基站处接收的总的信号功率等于每一远端单元接收的标称功率，乘以基站的覆盖区内进行发射的远端单元数，再加上从相邻基站的覆盖区中的远端单元在基站处接收的功率。
无线信道中的路径损耗定义为信号在空气中传播时信号所经受的衰落或损耗。路径损耗可以由两个独立的现象来表征：平均路径损耗和衰落。前向链路的工作频率与反向链路的工作频率不同。然而，因为前向链路频率和反向链路频率处在相同的频带内，所以，两条链路的平均路径损耗之间存在明显的相关性。另一方面，衰落是前向链路和反向链路的独立现象，并且是时间的函数。然而，由于频率处在相同的频带内，所以对于前向链路和反向链路，信道上的衰落特征是相同的。所以，两条链路随时间而变的信道衰落平均值通常是相同的。
在典型的CDMA系统中，每一远端单元根据远端单元处接收的总功率估算前向链路的路径损耗。总功率是来自远端单元感受到的在相同频率分配上工作的所有基站的功率之和。根据平均前向链路路径损耗的估算，远端单元设置反向链路信号的发射功率电平。
远端单元发射功率还受一个或多个基站的控制。远端单元与之进行通信的每一个基站测量来自该远端单元的接收信号强度。将测得的信号强度与该基站处用于特定的远端单元的所要求的信号强度比较。功率调制命令由每一基站产生，并在前向链路上发送到远端单元。根据该基站功率调整命令，远端单元使其发射功率增加或降低一预定量。
当一远端单元与一个或一个以上的基站进行通信时，从每一基站提供功率调整命令。远端单元根据这些基站功率调整命令而动作，以避免产生会干扰其他远端单元通信的发射功率电平，并从远端单元向至少一个基站提供足以支持通信的功率。该功率控制机制是仅当远端单元与之通信的每一机制发出增加功率电平的请求时通过使远端单元提高其发射功率电平来完成的。如果远端单元与之通信的任一基站发出降低功率的请求，则该远端单元降低其发射功率。一种基站和远端单元功率控制的系统见转让给本发明的受让人且标题为“Method and Apparatusfor Controlling Transmission Power in a CDMA Cellular Mobile Telephone System”的美国专利5,056,109。
人们还要求根据每一远端单元发射的控制信息，控制基站发射的每一数据信号中所使用的相对功率。提供这样的控制的重要原因是考虑到这样的事实，即，在某些地方，前向信道链路会有很不好的缺点。除非增加传送到不好的远端单元的功率，否则信号质量会变得无法接受。这样一个地点的一个例子是这样一个点，在该点处，到一个或两个相邻基站的路径损耗近似与到和远端单元进行通信的基站的路径损耗相同。在这样一个地点处，总干扰将比相当靠近其基站的点处远端单元看到的干扰增大三倍。另外，来自相邻基站的干扰不会与来自工作基站的信号一致地衰落，这与来自工作基站的干扰一样。这种情况下的一个远端单元从工作基站需要3到4dB的附加信号功率来获得合适的性能。
在其他的时间，远端单元可以处在信扰比处在不同寻常的良好的地方。在这种情况下，基站可以用比正常的发射机功率低的功率发射所要求的信号，从而减小了对由系统发射的其他信号的干扰。
为了实现上述目的，远端单元接收机中可以配备有信扰测量能力。这一测量是通过将所要的信号的功率与总的干扰和噪声功率比较来进行的。如果测得的比值小于预定值，那么该远端单元就向基站发射一个要求增加前向链路信号功率的请求。如果比值超过预定值，那么远端单元发射一个减小功率的请求。远端单元接收机可以监测信扰比的一种方法是监测合成信号的帧差错率(FER)。
基站从每一远端单元接收功率调整请求，并通过将分配到相应的前向链路信号的功率调整一个预定量来作出响应。调整量通常较小，通常在0.5到1.0dB或12％的数量级上。功率的变化速率可以略低于用于反向链路的功率变化速率，允许是每秒一次。在较佳实施例中，调整动态范围通常限制在低于标称的4dB到大于标称发射功率的约6dB。
在决定是否满足特定的远端单元的请求时，基站还应当考虑其他远端单元的功率要求。例如，如果基站处于满负荷的情况下，则可以准许增加功率的请求，但只允许增加6％或更低，而不是12％。但是，可以在正常12％变化下准许减小功率的请求。
然而，传统的基站没有提供对它们的发射功率电平进行精确控制的能力。为此，必须补偿包含基站发射链的各个元件中的增益变化。通常，增益的变化是因温度和使用年限而发生的，从而简单的校正过程不能确保输出发射功率随时间的推移具有精确的电平。可以通过调整发射链中的整个功率来补偿增益的变化，从而使校正的实际发射功率与计算的要求发射功率一致。传统的基站不配备有能够执行这一功能的装置，因而缺乏限制自扰和平衡前向和反向切换边界的能力。
所以，需要一种精确控制由多个不同的信号信道组成的基站信号的发射功率电平的装置和方法。
           发明概述
因此，本发明的目的是提供一种控制蜂窝系统中的基站的发射功率的装置的方法，该装置和方法能够限制自扰、有助于平衡前向和反向链路转换边界，并大体解决了由于相关技术的限制和缺点而产生的一个或多个问题。
本说明书中描述了本发明的其他特征和优点，这些优点可以部分地通过说明书的阅读来了解，或者通过本发明的实践来了解。通过本专利申请的说明书和权利要求书以及附图中特别指出的装置，可以实现和获得本发明的目的和其他的优点。
为了实现这些和其他优点，并且按照说明书中广泛描述和隐含的本发明的目的，本发明提供了一种控制蜂窝通信系统中基站的最终发射功率的装置。蜂窝通信系统具有几个工作在各种数据速率和相对信号电平下的信道，它们组合在一起产生原始射频发射信号w。该装置包含信道元件件，每一信道元件件与一个信道对应，用来计算每一信道信号用来产生原始射频发射信号w的期望功率。该装置还包含基站发射机系统控制器(BTSC)，用来通过加和期望功率产生基站的要求输出功率yd。该装置还包含测量最终输出信号wo的功率的发射功率检测器。该装置包含射频接口卡(RFIC)，用来处理测得的功率，以产生最终发射功率y，用来与要求的输出功率yd比较，并产生跟踪增益y’的发射功率。该装置还包含用来按照y’进行放大的可变增益单元。
另一方面，本发明本发明确定了一种控制蜂窝通信系统中基站的最终发射功率y的装置，它包含根据总原始射频发射信号w而不是根据来自信道元件的一个个信道而工作的呼吸机构或其他的发射功率实施机构。
应当理解，上述一般描述和下文中的详细描述仅是举例的，并且仅仅是举例的，并不是对本发明的限制。
附图用来提供对本发明的进一步理解，并且构成本发明的一部分，与说明书一起用以描述本发明，说明本发明的原理。
            附图简述
图1是典型的蜂窝电话系统的整体图；
图2是描绘本发明的发射功率跟踪环路的基本模型的方框图；
图3是按照本发明的基站装置的接收路径和发射路径的方框图；
图4是本发明的基站的发射路径中信道元件(channel element)部件的方框图；
图5是由本发明的基站发射链中基站收发机系统控制器进行的基站信道元件加和的方框图；
图6是本发明的基站发射链中射频接口卡的方框图；
图7A-7C描绘的是三个不平衡的切换状况；
图8A-8C描绘的是切换边界上装载的实施和呼吸机构补偿的实施；
图9基站中呼吸机构的高度简化的方框图；以及
图10是本发明带有呼吸机构的基站发射功率跟踪环路装置的方框图。
         发明的详细描述
下面参照附图中描绘的一个例子，详细描述本发明的较佳实施例。只要可能，图中相同的编号指得是相同或相似的部件。
按照本发明，提供了一种控制蜂窝通信系统中基站的最终发射功率的装置和方法。本发明包含计算期望功率的信道元件。还包含产生所要求的基站输出功率的基站收发机控制器(BTSC)，以及测量基站前一最终发射功率以获得测量的发射功率的发射功率检测器。最后，本发明包含产生最终发射功率的射频接口卡(RFIC)。
如上所述，基站可以是单扇区或多扇区的。本发明同样适用于扇区化基站的每一扇区和单扇区独立的基站。所以，在本说明书的下文中，术语“基站”可以指多扇区基站的一个扇区，也可以指单扇区基站。
可以含有本发明的地面蜂窝电话系统的典型实施例如图1中所示，并且在图中用标号10表示。图1中描绘的系统可以采用时分多址(TDMA)、码分多址(CDMA)或在远端单元12和基站14之间进行通信的其他调制技术。大城市中的蜂窝系统可以有几千个远端单元12和几百个基站14。然而，本发明可以用来连接固定位置或移动蜂窝通信装置，例如，远端单元15可以通过建筑物屋顶上的固定天线，通过内建网络(in building network)进行通信。从基站14到远端单元12和远端单元15的传输是在前向链路18上传送的，而沿相反方向的传输是在反向链路19上传送的。
下面参照图2描述本发明基站发射功率跟踪环路的基本模型。图2中，所有的功率都是用相对于1毫瓦的分贝(dBm)表示的，所有的增益用分贝(dB)表示。离散时间H3滤波器22接收用dBm为单位所要求的输出的yd以及用dBm为单位实际输出功率的y。H3滤波器22对两个输出进行滤波，产生用dB表示发射功率跟踪增益的y’。将发射功率跟踪增益y’输入到可变增益块24，该可变增益块接收原始射频发射信号w，并产生最终的输出信号wo。发射功率检测器40测量最终输出信号wo的功率，产生最终发射功率指示y。在本较佳实施例中，H3滤波器22是一个具有无限冲击响应(ⅡR)的标准数字滤波器，其各种结构是本领域技术人员所熟知的，并且可以构筑在微处理机内。发射功率检测器40包含模拟元件和数字元件。发射功率检测器40接收RF信号，并产生最终发射功率y的数字表示。
下面参照图3描述本发明用于控制基站30的发射功率的装置。基站30具有发射路径31。发射路径31包括发射天线35、信道元件件处理器36a-36i、基站收发系统控制器(BTSC)37和发射功率检测器40。
要发射到远端单元的最终输出信号wo是从发射天线35发射出去的。在时刻t，在基站的输出处，发射功率检测器40测量最终输出信号的发射功率，从而确定该时刻的实际发射功率。基站输出处进行的测量是在公共频带处从基站发射的所有信号的和。
在数字通信系统中，尤其是采用扩展谱调制的数字通信系统中，发射机可以采用以可变速率对话音信息进行编码的声码系统。采用可变数据格式减小了所发射的信号对不是所要求的接收机以外的接收机所产生的干扰电平。在所要求的接收机处或者是与所要求的接收机相关的接收机处，采用一声码系统来构筑话音信息。除了话音信息以外，非话音信息或话音信息与非话音信息的混合可以被传送到接收机。
适合应用于该环境下的的声码器见共同待批的美国专利5,414,796，其标题为“Variable Rate Vocoder”，该专利的授权日为1995年5月9日，并已转让给本发明的受让人。其所揭示的声码系统根据一个20毫秒帧内的话音活动，采用话音信息的数字取样值产生四个不同速率(即每秒近似8000位(bps)、4000bps、2000bps和1000bps)下的编码数据。每一帧声码器数据用附加位格式化成9600bps、4800bps、2400bps和1200bps数据速率帧。与9600bps帧对应的最高速率数据帧称为“全速率”帧；4800bps数据帧称为“半速率”帧；2400bps数据帧称为“四分之一速率”帧；而1200bps数据帧称为“八分之一速率”帧。不管是编码过程还是帧格式化过程，数据中均包含有速率信息。
有关将声码器数据格式化成数据帧的其他细节见共同待批的美国专利申请08/117,279，其标题为“Method and Apparatus for the Formatting of Data forTransmission”，其申请日为1993年9月7日，并已转让给本发明的受让人。数据帧可以进一步经处理、扩展谱调制和传送，见标题为“System and Method forGenerating Waveforms in a CDMA Cellullar Telephone System”的美国专利5,103,459，该专利已转让给本发明的受让人，在此引述供参考。
当提供小于全速率的数据时，可以将话音数据和非话音数据格式化成9600bps的传输帧。这种类型的帧中包括有方式位和另加的附加位，以表示话音数据进行编码的速率。不管这种类型的帧中的话音数据的速率是什么，接收时的帧被判定为9600bps的帧，并且含有小于全速率的声码数据。这样，附加位用来控制(override)到声码器的全速率帧控制，以处理与小于全速率帧声码器数据的帧中的那一部分位。另外，应当理解，全速率传输帧中的声码数据可以被非话音数据代替。再有，在这种情况下，该帧中包括的附加位将该帧识别为这种类型的帧。用来判断下述所要求的发射功率的速率总是话音通信和数据通信组合的有效速率。例如，如果声码器产生二分之一速率帧，并且其余的帧中填满了非话音数据，那么全速率指示用来判断所要求的输出功率yd。
每一帧码元数据由交错器交错，最好是在位级别(bit level)基础上，用以增加用于纠错的时间分集。对于对应于小于最高数据速率(例如9600bps)的数据速率的那些帧，调制器重复码元数据，以保持用于该帧的恒定码元速率。换言之，如果声码器选择的速率小于与9600bps帧速率对应的速率，那么调制器重复这些码元，以填满该帧。重复的个数当然取决于数据速率。对于对应于9600bps数据速率的帧，由调制器在经交错的数据帧中提供所有的码元。然而，对于对应于4800bps数据速率的帧，调制器在经交错的数据帧中提供两次码元。类似地，对于对应于2400bps和1200bps数据速率的帧，调制器分别四次和八次在经交错的数据帧中提供码元。每一帧中的功率是按数据速率确定比例的。例如，如果传送的是二分之一的速率帧，那么在该帧中重复每一码元两次，但帧的总功率减小用于全速率帧的二分之一。
码元数据的帧是如美国专利5,103,459中所揭示的那样，用每一二相移键控(bi-phase shift key,BPSK)码元的正交覆盖和被覆盖的码元的正交相移键控(quardrature phase shift key,QPSK)覆盖一起被BPSK调制的。在前向链路上，调制器发送该帧，作为连续的经调制的码元数据流，而每一传送的帧的功率按照帧中的码元重复减小。
再参见图3，每一信道元件处理器36a-36i分别计算经滤波的期望功率Pk,a-Pk-i。每一信道元件处理器36a-36i在业务信道上产生一个电话呼叫的信息，或产生附加信道(如导频信道、寻呼信道和同步信道)中的一个的信息。如上所述，每一业务信道呼叫可以根据较佳实施例中的话音和数据活动，在一个一个帧的基础上，在四种数据速率中的一种数据速率之间转换。在本较佳实施例中，速率是全速率、二分之一速率、四分之一速率和八分之一速率。业务信道上的数据速率直接影响信道元件对整个所要求的功率对功率大小的贡献在于，八分之一速率帧是在相应全速率帧的1/8功率下传送的。
经滤波的期望功率Pk,a-Pk,i接着从每一信道元件处理器36a-36i输出，并输入到BTSC37，产生基站30的所要求的输出功率yd的指示。BTSC37包括对多个经滤波的期望功率Pk,a-Pk,i进行加和的加法器。发送功率检测器40测量的所要求的输出功率yd和实际发送功率y的指示接着被输入到H3滤波器22。H3滤波器22对yd和y进行处理，产生基站30的发送功率跟踪增益y’。
下面参照图4描述包含每一信道元件处理器36a-36i的元件。每一信道有一个前向信道增益Gt、功率控制子信道增益Gs、信道数据速率rt、和功率控制子信道数据速率rs。每一信道元件处理器36a-36i包括计数器43。计数器43是一个数字计数器，它可以是特定应用的集成电路(ASIC)的一部分，或者可以安装在通用微处理器中。对于系统中的每一信道，计数器43按照下述等式，计算给定业务信道Pframe,i的以位的平方为单位的期望发送功率：
Pframe,i=sd(Gt 2×rt)/(sd+spc)+spc(Gs 2×rs)/(sd+spc)    (等式1)这里，sd是每一帧含码元的数据的个数，而spc是每一帧的功率控制信息码元的个数。
前向业务信道码元具有由业务信道增益Gt设置的码元功率电平的数据和功率控制子信道增益Gs设置的功率控制信息码元功率电平。通常，Gs大于Gt，以确保功率控制信息被远端单元接收到。在业务信道上，信道数据速率rt已在上文中描述过，并且在本实施例中是根据一个个帧的不同而不同的。在本较佳实施例中，功率控制子信道数据速率rs对于业务信道来说永远是全速率(即，永远等于一)。在本较佳实施例中，每一业务信道帧含有24个码元。在该24个码元中，两个是分别具有由Gs和rs设置的增益和速率的功率控制码元，所以spc等于2。这样，一个帧中每24个码元中有22个码元是分别具有由Gt和rt设置的增益和速率的数据码元，所以sd等于22。(在采用另一种格式的另一种实施例中，可以采用其他的数字。)所以，在计算期望功率时，采用功率控制码元数对一个帧中总码元数之比和数据码元数对一个帧中总码元数之比来使相应的能量计算归一化(scale)。
导频信道数据速率和增益通常是固定的恒定系统宽度。所以，对于每一帧来说，信道增益Gt和信道数据速率rt是固定的常数。同步和寻呼信道数据速率通常总是全速率，并且增益也是系统宽度恒定的。对于导频、寻呼和同步信道来说，每帧的功率控制信息码元数spc为零。
信道增益Gt和功率控制子信道Gs用来根据每一远端单元发送的控制信息，控制由基站发送的每一业务信道中使用的相对功率。提供这种控制的主要原因是为了兼顾这样的事实，即，在某些地方，前向信道链路会具有如上所述的异乎寻常的缺点。这样一个地方的一个例子是这样一个点，即，在该点处，对一个或两个相邻基站的路径损耗几乎和对与远端单元进行通信的基站的路径损耗是相同的。在这样一个地方，总干扰将比在相当靠近其基站的点处的远端单元看到的干扰增加三倍。来自相邻基站的干扰不会与来自工作基站的信号一起衰落，这与来自工作基站的干扰的情况相同。这种情况下的远端单元需要来自工作基站的3到4dB的附加信号功率，以实现合适的性能。调整量通常较小，通常在0.5到1.0dB或约12％的数量级上。功率的变化率略低于反向链路使用的变化率，约每秒一次。在本较佳实施例中，调整的动态范围通常有限，如小于标称的4dB到大于标称发射功率的6dB。
每一个信道有多个帧，这些帧可以取样，根据取样的帧组而产生一平均值。每一信道元件处理器36a-36i有第一取样器42，对由信道通信的多个帧的第M个帧取样业务信道增益Gt、功率控制子信道增益Gs、业务信道数据速率rt和功率控制子信道数据速率rs。与帧被发送的速率相比，取样器42的取样速率可以很低。注意，业务信道增益Gt具有很低的时间常数，例如在秒的数量级上。接着对取样器输出的取样值取平均，以获得一控制输出。这样，取样过程不会减小产生的平均功率的精度，只要取样值反映了总的值就行。这样，取样器42必须以独立于与发射功率无关的任何激励源的不偏离的方式进行取样。因此，采用等式(1)，计算器43进行计算，按照等式1获得多个期望的发射功率取样Pm。
期望发射功率取样Pm从计算器43输出，并输入到H1滤波器44内。H1滤波器44最好是一种单极无限冲击响应(single pole infinite impulse response,ⅡR)滤波器，其各种结构是本领域中人员熟知的。滤波器44按照下面的等式滤波(即取平均值)期望的发射功率：
Pm=φ1Pm-1+(1-φ1)Pm’    ……等式2其中，φ1代表时间常数；Pm-1是滤波器的前一个状态；而Pm是相应于Pm的滤波器的输出。
每一信道元件处理器36a-36i还包括第二取样器45。经滤波的期望功率取样Pm’每隔N个取样由第二取样器45取样。在被传送到BTSC 37以前滤波器当前状态的N个取样中的每一个通过时间标记单元46发送，其附上一个时间标记，以给出取样的时间，产生经取样、滤波期望的发射功率Pk的时间。采用时间标记，从而可以识别从每一不同的信道源处理器36a-36i得到的相应的期望发射功率。
取样器42、H1滤波器44和第二取样器45的基本目的是减少从每一信道元件处理器36a-36i传送消息的量。每一信道元件处理器36a-36i产生一定数量的提供各种系统信息的消息。如果除了其他的系统信息消息以外期望功率消息为每一帧而从每一信道元件处理器36a-36i发送出去，则消息传送将会使系统负担过重。为了减少消息的数量，每一信道元件处理器36a-36j通过对由H1滤波器44的时间常数φ1和取样器42和第二取样器45的取样速率设置的一组帧进行加和而执行期望功率的取样和平均功能。经滤波的期望功率信息可以在比每帧一次低得多的速率(1/(N*M))下传送。
现在参考图5，来描述BTSC37。BTSC37从每一信道元件处理器36a-36i收集相应的期望发射功率Pk,i。每一信道元件处理器36a-36i可以对应于系统中的工作信道，包括，例如导频、寻呼、业务和同步信道，或者可以是对总功率没有贡献的空闲状态。BRSC 37包括加法器52，它按照信道元件处理器36a-36i中的每一个中时间标记单元46所附的时间标记，对每一信道元件处理器的滤波期望功率取样Pk,i相应于同一时间间隔进行加和。
BTSC 37还包括转换器54，它从加法器52接收输出。转换器54将总的期望发射功率从一位平方值转换成呈dB位平方的dB值。然而，转换器54在BTSC37中可以是任选的，也可以不要。如果包括这一元件，则转换器54可以在只读存储器(ROM)或其他的熟知介质中包含一查询表。产生的所需输出功率yd传送到RFIC 38上。
图6描绘的是RFIC 38和基站30的附加处理装置。RFIC 38可以包含第一RFIC取样器62、第一RFIC转换器63、第一RFIC比较器64、第二RFIC转换器65、RFIC H1滤波器66、第二RFIC取样器67、时间标记单元74、第三RFIC转换器68和H3滤波器22。附加处理装置可以处理RFIC 38输出的发射功率跟踪增益y’。附加装置可以包括第一输出加法器73、第二输出加法器75、可变增益块24、高功率放大器76和耦合器61。
如上所述，发射功率检测器39测量由基站30的发射天线35辐射的最终输出信号wo的功率第一RFIC取样器62对测得的功率的第M个帧从发射功率检测器39的电压中进行取样。第一RFIC转换器63接着将第一RFIC取样器62输出的测得的发射功率取样(模拟电压值)转换成dBm值，从而获得经转换的发射功率取样ym的流。第一RFIC转换器63最好包含一查询表。RFIC转换器63产生的经转换的发射功率取样流接着输入到第一RFIC转换器64。第一RFIC比较器64从经转换的发射功率取样流ym中减去呼吸衰耗值ATX，呼吸。呼吸衰耗值不是影响期望功率的原因，因为呼吸信息对于信道元件处理器36a-36i是未知的，所以不包括在yd中。所以，为了恰当地将实际发送功率y与所要的输出功率yd比较，在H3滤波器22内在yd和y之间进行比较前由RFIC比较器64去除呼吸(具有恰当的时间标记)的影响。根据下文中详细描述的呼吸算规，基站呼吸的过程将变得更加明显。很明显，对RFIC38中的呼吸的考虑不是必须的而是任选的，因为基站30可以不具备呼吸。如果基站30不具备呼吸，那么第一RFIC比较器64可以从RFIC38中省去。
在由第一RFIC比较器64处理以后，经校正的发射功率取样流被输入到第二RFIC转换器65。第二RFIC转换器65将经校正的发射功率取样从一个dB值转换成线性单位值，以获得多个线性校正的发射功率取样。在本较佳实施例中，第二RFIC转换器65包含一查询表。
经校正的发射功率取样接着被输入到RFIC H1滤波器66。RFIC H1滤波器66最好与信道元件处理器36即H1滤波器44中使用的是相同的滤波器。通过按照等式(2)滤波经校正的发射功率取样，产生的y可以直接与yd比较。
经滤波的发射功率取样接着再次由第二RFIC取样器67取样。第二RFIC取样器67以与信道元件对期望功率进行取样的相同的方式将每一第N个取样发送到第三RFIC转换器68。与每一信道元件处理器36a-36i一样，RFIC 38包括时间标记单元74，将时间标记附到从第二RFIC取样器67输出的每一发射功率取样上。这样，第三RFIC转换器68输出的取样发射功率取样可以按时间与BTSC 37输出的取样协调。RFIC 38包括第三RFIC转换器68，该第三RFIC转换器68将时间标记单元74的输出从线性增益单位转换成dB单位，作为最终发射功率y发送到H3滤波器22。
离散时间H3滤波器22从实际发射功率y中减去由RFIC H2滤波器72输出的发射功率跟踪增益y’。第二RFIC比较器69的输出结果是一估算yw。该估算yw接着输入到第三RFIC比较器70，该估算yw被从经补偿的要求的输出功率yd,c中减去。从第二RFIC比较器70输出的结果是控制输入u。
从BTSC 37得到的所要求的输出功率yd通过加法器71加到一校正常数ATX， 损耗上。这一校正常数反映进行功率测量的点(本例中为耦合器61的输出处)和天线35之间的损耗。ATX，损耗随基站的不同而不同，并且是在基站的初始校正时确定的。
在第三RFIC比较器70处，估算yw被从补偿的所要求的输出功率yd,c中减去，定时必须具有合适的精度。信道元件处理器36和BTSC 37中的时间标记单元46分别与RFIC 38中的时间标记单元一起提供完成这一目标的手段。时间标记单元45和74在每一取样上打上合适的时间标记，从而使得BTSC 37和第二RFIC比较器69输出的取样之间一致。测得的和计算的基站30的功率电平是依赖于时间的，这意味着这些功率电平是进行测量和进行计算的时间的函数。时间标记能够使得测得的取样与计算的功率相符。
RFIC比较器70的输出即控制输入u接着输入到RFIC H2滤波器72。RFICH2滤波器72最好包含一单极IIR滤波器。RFIC H2滤波器72按照下面的等式对控制输入u进行滤波，以获得发射功率跟踪增益y’：
y’t=φ2Y’t-1+(1-φ2)ut    ……等式3其中，φ2代表时间常数；ut是相应于当前最终发射功率y和要求的输出功率值yd的控制输入；y’t是相应于ut的滤波器的输出；Y’t-1是H2滤波器72的前一输出；φ2是时间常数。采用发射功率跟踪增益y’，可以获得基站的最终输出功率。基站发射路径中的附加处理装置发射对功率跟踪增益y’进行处理，以产生最终输出功率。附加装置包括第一输出加法器73、第二输出加法器75、可变增益块24、高功率放大器(HPA)76以及耦合器61。
发射功率跟踪增益y’从RFIC H滤波器72输出到第一输出加法器73，加到校正值PTX，模拟上，从而产生经校正的实际发射功率。大的基站可以提供10瓦的输出，而小的基站(1个某一建筑物内的基站)可以仅发射1瓦的输出。在基站初始通电以后，输出功率电平将距所要求的输出功率电平很远。发射跟踪环路时间常数较慢，并且发射跟踪环路可能要花很长时间来跟踪出初始误差。PTX，模拟可以是人工“设定”，可以用来快速地将环路拉回到合适的范围内，从而发射跟踪环路可以开始细精度的跟踪。
经校正的实际发射功率接着输入到第二输出加法器75内。第二输出加法器75将ATX，呼吸加回到经校正的实际发射功率上，以获得一经呼吸校正的实际发射功率。然而如上所述，如果基站30没有配备呼吸装置，那么第二输出加法器75可以从基站30中省去。
经呼吸校正的实际发射功率指示接着输入到可变增益块24中，调整射频发射信号的功率w。经调整的发射功率输入到高功率放大器(HPA)76内，经放大，以获得最终的发射信号wo。最终发射功率接着输入到耦合器61中，将最终输出功率输出到天线35，并且小部分的最终输出功率输出到发射功率检测器39。发射天线35接着将最终发射信号辐射到与基站30进行通信的远端单元。
除了上述优点以外，注意不希望的变化对发射链的影响。这样一种不要求的变化可以来自产生电路中的温度变化，从而使得源射频发射信号的电平w不稳定。同样，功率放大器也会受温度、使用寿命或信号电平输入变化对器件的影响而产生不要求的增益变化。所有这些变化以及任何其他外部的不要求的增益变化由该闭合环路反馈机构而去除。
参照图7-10，下面描述基站呼吸的处理和装置。如上所述，无线信道中的路径损耗可以用两种分开的现象来表征：平均路径损耗和衰落。前向链路与反向链路在不同的频率下工作。然而，因为前向链路和反向链路频率处在相同的频带内，所以，在两条链路的平均路径损耗之间存在显著的相关性。另一方面，衰落是独立于前向链路和反向链路的现象，并且是随时间而变的函数。然而，信道上衰落的特征对于前向链路和反向链路来说是相同的，因为频率处在相同的频带内。所以，两条链路上信道随时间衰落的平均值通常是相同的。
在典型的CDMA系统中，每一基站发送的导频信号具有公共的伪随机扩展码，该扩展码在编码相位上偏离其他基站的导频信号的编码相位。在系统工作期间，远端单元配备有一个编码相位偏移表，它相应于建立通信的基站周围的相邻基站。远端单元配备有搜寻元件，使得远端单元能够从一组包括相邻基站的基站中跟踪导频信号的信号强度(或功率)。
在呼吸蜂窝系统中，系统中的每一基站一开始经校准，从而没有负载的接收机噪声电平和要求的导频信号之和等于一校准常数。校准常数在整个基站系统中是一致的。当系统有负载(即远端单元开始与基站进行通信)时，补偿网络在基站处接收的反向链路功率和从基站传送的导频功率之间保持恒定的关系。基站的附加负载有效地使反向链路转换边界移到更靠近基站的地方。所以，为了模拟前向链路上的相同影响，发射功率随负载的增加而降低。
每一基站具有一典型的物理覆盖区，其中可以进行与基站的通信。每一基站覆盖区有两个切换边界。切换边界定义为这样两个基站之间的物理位置，即，不管远端单元在该位置处与之通信的基站情况如何，链路以相同的方式工作。每一基站具有前向链路切换边界和反向链路切换边界。前向链路切换边界不管正在进行接收的是哪一个基站，都以相同的方式工作。反向链路切换边界定义为两个基站接收机相对于远端单元来说执行相同的功能的远端单元所在的位置。
本发明的较佳实施例是参照具有软切换能力来描述的，然而，本发明同样适用于硬切换操作。
参照图7，切换边界总是限定在至少两个基站之间。例如，在图7A中，前向链路转换边界83是从基站81和从基站82发射的功率以及来自其他周围基站(未图示)和其他带内源的干扰的函数。反向链路切换边界84是在基站81和基站82从远端单元85在该位置处接收的功率电平和在基站81和基站82从其他远端单元和其他带内源接收的功率电平的函数。注意，在基站81处接收的功率电平和在基站82处接收的功率电平是有点儿独立的。即，如果基站81具有大量的位于其覆盖区内的远端单元，并且基站82只有一个这样的远端单元，则对基站82的干扰要大大小于对基站81的干扰。
在理想情况下，前向链路转换边界83和反向链路切换边界84的位置在同一地点(co-located)，从而可以实现最佳系统容量。如果它们的位置不是在同一地点的，则对系统容量会出现三种有害的情况。图7A描绘了第一种情况。软切换区域是位于该区域内的远端单元处在几乎要与两个基站建立通信的两个基站之间的物理区域。图7A中，阴影部分代表软切换边界86。
在远端单元帮助的软切换中，切换区86由前向链路特征限定。例如，其图7A中，切换换区域86代表这样一个区域，其中的两个基站81和基站82的信号质量足以支持通信。当远端单元85进入软切换区86时，它将通知与之进行通信的基站有第二基站能够进行通信。系统控制器(未图示)在第二基站和远端单元85之间建立通信。进一步有关远端单元帮助的软切换的信息见转让给本发明的受让人且标题为“Mobile Station Assisted Soft Handoff in a CDMA CellularCommunication System”的美国专利5,267,261。当远端单元85处在基站81和基站82之间的软转换区域86内时，两个基站81、82均控制从远端单元85的发射功率。正如上述美国专利5,056,109中揭示的那样，如果基站81或基站82提出降低请求，则远端单元85降低其发射功率，而仅仅在基站81和82提出增加请求的时候，远端单元85增加其发射功率。
图7A描绘的是对系统容量有害时的第一种情况。图7A中，前向链路切换转换边界83和反向链路切换边界84显著不平衡(即隔开一定的间距)。远端单元85位于仅与基站82发生通信的位置上。在远端单元85所在的区域中，前向链路性能在与基站82的情况下为最好，但如果远端单元85与基站81进行通信，则反向链路性能最好。在这种情况下，远端单元85将比如果远端单元与基站81进行通信发射更多的功率。增大的发射功率将不必要地加到系统中的总干扰上，从而对容量产生不利的影响。它还增加了远端单元85的总的功耗，从而降低了电池的寿命。最后，如果远端单元达到其最大发射功率还会危害通信链路，并且无法响应于来自基站82的增加功率的命令。
图7B给出的是另一种不平衡转换状态的有害结果。图7B中，切换换区域91位于靠近反向链路切换边界84的地方。该切换位置可以是另一种切换方案的结果，这时，转换是基于反向链路性能而不是前向链路性能的。在这样一种情况下，系统中的每一基站试图测量从每一远端单元接收到的功率。当测得的功率电平超过阈值或者超过其他基站处接收的电平时，与第二基站的通信就建立了起来。
图7B中，远端单元85位于仅与基站81建立起通信的区域内。如图7A所示，在远端单元85所处的区域中，前向链路性能涉及基站82时最好，而反向链路性能涉及基站81时最好。与反向链路不同的是，前向链路没有大的发射功率动态范围，并且当远端单元85朝着基站82移动时，来自基站82的干扰随来自基站81的接收功率电平的降低而增加。如果来自基站81的功率电平下降到足够的信扰水平以下或者某一绝对水平以下时，通信链路就处在丢失的危险之中了。随着远端单元85朝着离开基站81的方向移动，从基站81发射的功率电平在有限的动态范围内缓慢增加。该功率增加不利地干扰基站81和基站82的其他用户，从而不必要地降低了系统容量。
另一种导致系统容量下降的情况包含基于前向链路性能和反向链路性能的组合的切换方案。图7C描绘了这样一种情况。图7C中，切换区域95较大，并且包含反向链路切换边界84和前向链路切换边界83。但不必要的软切换直接降低了系统的容量。软切换的目的是在基站之间在断开切换(break handoff)之前提供一种结构(make)，并提供有效的功率控制机构。然而，如果软切换区域太大，则负面影响就变得明显。例如，在图7C中，基站81和基站82必须在远端单元85处在软切换区域95中时向远端单元85发送。因此，总的系统干扰在远端单元85处在软转换区域95中时增加。另外，基站81和基站82的源必须专用于从远端单元85接收的信号。所以，增加软切换区域的规模不是有效使用系统容量和源的途径。
解决这些负面影响的方法是将反向链路切换边界84对前向链路切换边界83取得平衡(即物理分配)，或者反之。即使是在静态条件下在每一基站处这样做了，平衡也会随系统的使用而丢失。例如，基站处接收的反向链路信号的信扰水平是覆盖区中远端单元的数量、位置和传输功率电平的函数。当一个基站上的负载增加时，干扰增加，并且反向链路转换边界朝向基站收缩。然而，前向链路边界不是以同样的方式起作用的。所以，一开始平衡的系统会随时间的推移而变得不平衡。
为了保持平衡，可以采用一种使基站覆盖区的规模“呼吸”的装置和方法。这种呼吸有效地使前向链路切换边界移动到与反向链路切换边界相同的位置上。两个边界均取决于至少两个基站的性能。为了有效地进行呼吸，反向链路切换边界和前向链路切换边界必须在一开始是对齐的。如果象下面描述的那样控制每一基站的性能，边界可以保持对齐。
前向链路性能可以由基站来控制。在典型的CDMA系统中，每一基站发送一导频信号。远端单元根据感测的导频信号执行切换。通过改变从基站接收到的导频信号的功率电平，可以计算前向链路切换边界位置。
反向链路性能也是由基站控制的。基站的噪声特性设置可以检测的最小接收功率电平。接收机的噪声特性通常是用整个系统的噪声数来定义的。通过控制接收机的噪声数，例如，通过注人噪声或加入衰耗，可以调整反向链路性能因此调整反向链路切换边界。
为了使切换边界平衡，必须控制每一基站的性能以平衡系统中其他基站的性能。所以，系统范围的性能常数限定为系统中每一基站使用的常数。也可以定义对于每一基站均相等的动态常数但允许随时间而变。然而，为了使设计和实施简单，本实施例中最好采用固定的常数。所以，与其强迫使所有的基站相等，还不如采用最方便的方法来定义常数比，并改变每一基站的性能以适合于这一比值。
该常数是用下面所描述的用dB表示的接收机路径噪声和用dB表示的最大要求导频信号功率之和来定义的。考虑到系统性能，要求使噪声的增加最小。同时，考虑到基站源的有效利用，每一基站应当在最大有效电平下发送导频信号。所以，为了定义每一基站的常数K电平，采用下面的等式：
Figure A9619808000271
其中，NRx:i是用dB表示的基站i的接收机噪声；PMax:i是用dB表示的基站Ⅰ的最大要求导频信号功率；而[]是寻找系统中所有基站的最大和。注意一旦选择K电平，可以采用人工装置来降低发射功率或增加基站的前端噪声。
为了证明将接收功率和发射功率之和设置为K电平确实使系统平衡，作几个假设。第一个假设是在采用多个冗余接收和发射天线的任何基站处，天线已经平衡而具有相同的性能。第二个假设是在每一基站处具有相同的编码性能。第三个假设是认为在总前向链路功率和导频信号功率之间存在常数比，并且前向链路路径损耗和反向链路路径损耗成反比。
为了寻找两个任意基站即基站A和基站B之间的前向链路之和边界，一开始注意两个基站的导频信号功率与总功率相等处出现的前向转换边界。假设移动单元C位于边界处，数学上用线性功率(如瓦)为单位：
Figure A9619808000281
注意到移动单元处接收的功率等于发射功率乘以路径损耗，因此，等式5变成：
Figure A9619808000282
重新排列等式6，并消去公共公因子，得到：
Figure A9619808000284
对反向链路采用相同的过程，并转移到反向链路切换边界出现在每一基站感测到对于该移动单元相同的信扰比：
Figure A9619808000285
注意到在基站处接收的功率等于从移动单元发射的功率乘以路径损耗，因而等式8变成：
Figure A9619808000287
重新排列等式9，并消去公因子，得到：
Figure A9619808000291
由于假设在任何地方前向和反向链路路径损耗成反比，所以等式7和10可以组合成：将等式11的单位从线性功率变成dB，得到：
A处接收的总功率(dB)-B处接收的总功率(dB)=
从B发射的导频功率(dB)-从A发射的导频功率(dB)等式11’等式11’等效于设置了这样一个前提：
如果A处接收的总功率(dB)+从A发射的导频功率=K电平，并且
    B处接收的总功率(dB)+从B发射的导频功率(dB)=K电平，
那么，将满足等式11’。
并且前向链路切换边界和反向链路切换边界是位置相同的。
三种机构需要执行呼吸功能：初始将性能设置成K电平的装置；监视反向链路中的波动的装置，以及根据反向链路波动改变前向链路性能的装置。
将性能初始设置成K电平的一种方法是考虑到随温度和时间的变化来设置最大所要求的导频信号强度，并且在没有输入信号的情况下在具有接收机的线路中加入衰耗，直到实现K电平性能。加入衰耗使接收机灵敏度降低，并有效地增加噪声数。还要求每一移动单元按比例发送更多的功率。加入的衰耗应当保持在K电平专用的最小值。
一旦实现了初始平衡，可以测量进入基站的功率以监视反向链路性能。可以采用几种方法。可以通过监视AGC(自动增益控制)电压或通过直接测量到来电平测量。这一方法具有这样的优点，即，如果出现干扰(如FM信号)，那么，测量干扰能量，并且切换边界将被拉回到靠近基站的地方。通过将切换边界拉回到靠近基站的地方，可以从基站的覆盖区中消去干扰，使其影响最小。测量可以通过简单地数一下通过基站进行通信的用户数，并根据每一移动单元的信号通常在相同的信号电平下到达基站这一事实来估算总功率来进行。
当反向链路功率增加时，前向链路功率应当降低。功率的降低必须在不干扰发射跟踪环路性能的情况下来实现。
在典型的切换方案中，切换边界是基于远端单元处导频信号强度的测量的。另一种控制总发射功率的方法是仅控制导频信号电平。对于覆盖区设计者来说，这一方案会具有某种请求(appeal)的意义，但控制总发射功率，包括业务、同步、寻呼和导频信号，具有某些优点。首先，导频信号对业务信道信号的比值保持固定。远端单元期待该比值固定，并将其资源的分配放在这一比值的基础上。如果远端单元要接收两个相等强度的导频信号，每一个相应于具有不同功率电平的业务信道，那么软切换过程中两个信道的解调会劣化。第二，控制总发射功率减小了与其他基站覆盖区的干扰。如果导频信号不够强来保证相邻基站的覆盖区中的切换，那么高功率的业务信道信号会在该区域中加入无用和不必要的干扰。
在一种理想结构中，呼吸机构将测量接收功率，并按比例改变发射功率。然而，某些系统可以不采用这种比例方法，而是将发射电平仅变更接收功率中感测到的变化的一部分。例如，如果系统设计得接收功率的估算又难又不精确，那么系统设计者会希望降低对不精确性的灵敏度。仅改变发射功率电平中一部分接收功率的变化实现了降低灵敏度，而防止了切换边界中的粗不平衡。
另一种方法是仅当接收电平超过预定阈值时改变发射电平。这一方法可以主要用来处理干扰。当然，这一方法可以与只改变一部分接收功率中感测的变化的发射功率电平的系统组合起来。
呼吸机构必须具有仔细考虑的时间常数。呼吸机构会引起远端单元切换。为了执行切换，远端单元必须检测功率变化，并向基站发送消息。系统控制器必须作出决定，并通知基站。消息必须送回到远端单元。这一过程要花费时间，并且呼吸过程应当足够短使得该过程能顺利进行。
小区进行呼吸的速率受可以完成软切换的速率的控制。本系统中，可以完成软切换最快的是近似为一秒的1/10。按照这一时间，为了确保软切换的出现而不断开或中断呼叫的正在进行，在2dB/秒的速率下调整发射增益。然而，为了使软转换中的误差具有一容限，发射增益的调整最好在更低的速率下进行，即，低于1dB/秒。
呼吸过程通常受自身限制，以防止由于系统上过多的用户而出现基站覆盖区的总收敛(convergence)。CDMA具有一大的和软限制的容量。术语“软限制量”指的是这样一个事实，即，总可以再加入一个用户，但在某一用户数时，每一附加用户会影响所有其他用户的通信质量。在某一更大的用户数时，每一用户的通信质量会变得不稳定，并且整个链路会对每一远端单元丢失。为了防止链路的丢失，每一基站限制了它将与之建立通信的远端单元数。一旦达到这一极限，系统将拒绝建立其他呼叫的企图，即，阻塞新的呼叫始发。该极限是一设计参数，并且通常设置在理论容量的约75％。这就给系统某种容限，并且使得系统即使处在极限状态下也能接受紧急呼叫。在单个基站的覆盖区内进行通信的总远端单元数极限自然限制了最大接收功率并且因此限制了工作的呼吸过程范围。
图8A-8C描绘的是基站呼吸过程。图8A中，基站100具有处在无负载状态下的覆盖区130。基站110的覆盖区已经在无负载状态下平衡，并且前向链路覆盖区与圆形覆盖区130对齐。基站100具有处在无负载状态下的圆形覆盖区140。基站110的覆盖区也已经在无负载状态下平衡，并且前向和反向链路覆盖区与圆形覆盖区140对齐。基站100和110的运行在无负载状态下已经平衡在K电平下，并且线路120代表与每一基站运行的地点相同，所以代表二者切换边界。
图8B中，基站110负载沉重，而基站100负载较轻。反向链路的覆盖区已收缩到圆形覆盖区145的地方，而前向链路覆盖区保持在圆形覆盖区140处。基站100的轻负载未经影响了基站100的覆盖区，该基站仍然处在圆形覆盖区130处。注意，基站100和基站110之间的反向链路转换边界已经移到了线路125处，而前向链路转换边界保持在线路120处。
图8C中，基站110具有基站呼吸机制。这使得前向链路转换边界移到圆形覆盖区145。线路125现在代表两个前向和反向链路转换边界。
图8B和8C中，每一“X”代表一远端单元。尤其是，远端单元150位于图8B中的转换边界处。由于这一位置，远端单元150处在基站100和基站110之间的软转换区域内。注意在图8C中，远端单元150中，远端单元150现在处在基站100的覆盖区内，而不是在基站100和基站110之间的软转换区域内。所以，重载的基站110已经有效地将其某些负载转移到轻载的基站100处。
本领域中的技术人员将会理解，本发明可以用作各种不同的基站。如上所述，在蜂窝通信系统中，基站可以是单扇区或多扇区的。单扇区基站的覆盖区包含如图8A-8C所示基本为圆形的结构。也可以采用多扇区基站。例如，基站可以是三扇区的，每一扇区根据基站的负载情况提供近似约基站覆盖区的1/3。
图9是描绘基站呼吸装置的典型结构的方框图。接收天线270收集(或接收)基站300的信号。接收的信号随后传送到已经用来初始设置K电平运行的可变衰耗器200。接收的信号从可变衰耗器200传送到功率检测器210。功率检测器210产生表示接收的信号中的总功率电平的信号。低通滤波器220对功率指示取平均，并使呼吸响应时间放慢。比例和阈值单元230设置要求的比例，并使反向链路功率的增加和前向链路功率的下降之间的关系偏移。比例和阈值单元230接着将控制信号输出到可变增益装置240。可变增益装置240可以是与可变衰耗器200类似的可控衰耗器，或者可以是一个可变增益放大器。可变增益装置240接受发射信号，并将增益受控输出信号提供到HPA250。HPA250放大发射信号，并将其传送到发射天线260，供在无线链路上传输。
图9中描绘的呼吸装置的结构有多种变异。例如，发射天线260和接受天线270可以均包含两个天线。相反，天线260和270可以是相同的天线。功率检测器210检测的功率是基于所关心的带中的输入信号功率的。如上所述，功率检测可以是仅基于已经与基站300建立了通信的远端单元的数量。同时，低通滤波器220可以是线性滤波器或非线性滤波器(如信号响应速率限制滤波器)。有关基站呼吸的附加信息见转让给本发明的受让人的、申请日为1994年7月21日、标题为“Method and Apparatus for Balancing the Forward Link Handoff Boundary to theReverse Link Handoff Boundary in a Cellular Communication System”的美国专利申请08/278,374。
图10描绘的是按照本发明含有小区呼吸和发射功率控制器的简化装置。该装置使发射功率电平响应于基站300接收的信号的功率电平中的波动。由接收天线270收集的自然接收信号输入到可变衰耗器200内。可变衰耗器200改变人工噪声接收功率的电平，并输出基站300的经改变的接收功率。人工噪声接收功率涉及由可变衰耗器200注入到接收信号内的噪声。正如在图9所示的装置中那样，接收路径还包括功率检测器210，它产生表示改变的信号中的总功率的功率电平输出信号。低通滤波器220对经改变的功率电平输出信号取平均。最后，比例和阈值单元230设置要求的比例，并使接收功率增加和发射功率下降之间的关系的偏移，并输出呼吸衰耗值ATX，呼吸。
如上所述，信道元件处理器36a-36i、BTSC37和RFIC38用来产生基站300的最终输出信号wo。在图10所示的装置中，呼吸衰耗值ATX，呼吸输入到RFIC38和附加处理器310，它可以包含第一输出加法器73、第二输出加法器75和可变增益块24。如上所述，每一信道的增益和数据速率输入到每一信道元件处理器36a-36i，这些处理器输出经滤波的期望功率Pk,a-Pk,i至BTSC37。BTSC37对经滤波的期望功率Pk,a-Pk,i加和，并产生和输出要求的输出功率yd至RFIC38。RFIC38处理yd，并用由发射功率检测器39测得的发射功率电平和ATX，呼吸来获得y’。
接着，将y’输入到附加处理器310，该处理器310输出由HPA76放大的信号，并产生最终输出信号wo。最终输出信号wo接着由发射天线260辐射到远端单元。由于采用ATX，呼吸的反馈结构，根据接收链路功率，最终输出信号wo的最终输出功率与接收功率平衡。这一功率平衡接着使基站300的前向和反向链路覆盖区也平衡。
本领域的技术人员将会理解，在不偏离本发明的精神和范围的情况下，可以对本发明的装置和方法作各种修改和变异。所以，本发明包括各种修改和变异，这些修改和变异均落在权利要求的范围内。

Claims (35)

1．一种控制蜂窝通信系统中基站的最终输出信号wo的装置，所述基站在多个信道上提供通信，所述基站具有发射功率跟踪增益y’和射频发射信号w，其特征在于，所述装置包含：
多个信道元件件，用来计算多个期望功率，所述多个期望功率中的每一个对应于所述多个信道中的一个；
基站收发器系统控制器(BTSC)，用来产生所述基站的要求的输出功率yd，所述BTSC是基于所述多个期望功率的；
发射功率检测器，用来测量所述最终输出信号wo的最终发射功率；射频接口卡(RFIC)，通过处理所述最终发射功率和所述要求的输出功率yd产生所述发射功率跟踪增益y’，以获得一控制输入u，所述RFIC包含对所述控制输入u进行滤波的发射滤波器，以获得所述发射功率跟踪增益y’；以及
增益单元，用来处理所述RFIC产生的所述发射功率跟踪增益y’和所述射频发射信号w，以获得所述最终输出信号wo。
2．如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述最终输出信号wo由多个信号组成，所述信号由所述多个信道元件产生，所述多个信号中的至少一个由一系列帧组成，每一帧由几个数据码元sd和几个功率控制码元spc组成，所述多个信道中的至少一个具有业务信道增益Gt、功率控制子信道增益Gs、业务信道数据速率rt和功率控制子信道数据速率rs，并且对于产生业务信道信号的所述多个信道元件件中的每一个来说，所述期望功率P是由下述等式计算的：
P=sd(Gt 2×rt)/(sd+spc)+spc(Gs 2×rs)/(sd+spc)。
3．如权利要求2所述的装置，其特征在于，产生业务信道信号的所述多个信道元件中的每一个还包含一第一取样器，用来从所述数据帧系列的每第M个帧为所述相应的业务信道增益Gt、所述相应的功率控制子信道增益Gs、所述相应的业务信道数据速率rt以及所述相应的功率控制子信道数据速率rs取样，以获得多个期望的功率取样值Pm。
4．如权利要求3所述的装置，其特征在于，所述多个信道元件中的每一个还包含按照下面的等式对所述多个期望功率取样值Pm进行滤波以获得多个经滤波的期望功率取样值Pm的滤波器：
Pm=φ1Pm-1+(1-φ1)Pm其中，φ1代表时间常数；Pm-1是所述滤波器的前一个状态；而Pm是相应于Pm的所述滤波器的输出。
5．如权利要求4所述的装置，其特征在于，多个信道元件件中的每一个还包含第二取样器和时间标记单元，用来对所述滤波器输出Pm的每一第N个取样进行取样，以产生一系列取样的滤波期望功率Pk，并在所述取样的滤波期望功率系列的每一个上附上一时间标记指示。
6．如权利要求5所述的装置，其特征在于，所述BTSV包含一加法器，用来对多个所述取样的滤波期望功率系列Pk进行加和，每一系列对应于所述多个信道元件中不同的一个，并且每一个相应于一公共时间标记指示，以获得所述要求的输出功率yd。
7．如权利要求2所述的装置，其特征在于，所述RFIC包含在每一第M个帧内对所述测得的发射功率进行取样的取样器，以获得取样的测量值ym的系列。
8．如权利要求7所述的装置，其特征在于，所述RFIC还包含从每一所述取样的测量值ym的系列中减去一呼吸衰耗值ATX，呼吸的第一加法器。
9．如权利要求7所述的装置，其特征在于，所述RFIC还包含按照下述等式对所述取样的测量值系列ym进行滤波以获得经滤波的功率取样值系列ym的滤波器
ym=φ1Ym-1+(1-φ1)ym其中，φ1代表时间常数；ym-1是所述滤波器的前一个状态；而ym是相应于ym的所述滤波器的输出。
10．如权利要求9所述的装置，其特征在于，所述RFIC还包含第二取样器和时间标记单元，用来对所述经滤波的功率取样系列ym的第N个取样进行取样，以产生经取样的滤波期望功率系列yk，并在每一所述取样的滤波期望功率系列上附上一时间标记指示。
11．如权利要求10所述的装置，其特征在于，所述RFIC还包含从所述取样的滤波期望功率系列yk中减去发射功率跟踪增益y’的第三比较器。
12．如权利要求11所述的装置，其特征在于，多个产生业务信道信号的信道元件件中的每一个还包含一第一取样器，用来为相应的业务信道增益Gt、所述相应的功率控制子信道增益Gs、所述相应业务信道数据速率rt以及所述相应功率控制子信道数据速率rs，从所述数据帧系列的每一第M个帧中进行取样，以获得多个期望的功率取样器Pm。
13．如权利要求12所述的装置，其特征在于，所述多个信道元件中的每一个还包含按照下述等式对所述多个期望功率取样Pm进行滤波以获得多个经滤波的期望功率取样Pm的滤波器：
Pm=φ1Pm-1+(1-φ1)Pm其中，φ1代表时间常数；Pm-1是所述滤波器的前一个状态；而Pm是相应于Pm的所述滤波器的输出。
14．如权利要求13所述的装置，其特征在于，多个信道元件中的每一个还包含第二取样器和时间标记单元，用来对所述滤波器的所述输出的每一第N个取样进行取样Pm、产生取样的滤波期望功率系列Pk并在每一取样的滤波期望功率系列上附上一时间标记指示。
15．如权利要求14所述的装置，其特征在于，所述BTSC包含一加法器，用来对多个所述取样的滤波期望功率系列Pk进行加和，每一个相应于所述多个信道元件中的不同的一个，并且每一个相应于公共时间标记指示，以获得所述要求的输出功率yd。
16．如权利要求15所述的装置，其特征在于，所述RFIC还包含将校准常数AAT，损耗加到加到所述要求的输出功率yd的校准加法器，所述校准常数ATX，损耗表示所述发射功率寄存器测量所述最终发射功率的点和发射所述最终输出信号wo的天线之间的损耗。
17．如权利要求16所述的装置，所述增益单元包含一可变增益块，所述可变增益块具有响应于所述发射功率跟踪增益y’的增益，并接收所述射频发射信号w。
18．如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述增益单元包含：
第二加法器，用来加上一发射功率能力因子PTX，模拟，所述因子表示所述基站的最大发射功率能力和所述发射功率跟踪增益y’，以获得经校正的发射功率跟踪增益；
第三加法器，用来加上所述经校正发射功率增益和呼吸衰耗值ATX，呼吸，以获得一呼吸校正的发射功率增益；
可变增益块，它具有响应于所述呼吸校正的发射功率增益的增益，用来接收射频发射信号w，并提供一经幅度受控的信号；以及
高功率放大器，用来放大所述幅度受控的信号并产生所述最终输出信号wo。
19．一种控制蜂窝通信系统中的基站的最终输出信号的功率wo的方法，所述基站在多个信道上提供通信，所述基站具有发射功率跟踪增益y’，其特征在于，所述方法包含下述步骤：
计算多个期望功率，所述多个期望功率中的每一个对应于所述多个信道中的一个；
对所述多个期望功率加和，以产生所述基站要求的输出功率yd；
测量所述最终输出信号的所述功率wo，以获得测得的发射功率；
比较所述需要的输出功率yd和所述测得的发射功率，以获得控制输入u；
对所述控制输入u滤波，以获得所述发射功率跟踪增益y’；以及
按照所述发射功率跟踪增益y’调整所述最终输出信号的功率wo。
20．如权利要求19所述的方法，其特征在于，所述最终输出信号wo是由多个信号组成的，所述多个信号中的至少一个由一帧系列组成，每一帧由几个数据码元sd和几个功率控制码元spc组成，所述多个信道中的至少一个具有业务增益Gt、功率控制子信道增益Gs、业务数据速率rt和功率控制子信道数据速率rs，并且其中对于与业务信道信号对应的所述多个信道中的每一个来说，所述期望功率P是由下述等式计算的：
P=sd(Gt 2×rt)/(sd+spc)+spc(Gs 2×rs)/(sd+spc)。
21．如权利要求20所述的方法，其特征在于，所述方法还包含这样一个步骤，即，为所述相应业务信道增益Gt、所述相应功率控制子信道增益Gs、所述相应业务信道数据速率rt和所述相应功率控制子信道数据速率rs，从所述数据帧系列的每一第M个帧中取样，并计算相应的多个期望功率取样值Pm。
22．如权利要求21所述的方法，其特征在于，它还包含这样一个步骤，即，按照下述等式，对所述多个期望功率取样值Pm进行滤波，以获得多个经滤波的期望功率取样值Pm：
Pm=φ1Pm-1+(1-φ1)Pm其中，φ1代表时间常数；Pm-1是所述滤波步骤的前一个结果；而Pm是相应于Pm的所述滤波步骤的结果。
23．如权利要求22所述的方法，其特征在于，它还包含下述步骤：
对所述多个经滤波的期望功率取样值Pm中的每一第N个进行取样，以产生经取样的滤波期望功率Pk系列；以及
在所述经取样的滤波期望功率Pk中的每一个上附上一时间标记指示。
24．如权利要求23所述的方法，其特征在于，它还包含下述步骤，即，将所述经取样的滤波期望功率系列Pk进行加和，可以所述取样滤波期望功率对应于所述业务信道信号中不同的一个，并且每一个对应于一公共时间标记指示，以获得所述要求的输出功率yd。
25．如权利要求20所述的方法，其特征在于，它还包含这样一个步骤，即在每一第M个帧中对所述测得的附上功率进行取样，以获得经取样的测量值系列ym。
26．如权利要求25所述的方法，其特征在于，它还包含下述步骤，即，从所述取样的测量值系列ym的每一个中减去一呼吸衰耗值ATX，呼吸。
27．如权利要求25所述的方法，其特征在于，所述RFIC还包含这样一个步骤，即，按照下述等式对所述取样的测量值ym进行滤波，以获得经滤波的功率取样系列ym：
ym=φ1ym-1+(1-φ1)ym其中，φ1代表时间常数；ym-1是所述滤波器的前一个状态；而ym是相应于ym的所述滤波器的输出。
28．如权利要求27所述的方法，其特征在于，
对所述经滤波的功率取样值系列ym的每一第N个输出进行取样，以产生经取样的滤波期望功率系列yk；以及
在所述经取样的滤波期望功率的每一个上附上一时间标记指示。
29．如权利要求28所述的方法，其特征在于，它还包含这样一个步骤，即，从所述经取样的滤波期望功率系列yk中减去所述附上功率跟踪增益y’。
30．如权利要求29所述的方法，其特征在于，它还包含这样一个步骤，即，
为所述相应业务信道增益Gt、所述相应功率控制子信道增益Gs、所述相应业务信道数据速率rt和所述相应功率控制子信道数据速率rs，从所述数据帧系列的每一第M个帧中取样，并计算相应的多个期望功率取样值Pm。
31．如权利要求30所述的方法，其特征在于，它还包含这样一个步骤，即，按照下述等式，对所述多个期望功率取样值Pm进行滤波，以获得多个经滤波的期望功率取样值Pm：
Pm=φ1Pm-1+(1-φ1)Pm其中，φ1代表时间常数；Pm-1是所述滤波步骤的前一个结果；而Pm是相应于Pm的所述滤波步骤的结果。
32．如权利要求31所述的方法，其特征在于，它还包含下述步骤：
对所述多个经滤波的期望功率取样值Pm中的每一第N个进行取样，以产生经取样的滤波期望功率Pk系列；以及
在所述经取样的滤波期望功率Pk中的每一个上附上一时间标记指示。
33．如权利要求32所述的方法，其特征在于，它还包含下述步骤，即，将所述经取样的滤波期望功率系列Pk进行加和，可以所述取样滤波期望功率对应于所述业务信道信号中不同的一个，并且每一个对应于一公共时间标记指示，以获得所述要求的输出功率yd。
34．如权利要求33所述的方法，其特征在于，它还包含这样一个步骤，即，将一校准常数ATX，呼吸加到所述要求的输出功率yd上，所述校准常数ATX，呼吸表示测量所述最终发射功率的点和发送所述最终输出信号wo的天线之间的损耗。
35．如权利要求19所述的方法，其特征在于，它还包含下述步骤：
加上一发射功率能力因子PTX，模拟，它表示所述基站的最大发射功率能力，和发射功率跟踪增益y’，以获得经校正的发射功率跟踪增益；以及
加上所述经校正的发射功率增益和呼吸衰耗值ATX，呼吸，以获得经校正的发射功率增益。
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