ES2224176T3 - El aparato y el metodo para controlar la potencia actual de la transmision de una estacion base en un sistema celular de comunicaciones. - Google Patents

Abstract

UN APARATO Y METODO PARA CONTROLAR UNA POTENCIA DE TRANSMISION FINAL Y DE UNA ESTACION BASE EN UN SISTEMA CELULAR DE COMUNICACIONES QUE TIENE VARIOS CANALES. LA ESTACION BASE TIENE UNA GANANCIA DE SEGUIMIENTO DE POTENCIA DE TRANSMISION, Y , Y UNA POTENCIA DE TRANSMISION DE FRECUENCIA DE RADIO, W. EL APARATO COMPRENDE ELEMENTOS DE CANAL PARA CALCULAR LAS POTENCIAS ESPERADAS, P K,A P K,I , CADA UNO DE LOS CUALES CORRES PONDE A UN CANAL. EL APARATO COMPRENDE TAMBIEN UN CONTROLADOR DE SISTEMA DE TRANSCEPTOR (BTSC) PARA GENERAR UNA POTENCIA DE SALIDA DESEADA, Y D , DE LA ESTACION BASE, INCLUYENDO UN SUMADOR PARA SUMAR LAS POTENCIAS ESPERADAS. EL APARATO INCLUYE UN DETECTOR DE POTENCIA DE TRANSMISION PARA MEDIR Y CON EL FIN DE OBTENER UNA POTENCIA DE TRANSMISION MENSURADA. EL APARATO COMPRENDE ADEMAS UNA TARJETA DE INTERFAZ DE FRECUENCIA DE RADIO (RFIC) PARA GENERAR Y . FINALMENTE, EL APARATO INCLUYE UNA UNIDAD DE GANANCIA PARA PROCESAR Y Y W CON EL FIN DE OBTENER LA POTENCIA DE TRANSMISION FINAL, Y.

Description

El aparato y el método para controlar la potencia actual de la transmisión de una estación base en un sistema celular de comunicaciones.

Antecedentes de la invención I. Campo de la invención

La presente invención se refiere a sistemas de comunicaciones. Más particularmente, la presente invención se refiere a un aparato y a un método para controlar la potencia a transmitir por el enlace descendente en una estación base situada en una célula en un sistema celular de comunicaciones proveyendo un bucle de rastreo de la potencia a transmitir en la cadena de transmisión de la estación base.

II. Descripción de la técnica relacionada

En un sistema inalámbrico de comunicación telefónica muchos usuarios se comunican en un canal inalámbrico para conectarse a sistemas telefónicos cableados. La comunicación en un canal inalámbrico puede ser una entre una variedad de técnicas de acceso múltiple que facilitan un gran número de usuarios en un espectro limitado de frecuencia. Estas técnicas de acceso múltiple incluyen acceso múltiple por división del tiempo (TDMA), acceso múltiple por división de frecuencia (CDMA). La técnica CDMA tiene muchas ventajas y en la Patente U.S. No. 4,901,307 titulada "Sistema de comunicación de acceso múltiple de espectro expandido empleando repetidores de satélite o terrestres" asignado al cesionario de la presente invención e incorporado aquí como referencia, se describe un sistema CDMA como ejemplo.

En la patente recién mencionada, se describe una técnica de acceso múltiple donde un gran número de usuarios de un sistema telefónico móvil, cada uno con una unidad remota, se comunican a través de repetidores de satélite o estaciones base terrestres empleando señales de comunicación de espectro expandido CDMA. En el uso de comunicaciones CDMA, el espectro de frecuencia se puede reutilizar múltiples veces permitiendo así un aumente en capacidad de usuarios del sistema.

Las técnicas de modulación CDMA descritas en la patente 307 ofrecen muchas ventajas sobre las técnicas de modulación de banda estrecha usadas en sistemas de comunicaciones que emplean canales por satélite o terrestres. El canal terrestre plantea problemas especiales a cualquier sistema se comunicación particularmente con respecto a las señales multitrayectoria. El empleo de técnicas CDMA permite superar los problemas especiales del canal terrestre mitigando el efecto adverso de la multitrayectoria, por ejemplo desvanecimiento, aunque explotando también las ventajas del mismo.

Los sistemas de comunicaciones celulares terrestre incluyen varias estaciones base que se comunican con unidades de abonado remotas. Un "enlace descendente" designa el enlace de comunicaciones desde una estación base a una unidad remota. Un "enlace ascendente" designa el enlace de comunicaciones desde una unidad remota a una estación base. Por tanto, las señales enviadas por una estación base a una unidad remota viajan sobre el enlace descendente, mientras que las señales enviadas en sentido opuesto viajan sobre el enlace ascendente.

En un sistema celular telefónico CDMA, se puede usar la misma banda de frecuencia para comunicación en todas las estaciones base. En la estación base y las unidades receptoras remotas, se pueden combinar diversidad de multitrayectorias separables, como una trayectoria de sitio y otra trayectoria que se refleja en un edificio, para un rendimiento de modem mejorado. Las propiedades de forma de onda CDMA que proporcionan ganancia de procesamiento se usan también para discriminar entre señales que ocupan la misma banda de frecuencia. Además, la modulación con seudoruido (PN) de alta frecuencia permite muchas trayectorias diferentes de propagación de la misma señal a separar.

El canal CDMA de enlace descendente puede incluir una variedad de canales de código como Canal Piloto, Canal de Sincronización, varios Canales de Difusión, y varios Canales de Tráfico Descendente. En la realización ejemplar, cada uno de los canales de código se expande ortogonalmente mediante una secuencia Walsh y mediante una pareja en cuadratura de secuencias de seudoruido a una velocidad de chip fija de 1.2288 megachips / segundo (Mcps). Para más información sobre canales CDMA de en lace descendente de la realización preferida y de CDMA en general, véase "Estándar de Compatibilidad Estación Móvil Estación Base para Sistema Celular de Espectro Expandido de Banda Ancha Modo Dual", TIA/EIA/IS-95.

En el sistema CDMA IS-95, los datos que se comunican entre una estación base y una unidad remota se formatean en tramas. La comunicación de datos formateados en tramas puede producirse a una pluralidad de velocidades de datos. Por ejemplo, el Canal de Difusión CDMA a una velocidad de funcionamiento de datos fija como 9600 o 4800 bits por segundo ("bps") mientras que el Canal Descendente de Tráfico soporta una velocidad de funcionamiento de datos variable a 9600, 4800, 2400 y 1200 bps.

Cada estación base en el sistema celular tiene un nivel de potencia de enlace descendente (transmisión) y un nivel de potencia de enlace ascendente (recepción). El nivel de potencia de transmisión es la potencia de la señal que se está radiando por la estación base a las unidades remotas y a canales cabecera. El nivel de potencia de transmisión se fija por varios componentes electrónicos que componen la cadena de transmisión de la estación base. La WO 9515037A describe un método para ajustar la potencia de transmisión en una estación base. El nivel de potencia de recepción es la potencia de todas la señales que se están recibiendo en la estación base. El nivel de potencia de recepción es dependiente de varios factores, incluyendo el número de unidades remotas comunicándose con la estación base, la intensidad de las señales que están produciendo y de cualquier ruido o interferencia recibida por la estación base como de unidades remotas en la proximidad del área de cobertura de la estación base que están en comunicación con estaciones base vecinas.

Cada estación base en al sistema celular tiene un área de cobertura del enlace descendente y un área de cobertura del enlace ascendente. Estas áreas de cobertura definen el límite físico más allá del cual la comunicación de una estación base con una unidad remota está degradada. En otras palabras, si una unidad remota está dentro del área de cobertura de la estación base, la unidad remota se puede comunicar con la estación base, pero si la unidad remota está más allá del área de cobertura, las comunicaciones son comprometidas. Una estación base puede tener uno o múltiples sectores. Las estaciones de un solo sector tienen aproximadamente un área circular de cobertura. Las estaciones base multisectores tienen áreas independientes de cobertura que forman lóbulos radiantes desde la estación base. Las estaciones base multisectores incluyen típicamente múltiples antenas de transmisión y recepción independientes así como circuitería de procesamiento independiente.

Las áreas de cobertura de estaciones base tienen dos fronteras de traspaso. Una frontera de traspaso se define como una ubicación física entre dos estaciones base donde el enlace realizará el mismo independientemente de si la unidad remota se estaba comunicando con la primera o con la segunda estación base. Cada estación base tiene una frontera de traspaso de enlace descendente y una frontera de traspaso de enlace ascendente. La frontera de traspaso de enlace descendente se define como la ubicación donde el receptor de la unidad remota realizaría el mismo independientemente de qué estación base estaba recibiendo. La frontera de traspaso de enlace ascendente se define como la ubicación de la unidad remota donde los receptores de la estaciones base realizarían el mismo con respecto a esa unidad remota.

Idealmente estas fronteras deben estar equilibradas, queriendo decir que deberían tener la misma ubicación física. Si no están equilibradas, podría reducirse la capacidad del sistema ya que el proceso de control de potencia está perturbado o la región de traspaso se expande exorbitantemente. Nótese que el equilibrio de frontera de traspaso es una función del tiempo, porque el área de cobertura del enlace ascendente se encoge según se incrementa el número de unidades remotas presentes allí. La potencia del enlace ascendente, que se incrementa con cada unidad remota adicional, es inversamente proporcional al área de cobertura del enlace ascendente. Un aumento en la potencia de recepción disminuye el tamaño efectivo del área de cobertura del enlace ascendente de la estación base y produce que la frontera de traspaso del enlace ascendente se mueva adentro hacia la estación base.

Para obtener un rendimiento elevado en un sistema CDMA u otro celular es importante controlar cuidadosa y exactamente el nivel de potencia de transmisión de las estaciones base y unidades remotas en el sistema. El control de potencia de transmisión limita la cantidad de autointerferencia producida por el sistema. Además, en el enlace descendente, un nivel preciso de potencia de transmisión puede servir para equilibrar los límites de traspaso de los enlaces descendente y ascendente de una estación base o de un sector de una estación base multisector. Tal equilibrio ayuda a reducir el tamaño de las regiones de traspaso, incrementa la capacidad total del sistema y mejora el funcionamiento de la unidad remota en la región de traspaso.

El fallo en el control del nivel de potencia de transmisión en sistemas celulares y otros de comunicaciones inalámbricas puede dañar la calidad de la comunicación. En un sistema real, cada unidad remota puede transmitir el nivel mínimo de señal que produce una relación señal ruido que produce una aceptable recuperación de datos. Si una señal transmitida por una unidad remota llega al receptor de la estación base con un nivel que es demasiado bajo, la tasa de error de bit es demasiado alta para permitir comunicaciones de alta calidad debido a interferencias de otras unidades remotas. Por otra parte, si la señal transmitida por la unidad remota está a un nivel de potencia que es demasiado elevado cuando es recibido por la estación base, la comunicación con esta particular unidad remota es aceptable pero esta señal de alta potencia actúa como interferencia a otras unidades remotas.

Por tanto, para maximizar la capacidad en un sistema de espectro expandido CDMA ejemplar, la potencia de transmisión de cada unidad remota en comunicación con una estación base se controla por la estación base para producir la misma potencia nominal de señal recibida en la estación base. En el caso ideal, la potencia total de señal recibida en la estación base es igual a la potencia nominal recibida de cada unidad remota multiplicada por el número de unidades remotas transmitiendo dentro del área de cobertura de la estación base, más la potencia recibida en la estación base de unidades remotas en el área de cobertura de estaciones base vecinas.

Las pérdidas de trayectoria en el canal radio se define como cualquier degradación o pérdida sufrida por una señal según viaja por el aire. Las pérdidas de trayectoria se pueden caracterizar por dos fenómenos separados - pérdidas medias de trayectoria y desvanecimiento. El enlace descendente funciona en distintas frecuencias que el enlace ascendente. No obstante, como las frecuencias del enlace descendente y del enlace ascendente están dentro de la mima banda de frecuencia, existe una significativa correlación entre las pérdidas medias de trayectoria de los dos enlaces. Por otra parte, el desvanecimiento es un fenómeno independiente para los enlaces descendente y ascendente y varía como una función del tiempo. Las características del desvanecimiento en canal son sin embargo las mismas para los enlaces descendente y ascendente porque las frecuencias están dentro de la misma banda de frecuencia. Por tanto, el promedio de desvanecimiento de canal en el tiempo es típicamente el mismo para ambos enlaces.

En un sistema ejemplar CDMA, cada unidad remota estima las pérdidas de trayectoria del enlace descendente basándose en la potencia total recibida en la unidad remota. La potencia total es la suma de la potencia desde todas las estaciones base que operan en la misma asignación de frecuencia según se percibe por la unidad remota. A partir de la estimación del promedio de las pérdidas de trayectoria del enlace descendente, la unidad remota fija el nivel de potencia de transmisión de la señal de enlace ascendente.

La potencia de transmisión de la unidad remota se controla también por una o más estaciones base. Cada estación base con la que la unidad remota se está comunicando mide la intensidad de señal recibida desde la unidad remota. La intensidad de señal medida se compara con un nivel deseado de intensidad para esa unidad remota en esa estación base. Se genera un comando de ajuste de potencia por cada estación base y se envía a la unidad remota en el enlace descendente. En respuesta a los comandos de ajuste de potencia de la estación base, la unidad remota incrementa o decrementa su potencia de transmisión en una cantidad determinada.

Cuando una unidad remota está en comunicación con más de una estación base, los comandos de ajuste de potencia se proporcionan desde cada estación base. La unidad remota actúa tras estos múltiples comandos de ajuste de potencia de las estaciones base para evitar niveles de potencia de transmisión que puedan interferir adversamente con las comunicaciones de cada unidad remota y sin embargo proporcionar potencia suficiente para soportar la comunicación desde la unidad remota hasta al menos una de las estaciones base. Este mecanismo de control de potencia se lleva a cabo teniendo la unidad remota incremento de su nivel de potencia de transmisión si todas las estaciones base con las que la unidad remota está comunicándose piden un incremento de nivel de potencia. La unidad remota disminuye su nivel de potencia de transmisión si cualquier estación base con la que la unidad remota se está comunicando pide que la potencia se decremente. Un sistema de control de potencia para estación base y unidad remota se describe en la Patente U.S. No. 5,056,109, titulada "Método y aparato para controlar la potencia de transmisión en un sistema telefónico móvil celular CDMA" y asignada al cesionario de la presente invención.

También es deseable controlar la potencia empleada en cada señal de datos transmitida por la estación base en respuesta a información de control transmitida por cada unidad remota. La principal razón para proveer este control es para tener en cuenta el hecho de que en ciertas ubicaciones el canal de enlace descendente puede estar inusualmente en desventaja. A menos que se incremente la potencia que se está transmitiendo a la unidad remota en desventaja, la calidad de la señal puede volverse inaceptable. Un ejemplo de esta ubicación es un punto donde las pérdidas de trayectoria a una o más estaciones base vecinas es casi la misma que las pérdidas de trayectoria a la estación base comunicándose con la unidad remota. En tal ubicación, la interferencia total se incrementaría en tres veces sobre la interferencia vista por una unidad remota en un punto relativamente próximo a su estación base. Además, la interferencia que viene de las estaciones base vecinas no se desvanece al unísono con la señal desde la estación base activa como sería el caso para interferencias que vienen de la estación base activa. Una unidad remota en esta situación puede necesitar de 3 a 4 dB de potencia adicional de señal desde la estación base para conseguir un funcionamiento adecuado.

Otras veces la unidad remota se puede situar donde la relación señal - interferencia es inusualmente buena. En este caso, la estación base podría transmitir la señal deseada empleando una potencia de señal inferior a la normal, reduciendo la interferencia a otras señales que se están transmitiendo por el sistema.

Para conseguir los objetivos anteriores, se puede proveer una capacidad de medición señal - interferencia en el receptor de la unidad remota. Esta medición se realiza comparando la potencia de la señal deseada con la potencia total de interferencia y ruido. Si la relación medida es menor que un valor determinado, la unidad remota transmite una petición a la estación base de potencia adicional en la señal de enlace descendente. Si la relación excede del valor determinado, la unidad remota transmite una petición de reducción de potencia. Un método por el que el receptor de la unidad remota puede monitorizar las relaciones señal - interferencia es monitorizando la tasa de error por trama (FER) de la señal resultante.

La estación base recibe las peticiones de ajuste de potencia desde cada unidad remota y responde ajustando la potencia asignada a la señal de enlace descendente correspondiente en una cantidad determinada. El ajuste normalmente sería pequeño, típicamente del orden de 0.5 a 1.0 dB o alrededor del 12%. La velocidad de cambio de potencia puede ser algo más lenta que la empleada para el enlace ascendente, quizá una vez por segundo. En la realización preferida el rango dinámico de ajuste está típicamente limitado tal que desde 4 dB menos que el nominal hasta alrededor de 6 dB mayor que la potencia de transmisión nominal.

La estación base debe también considerar las demandas de potencia que se hacen por otras unidades remotas para decidir si cumplimentar las peticiones de cualquier unidad remota particular. Por ejemplo, si la estación base está cargada hasta su capacidad, las peticiones de potencia adicional se pueden conceder, pero en el 6% o menos, en vez del 12% normal. En este régimen, la petición de una reducción de la potencia se concedería aún con el cambio normal del 12%.

Las estaciones base convencionales no tienen sin embargo la capacidad de proporcionar un control preciso sobre su nivel de potencia de transmisión. Para hacerlo así es necesario compensar las variaciones en la ganancia de varios componentes que componen la cadena de transmisión de la estación base. Las variaciones en la ganancia se producen típicamente por la temperatura y el envejecimiento de forma que un simple procedimiento de calibración no garantiza un nivel preciso de potencia de transmisión de salida en el tiempo. Las variaciones en la ganancia se pueden compensar ajustando la ganancia total en la cadena de transmisión de forma que la potencia de transmisión real de la estación base iguale a una potencia de transmisión deseada calculada. Las estaciones base convencionales no están equipadas con aparatos que puedan realizar esta función y de aquí la falta de capacidad para limitar la autointerferencia y para equilibrar sus fronteras de traspaso de enlace descendente y ascendente.

Por tanto existe una necesidad de un aparato y un método para controlar exactamente el nivel de potencia de transmisión de una señal de estación base compuesta de una pluralidad de diferentes canales de señal.

Resumen de la invención

Consecuentemente la presente invención va dirigida a un aparato y a un método para controlar la potencia de transmisión de una estación base en un sistema celular que limite su autointerferencia, ayude a equilibrar las fronteras de traspaso de enlace descendente y ascendente y que obvie sustancialmente uno o más de los problemas debidos a las limitaciones y desventajas de la técnica relacionada.

En la descripción que sigue se presentarán las características y ventajas adicionales de la invención y que en parte resultarán evidentes por la descripción o se pueden aprender por la práctica de la invención. Los objetivos y otras ventajas de la invención se realizarán y obtendrán mediante el aparato señalado en la descripción escrita y las reivindicaciones de la solicitud así como los dibujos anejos.

Para conseguir estas y otras ventajas, y de acuerdo con el propósito de la invención tal como aquí se realiza y describe ampliamente, la presente invención define un aparato para controlar una potencia final de transmisión de una estación base en un sistema de comunicaciones celular. El sistema de comunicaciones celular tiene varios canales que operan a una variedad de velocidades de datos y de niveles relativos de señal que combinados crean una señal de transmisión de radiofrecuencia en bruto, w. El aparato comprende elementos de canal, cada uno de los cuales corresponde a un canal, para calcular las potencias esperadas de cada señal de canal empleada para crear la señal de transmisión de radiofrecuencia en bruto, w. El aparato comprende también un controlador del sistema transceptor de estación base (BTSC) para generar una potencia deseada de salida, y_{d}, de la estación base basándose en las potencias calculadas esperadas, p. ej., sumando las potencias esperadas. El aparato comprende asimismo un detector de potencia de transmisión para medir la potencia de una señal final de salida, w_{o}. El aparato comprende una tarjeta de interfaz de radiofrecuencia (RFIC) para procesar la potencia medida y producir la potencia final de transmisión, y, para comparación con la potencia deseada de salida y_{d} y produce la ganancia de rastreo de potencia de transmisión y'. El aparato comprende además una unidad de ganancia variable que recibe w para su amplificación según y'.

Incluso en otro aspecto, la presente invención define un aparato para controlar la potencia final de transmisión, y, de una estación base en un sistema de comunicaciones celulares que comprende un mecanismo de pulsación u otro mecanismo que afecta a la potencia de transmisión que opera sobre la señal de transmisión de radiofrecuencia en bruto total, w, en vez de en cada canal individual desde los elementos de canal.

Se debe entender que la descripción general que sigue y la descripción detallada siguiente son sólo a modo de ejemplo y explicativas y no restrictivas de la invención tal como se reivindica.

Los dibujos que se acompañan se incluyen para proporcionar una comprensión adicional de la invención y se incorporan y constituyen una parte de esta especificación, para ilustrar las realizaciones de la invención y junto con la descripción, explicar los principios de la invención.

Breve descripción de los dibujos

La Fig. 1 es una visión global de un sistema telefónico celular ejemplar;

la Fig. 2 es un diagrama de bloques que ilustra un modelo básico de un bucle de rastreo de potencia de transmisión de la presente invención;

la Fig. 3 es un diagrama de bloques de las vías de transmisión y recepción del aparato de la estación base de acuerdo con la presente invención;

la Fig. 4 es un diagrama de bloques de un componente de elemento de canal en la vía de transmisión de la estación base de la presente invención;

la Fig. 5 es un diagrama de bloques que ilustra la combinación de los elementos de canal de la estación base por el controlador del sistema transceptor de estación base en la cadena de transmisión de la estación base de la presente invención;

la Fig. 6 es un diagrama de bloques de la tarjeta de interfaz de radiofrecuencia en la cadena de transmisión de la estación base de la presente invención;

las Figs. 7A-7C ilustran tres estados de traspaso no equilibrados;

las Figs. 8A-8C ilustran el efecto de carga en las fronteras de traspaso y el efecto de compensación del mecanismo de pulsación;

la Fig. 9 es un diagrama de bloques muy simplificado del mecanismo de pulsación en la estación base; y

la Fig. 10 es un diagrama de bloques del aparato de bucle de rastreo de potencia de transmisión de la estación base de la presente invención junto con el mecanismo de pulsación.

Descripción detallada de la invención

Ahora se hará referencia en detalle a la realización preferida presente de la invención, un ejemplo de la cual se ilustra en los dibujos que se acompañan. Siempre que es posible, se usarán los mismos números de referencia en todos los dibujos para referirse a las mismas o semejantes partes.

De acuerdo con la presente invención, se proveen un aparato y un método para controlar la potencia final de transmisión de una estación base en un sistema de comunicaciones celulares. La presente invención comprende elementos de canal para calcular las potencias esperadas. Comprende también un controlador del sistema transceptor de la estación base (BTSC) para generar una potencia de salida deseada de la estación base así como un detector de potencia de transmisión para medir la potencia final de transmisión previa de la estación base para obtener una potencia de transmisión medida. Finalmente la invención comprende una tarjeta de interfaz de radiofrecuencia (RFIC) para generar la potencia final de transmisión.

Tal como se describió antes, una estación base puede ser simple o multisectorial. La presente invención se aplica igualmente a cada sector de una estación base sectorizada y a estaciones base independientes de un solo sector. Por tanto, durante el resto de esta descripción, se asumirá que la expresión "estación base" se refiere bien a una estación base multisectorial o a una estación base monosectorial.

En la Fig. 1 se ilustra una realización ejemplar de un sistema telefónico celular terrestre en el que se puede realizar la presente invención y que se designa de forma general con el número 10. El sistema ilustrado en la Fig. 1 puede utilizar acceso múltiple por división en el tiempo (TDMA), acceso múltiple por división de código (CDMA) u otras técnicas de modulación en comunicaciones entre la unidad remota 12 y las estaciones base 14. Los sistemas celulares en grandes ciudades pueden tener muchos miles de unidades remotas 12 muchos cientos de estaciones base 14. No obstante, el presente sistema se puede emplear para conectar dispositivos de posición fija o de comunicaciones celulares móviles. Por ejemplo, la unidad remota 15 se puede comunicar a través de una red en un edificio a través de una antena en el tejado del edificio. Las transmisiones desde estaciones base 14 a unidades remotas 12 y unidad remota 15 se envían sobre enlaces descendentes 18, mientras que las transmisiones en sentido opuesto se envían sobre enlaces ascendentes 19.

Se describirá un modelo básico del bucle de rastreo de potencia de transmisión de la estación base de la presente invención con referencia a la Fig. 2. En la Fig. 2 todas la potencias se muestran en decibelios en relación con 1 miliwatio (dBm) y todas las ganancias en decibelios (dB). Un filtro de tiempo discreto H_{3} 22 recibe y_{d} indicativo de la salida deseada en dBm e y indicativo de la potencia de salida real en dBm. El filtro H_{3} 22 filtra las dos entradas para producir y' indicativo de la ganancia de rastreo de potencia de transmisión en dB. La ganancia de rastreo de potencia de transmisión y' se introduce en un bloque de ganancia variable 24, que recibe la señal de transmisión de radiofrecuencia en bruto, w, y produce la señal final de salida, w_{0}. El detector de potencia de transmisión 40 mide la potencia de la señal final de salida, w_{0}, para producir una indicación de potencia de transmisión final, y. En la realización preferida, el filtro H_{3} 22 es un filtro digital estándar con respuesta infinita a impulso (IIR) para el que se conoce en la técnica una variedad de construcciones y se puede implementar en un microprocesador. El detector de potencia de transmisión 40 comprende componentes analógicos y digitales. El detector de potencia de transmisión 40 recibe una señal RF y produce la indicación digital de potencia final de transmisión, y.

Ahora se describirá el aparato de la presente invención para controlar la potencia de transmisión de la estación base 30, con referencia a la Fig. 3. La estación base 30 tiene una vía de transmisión 31. La vía de transmisión 31 incluye antena de transmisión 35, procesadores de elementos de canal 36a-36i, controlador de sistema transceptor de estación base (BSTC) 37 y detector de potencia de transmisión 40.

La señal final de salida w_{0}, a transmitir a las unidades remotas se radia desde la antena de transmisión 35. El detector de potencia de transmisión 40 mide la potencia de transmisión de la señal final de salida, w_{0}, a la salida de la estación base en un punto en el tiempo, t, determinando así la potencia real de transmisión y en ese tiempo. La medición hecha a la salida de la estación base es la suma de todas las señales transmitidas desde la estación base en una banda común de frecuencia.

En los sistemas de comunicaciones digitales, particularmente aquellos que emplean modulación de espectro expandido, un transmisor puede emplear un sistema vocoder que codifique información vocal a velocidad variable. El uso de un formato variable de datos reduce el nivel de interferencia causado por la señal transmitida a otros receptores que el receptor pretendido. En el receptor pretendido, o asociado de otra forma con el receptor pretendido, se emplea un sistema vocoder para reconstruir la información vocal. Además de la información vocal, se puede transmitir al receptor información no vocal sola o una mezcla de las dos.

En la solicitud copendiente de Patente U.S. No. 5,414,796 titulada "Vocoder de velocidad variable", publicada el 9 de Mayo de 1995, y asignada al cesionario de la presente invención, se describe un vocoder adecuado para aplicación en este entorno. El sistema vocodificador descrito emplea muestras digitales de la información vocal para producir datos codificados a cuatro velocidades diferentes, p. ej., aproximadamente 8000 bits por segundo (bps), 4000 bps, 2000 bps y 1000 bps, basándose en la actividad vocal durante una trama de 20 milisegundos (ms). Cada trama de datos de vocoder está formateada con bits de cabecera como tramas de datos de velocidad 9600 bps, 4800 bps, 2400 bps y 1200 bps. La trama de datos de velocidad mayor que corresponde a una trama de 9600 bps se denomina como trama "de velocidad completa"; una trama de 4800 bps se denomina como trama "de velocidad media"; una trama de 2400 bps se denomina como trama "de cuarto de velocidad"; y una trama de 1200 bps se denomina como trama "de octavo de velocidad". Ni en el proceso de codificación ni en el proceso de formateo de trama se incluye información de velocidad en los datos.

En la solicitud copendiente de Patente U.S. No. de Serie 08/117,279, titulada "Método y aparato para el formateo de datos para transmisión", presentada el 7 de Septiembre de 1993 y asignada al cesionario de la presente invención, se describen detalles adicionales sobre el formateo de datos de vocoder en tramas de datos. Las tramas de datos se pueden procesar posteriormente, modular en espectro expandido y transmitir como se describe en la Patente U.S. No. 5,103,459, titulada "Sistema y método para generar formas de onda en un sistema celular telefónico CDMA" y asignada al cesionario de la presente invención, cuya descripción se incorpora aquí como referencia.

En una trama de transmisión a 9600 bps se puede formatear una mezcla de datos vocales y no vocales cuando se proveen menos de los datos de vocoder a velocidad completa. El bit de modo y los bits adicionales de cabecera se incluyen en este tipo de trama para indicar la velocidad a la que se codifican los datos vocales. Independientemente de la velocidad de datos vocales en este tipo de trama, la trama según se recibe se determina que es una trama a 9600 bps que contiene menos de los datos de vocoder de velocidad completa. Como tales, los bits de cabecera se usan para cancelar la salida de una indicación de una trama de velocidad completa al vocoder para procesamiento de la parte de los bits en la trama que corresponden a los datos de vocoder menos que de trama de velocidad completa. Además se comprendería que los datos de vocoder se puedan reemplazar en una trama de velocidad completa por datos no vocales. En este caso de nuevo los bits de cabecera incluidos en la trama identifican la trama como de este tipo. La velocidad usada para determinar la potencia de transmisión deseada como se describe más abajo es siempre la velocidad efectiva de la voz y datos de comunicaciones combinados. Por ejemplo, si el vocoder produce una trama de velocidad mitad y el resto de la trama se llena con datos no vocales, una indicación de velocidad completa se usa para determinar la potencia deseada de salida, y_{d}.

Cada trama de datos de símbolo es intercalada por un intercalador, preferiblemente sobre una base a nivel de bit, con el fin de aumentar la diversidad temporal con fines de corrección de error. Para esas tramas correspondientes a una velocidad de datos menor que la velocidad mayor, p. ej., 9600 bps, un modulador repite datos de símbolo para mantener una velocidad de símbolos constante para la trama. En otras palabras, si la velocidad seleccionada por el vocoder es menos de la que corresponde a una velocidad de trama de 9600 bps, el modulador repite los símbolos hasta llenar la trama. Para una trama correspondiente a una velocidad de datos de 9600 bps, todos los símbolos son proporcionados por el modulador en una trama de datos intercalados. Sin embargo, para una trama correspondiente a una velocidad de datos de 4800 bps, el modulador proporciona dos veces los símbolos en una trama de datos intercalados. Igualmente, para tramas correspondientes a velocidades de datos de 2400 y 1200 bps, el modulador proporciona los símbolos respectivamente cuatro veces y ocho veces en una trama de datos intercalados. La potencia en cada trama se escala de acuerdo con la velocidad de datos. Por ejemplo, si se envía una trama de velocidad mitad, cada símbolo se repite dos veces dentro de la trama pero la potencia total de la trama se reduce a la mitad de la que se emplearía con una trama de velocidad completa.

Las tramas de datos de símbolo son moduladas por codificación de desplazamiento bifase ("BPSK") con cubrimiento ortogonal de cada símbolo BPSK junto con expansión por codificación de desplazamiento de fase en cuadratura ("QPSK") de los símbolos cubiertos como se describe en la Patente U.S. No. 5,103,459. El modulador transmite, en el enlace descendente, la trama como una corriente continua de datos de símbolo modulados con la potencia de cada trama transmitida reducida de acuerdo con la repetición de símbolos en la trama.

En referencia de nuevo a la Fig. 3, cada procesador de elemento de canal 36a-36i calcula respectivamente una potencia esperada filtrada, P_{k,a} - P_{k,i}. Cada procesador de elemento de canal 36a-36i produce información para una llamada de teléfono en un Canal de Tráfico o produce información para uno de los canales de cabecera como el Canal Piloto, Canales de Difusión y Canales de Sincronización. Como se hizo notar más arriba, cada llamada de Canal de Tráfico puede conmutar entre una de cuatro velocidades de datos sobre una base de trama a trama dependiente de la actividad de voz y datos en la realización preferida. En la realización preferida, las velocidades son velocidad completa, velocidad mitad, cuarto de velocidad y octavo de velocidad. La velocidad de datos en un Canal de Tráfico afecta directamente a la cantidad de potencia contribuida por el elemento de canal a la potencia total deseada porque una trama de octavo de velocidad es transmitida a 1/8 de la potencia de una trama correspondiente a velocidad
completa.

La potencia esperada filtrada, P_{k,a} - P_{k,i} se saca después de cada procesador de elemento de canal 36a-36i e introduce a un BTSC 37, que genera una indicación de potencia de salida deseada y_{d}, de la estación base 30. El BTSC 37 incluye un sumador para sumar la pluralidad de potencias esperadas filtradas, P_{k,a} - P_{k,i}. La indicación de la potencia de salida deseada y_{d}, y la potencia de transmisión real y, medida por el detector de potencia de transmisión 40 se introducen luego al filtro H_{3} 22. Procesando y_{d} e y el filtro H_{3} 22 la ganancia de rastreo de potencia de transmisión y', de la estación base 30.

En referencia a la Fig. 4, se describirán los elementos que componen cada procesador de elemento de canal 36a-36i. Cada Canal tiene una Ganancia de Canal Directa G_{t}, una Ganancia de Subcanal de Control de Potencia G_{s}, una Velocidad de Datos de Canal r_{t} y una Velocidad de Datos de Subcanal de Control de Potencia r_{s}. Cada procesador de elemento de canal 36a-36i incluye un calculador 43. El calculador 43 es un calculador digital que puede ser parte de un circuito integrado de aplicación específica (ASIC) o se puede implementar dentro de un microprocesador general. Para cada canal en el sistema, el calculador 43 calcula la potencia de transmisión esperada en unidades de bits al cuadrado de una trama de canal de tráfico dada, P_{trama}, según la siguiente ecuación:

Ec. 1P_{trama} = s_{d} (G_{t}{}^{2} \ x \ r_{t})/(s_{d} + s_{pc}) + s_{pc}(G_{s}{}^{2} \ x \ r_{s})/(s_{d} + s_{pc})

donde

s_{d} es el número de datos que llevan símbolos por trama; y

s_{pc} es el número de símbolos de control de información de potencia por trama.

Los símbolos de canal de tráfico directo tienen un nivel de potencia de símbolo que lleva datos fijado por la Ganancia de Canal de Tráfico G_{t} y un nivel de potencia de símbolo de información de control de potencia fijado por la Ganancia de Subcanal de Control de Potencia G_{s}. Típicamente G_{s} es mayor que G_{t} para aseguramiento añadido de que la información de control de potencia es recibida por la unidad remota. En un canal de tráfico, la Velocidad de Datos de Canal r_{t}, es siempre a velocidad completa (es decir siempre es igual a uno) para el canal de tráfico. En la realización preferida, cada una de las tramas de canal de tráfico está compuesta de 24 símbolos. De esos 24 símbolos, dos son símbolos de control de potencia que tienen una ganancia y una velocidad según se fija por G_{s} y r_{s} respectivamente y por tanto s_{pc} es igual a 2. De esto se sigue que cada 22 de 24 símbolos en una trama son símbolos de datos con una ganancia y una velocidad como se fija por G_{t} y r_{t} respectivamente por tanto s_{d} es igual a 22. (En realizaciones alternativas que emplean formatos alternativos, se pueden usar otros números.) Por tanto en el cálculo de la potencia esperada la relación del número de símbolos de control de potencia con el número total de símbolos dentro de una trama y la relación del número de símbolos de datos al número total de símbolos dentro de una trama son empleadas para escalar los cálculos de energía correspondientes.

La velocidad y ganancia de datos del canal piloto típicamente son fijado constantes en todo el sistema. Por tanto, la Ganancia de Canal G_{t}, y la Velocidad de Datos de Canal r_{t}, son constantes fijas para cada trama. Las velocidades de datos de canales de sinc y difusión típicamente son a velocidad completa todo el tiempo y la ganancia es también una constante de todo el sistema. Para los canales piloto, de difusión y sinc el número de símbolos de información por trama s_{pc}, es un cero.

La Ganancia de Canal G_{t}, y la Ganancia de Subcanal de Control de Potencia G_{s}, se usan para controlar la potencia relativa empleada en cada canal de tráfico transmitido por la estación base en respuesta a información de control transmitida por cada unidad remota. La primera razón para proveer este control es tener en cuenta el hecho de que en ciertas ubicaciones el enlace descendente de canal puede ser inusualmente desventajoso como se describió más arriba. Un ejemplo de esta ubicación es un punto donde las pérdidas de trayectoria a una o dos estaciones base vecinas son casi las mismas que las pérdidas de trayectoria a la estación base que se está comunicando con la unidad remota. En tal ubicación la interferencia total se incrementaría en tres veces sobre la interferencia vista por una unidad remota en un punto relativamente próximo a su estación base. La interferencia que viene de las estaciones base vecinas no se desvanece al unísono con la señal que viene de la estación base activa como sería el caso para la interferencia que viene de la estación base activa. Una unidad remota en esta situación puede requerir de 3 a 4 dB de potencia adicional de señal de la estación base activa para conseguir el funcionamiento adecuado. El ajuste normalmente sería pequeño, típicamente de 0.5 a 1.0 dB o alrededor del 12%. La velocidad de cambio de potencia debe ser de alguna manera menor que la empleada para el enlace ascendente, quizás una vez por segundo. En la realización preferida, el rango dinámico del ajuste está típicamente limitado tal que desde 4 dB menos que el nominal hasta alrededor de 6 dB mayor que la potencia de transmisión nominal.

Cada uno de los canales tiene una pluralidad de tramas que pueden ser muestreadas para crear un valor medio basado en una muestra de un conjunto de tramas. Cada procesador de elemento de canal 36a-36i tiene un primer muestreador que muestrea cada emésima trama de la pluralidad de tramas comunicadas por el canal, la Ganancia de Canal de Tráfico G_{t}, la Ganancia del Subcanal de Control de Potencia G_{s}, la Velocidad de Datos de Canal de Tráfico r_{t}, y la Velocidad de Datos de Subcanal de Control de Potencia r_{s}. La velocidad de muestreo del muestreador 42 puede ser muy pequeña comparada con la velocidad a la que se envían las tramas. Nótese que la Ganancia de Canal de Tráfico G_{t}, tiene una constante de tiempo muy baja, del orden de un segundo. La salida de muestras del muestreador 42 son seguidamente promediadas para obtener una salida controladora. Como tal, el proceso de muestreo no reduce la precisión de la potencia media resultante en tanto las muestras sean reflejo del valor total. Como tal, el muestreador 42 puede muestrear de una forma imparcial independiente de cualquier estímulo relacionado con la potencia de transmisión. Consecuentemente, empleando la Ecuación 1, el calculador 43 calcula para obtener una pluralidad de muestras de potencia de transmisión esperada, P_{m}, según la Ecuación 1.

Las muestras de potencia de transmisión esperada, P_{m}, salen del calculador 43 y se introducen al filtro H_{1} 44. Preferiblemente el filtro H_{1} 44 es un filtro de un polo de respuesta a impulso infinito (IIR) para el cual son bien conocidas en la técnica una variedad de construcciones. El filtro 44 filtra (es decir promedia) las potencias de transmisión esperadas según la siguiente ecuación:

Ec. 2\underline{P} _{m} = \Psi_{1} \underline{P} _{m-1} + (1-\Psi_{1})P_{m}

donde:

\Psi_{1} representa una constante de tiempo;

P_{m-1} es el estado previo del filtro; y

P_{m} es la salida del filtro correspondiente a P_{m}.

Cada procesador de elemento de canal 36a-36i incluye también un segundo muestreador 45. Las muestras de potencia esperada filtradas P_{m}, son muestreadas por el segundo muestreador 45 cada N muestras. Antes de ser enviadas al BTSC 37, cada una de las N muestras del estado actual del filtro es enviada a través de una unidad estampadora de tiempo 46, que adjunta un sello de tiempo especificando así el tiempo en que se tomó cada muestra para producir la potencia de transmisión esperada estampada con tiempo P_{k}. Los sellos de tiempo se usan para que el BTSC 37 las potencias de transmisión esperadas correspondientes de cada diferente procesador de elemento de canal 36a-36i.

La finalidad básica del muestreador 42, del filtro H_{1} 44 y del segundo muestreador 45 es reducir la cantidad de mensajería desde cada procesador de elemento de canal 36a-36i. Cada procesador de elemento de canal 36a-36i produce un cierto número de mensajes que proporcionan una variedad de información del sistema. Si se envió un mensaje de potencia esperada desde cada procesador de elemento de canal 36a-36i para cada trama además de otros mensajes de información del sistema, la mensajería sobrecargaría al sistema. Para reducir el número de mensajes, cada procesador de elemento de canal 36a-36i realiza una función de muestreo y promediado de la potencia esperada sumando además de un grupo de tramas como se fija por la constante de tiempo \Psi_{1} del filtro H_{1} 44 y las velocidades de muestreo del muestreador 42 y del segundo muestreador 45. La información de potencia esperada filtrada se puede pasar a una velocidad relativamente más lenta (1/(N*M)) que una vez por trama.

En referencia ahora a la Fig. 5, se describirá el BTSC 37. El BTSC 37 recoge las potencias de transmisión esperadas correspondientes, P_{k,i}, de cada procesador de elemento de canal 36a-36i. Cada procesador de elemento de canal 36a-36i puede corresponder a los canales activos en el sistema, incluyendo, por ejemplo, los canales piloto, de difusión, de tráfico, y sinc o puede estar inactivo en cuyo caso no contribuye con potencia al total. El BTSC 37 incluye un sumador 52, que suma las muestras de potencia esperada filtradas para cada uno de los procesadores de elemento de canal 36a-36i, P_{k,i}, correspondientes al mismo intervalo de tiempo según el sello de tiempo adherido por las unidades de estampación de tiempo 46 en cada procesador de elemento de canal 36a-36i.

El BTSC 37 incluye también un convertidor 54, que recibe la salida del sumador 52. El convertidor 54 convierte la potencia de transmisión esperada total de un valor de bits al cuadrado a un valor en dB cuyo valor es en dB-bits cuadrado. Sin embargo, el convertidor 54 es opcional en el BTSC 37 y por tanto no necesita ser incluido. Si se incluye, el convertidor 54 puede comprender una tabla de búsqueda almacenada en una memoria de solo lectura (ROM) o en otro medio bien conocido. La potencia de salida resultante y_{c}, se pasa a la RFIC 38.

La Fig. 6 ilustra la RFIC 38 y aparatos adicionales de proceso de la estación base 30. La RFIC 38 puede comprender un primer muestreador RFIC 62, un primer convertidor RFIC 63, un primer comparador RFIC 64, un segundo convertidor RFIC 65, un filtro H_{1} RFIC 66, un segundo muestreador RFIC 67, una unidad estampadora de tiempo 74, un tercer convertidor RFIC 68 y un filtro H_{3} 22. Unos aparatos de proceso adicionales pueden procesar la ganancia de rastreo de potencia de transmisión y', salida del RFIC 38. Los aparatos adicionales pueden incluir un primer sumador de salida 73, un segundo sumador de salida 75, un bloque de ganancia variable 24, un amplificador de alta potencia 76 y un acoplador 61.

Como se describió más arriba, el detector de potencia de transmisión 39 mide la potencia de la señal final de salida w_{0}, que está siendo radiada por la antena de transmisión 35 de la estación base 30. El primer muestreador RFIC 62 muestrea la tensión del detector de potencia de transmisión 39 cada emésima trama de la potencia medida. Luego, el primer convertidor RFIC 63 convierte las muestras de salida potencia de transmisión medidas (valores analógicos de tensión) mediante el primer muestreador RFIC 62 a un valor en dBm, obteniendo así una corriente de muestras de potencias de transmisión convertidas y_{m}. Preferiblemente, el primer convertidor RFIC 63 comprende una tabla de búsqueda.

La corriente de muestras de potencias de transmisión convertidas y_{m}, generadas por el primer convertidor RFIC 63 se introduce luego al primer comparador RFIC 64. El primer comparador RFIC 64 resta un valor de atenuación de pulsación, A_{TX, \ PULSACIÓN}, de la corriente de muestras de transmisión convertidas y_{m}, para obtener una corriente de muestras de potencia de transmisión corregida. El valor de atenuación de pulsación no se contabiliza en la potencia esperada porque la información de pulsación es desconocida al procesador de elemento de canal 36a-36i y por tanto no se incluye en y_{d}. Por tanto para comparar adecuadamente la potencia de transmisión real y, con la potencia de salida deseada y_{d}, el efecto de pulsación (con el sello de tiempo adecuado) es eliminado por el primer comparador RFIC 64 antes de hacer la comparación entre y_{d} e y dentro del filtro H_{3} 22. El proceso de contabilizar el pulsación de la estación base se volverá más evidente basándose en la descripción del algoritmo de pulsación descrito con más detalle debajo. Obviamente, la contabilización del pulsación en la RFIC 38 no es obligatorio, sino más bien opcional, porque la estación base 30 puede no estar equipada para pulsación. Si la estación base 30 no está equipada para pulsación, se puede omitir el primer comparador RFIC 64 de la RFIC 38.

Después de ser procesado por el primer comparador RFIC 64, la corriente de muestras corregidas de potencia de transmisión se introduce a un segundo convertidor RFIC 65. El segundo convertidor RFIC 65 convierte las muestras corregidas de potencia de transmisión de un valor en dB a un valor unidad lineal para obtener una pluralidad de muestras corregidas lineales de potencia de transmisión. En la realización preferida, el segundo convertidor RFIC 65 comprende una tabla de búsqueda.

Las muestras corregidas de potencia de transmisión se introducen luegoal filtro H_{1} RFIC 66. El filtro H_{1} RFIC 66 es preferiblemente el mismo filtro usado en el procesador de elemento de canal 36a-36i, filtro H_{1} 44. Filtrando la corriente de muestras corregidas de potencia de transmisión según la Ecuación (2), la resultante y se puede comparar directamente con y_{d}.

Las muestras filtradas de potencia de transmisión se muestrean luego nuevamente mediante un segundo muestreador RFIC 67. El segundo muestreador RFIC 67 envía cada enésima muestra a un tercer convertidor RFIC 68 de la misma manera que los elementos de canal muestrean la potencia esperada. Como cada procesador de elemento de canal 36a-36i, la RFIC 38 incluye una unidad estampadora de tiempo 74 para adjuntar un sello de tiempo a cada una de las muestras de potencia de transmisión sacadas por el segundo muestreador RFIC 67. De esta forma, las muestras de potencia de transmisión muestreadas sacadas por un tercer convertidor RFIC 68 se pueden coordinar con respecto al tiempo con las muestras sacadas por el BTSC 37. La RFIC 38 incluye un tercer convertidor RFIC 68, que convierte la salida de la unidad estampadora de tiempo 74 de unidades lineales de ganancia a unidades en dB que es pasada como potencia de transmisión final y, al filtro H_{3} 22.

El filtro de tiempo discreto H_{3} 22 incluye un segundo comparador RFIC 69, que resta la de ganancia de rastreo potencia de transmisión y', que es sacada por el filtro RFIC H_{2} 72 de la potencia real de transmisión y. La salida resultante del segundo comparador RFIC 62 es una estimación y_{w}. Luego la estimación y_{w} se introduce al tercer comparador RFIC 70, donde se resta la estimación y_{w} de la potencia de salida deseada compensada y_{d,c}. La salida resultante del segundo comparador RFIC 70 es la entrada de control u.

La potencia de salida deseada y_{d}, del BTSC 37 se suma vía un sumador 71 a una constante de calibración
A_{TX, \ PERDIDAS}. La constante de calibración refleja la pérdida entre el punto donde se hace la medición de potencia (en este caso a la salida del acoplador 61) y la antena 35. A_{TX, \ PERDIDAS} varía de estación base a estación base y se determina en la calibración inicial de la estación base.

En el tercer comparador RFIC 70, donde se resta la estimación y_{w}, de la potencia de salida deseada compensada y_{d,c}, la temporización debe tener la precisión adecuada. La unidad de estampación de tiempo 46 en el procesador de elemento de canal 36 y BTSC 37, respectivamente, junto con la unidad de estampación de tiempo 74 en la RFIC 38, proporcionan los medios para conseguir este objetivo. Las unidades de estampación de tiempo 45 y 74 colocan el sello de tiempo adecuado en cada muestra de forma que hay acuerdo entre las mezclas sacadas por el BTSC 37 y el segundo comparador RFIC 69. Los niveles de potencia calculados y medidos de la estación base 30 son dependientes del tiempo, que significa que esos niveles de potencia son una función del tiempo en el que se toma la medida y se realiza el cálculo. Los sellos de tiempo facilitan el alineamiento de las mezclas medidas con la potencia
calculada.

La salida del tercer comparador RFIC 70, la entrada de control u, se introducen luego al filtro H_{2} RFIC 72. Preferiblemente, el filtro H_{2} RFIC 72 comprende un filtro IIR de un solo polo. El filtro H_{2} RFIC 72 filtra la entrada de control u para obtener la ganancia de rastreo de potencia de transmisión y', de acuerdo con la siguiente ecuación:

Ec. 3y'_{t} = \Psi_{2} \ y'_{t-1} + (1- \Psi_{2}) u_{t}

donde:

\Psi_{2} representa una constante de tiempo;

u_{t} es la entrada de control correspondiente a los valores de la potencia de transmisión final actual y, y de la potencia deseada de salida y_{d};

y'_{t} es la salida del filtro correspondiente a u_{t}; e

y'_{t-1} es la salida previa del filtro H_{2} 72;

\Psi_{2} es una constante de tiempo. Usando la ganancia de rastreo de potencia de transmisión y', se puede obtener la potencia final de salida de la estación base 30.

Los aparatos de proceso adicionales en la vía de transmisión de la estación base procesan la ganancia de rastreo de potencia de transmisión y'., para generar la potencia final de salida. Los aparatos adicionales incluyen un primer sumador de salida 73, un segundo sumador de salida 75, un bloque de ganancia variable 24, un amplificador de alta potencia (HPA) 76 y un acoplador 61.

La ganancia de rastreo de potencia de transmisión y', se saca del filtro H_{2} RFIC 72 a un primer sumador de salida 73, donde se suma a un valor de calibración P_{TX, \ ANALOG}, produciendo por esto una potencia de transmisión real corregida. Una gran estación base puede proporcionar 10 watios de salida, mientras que una pequeña estación base (como las que se encuentran dentro de edificios) puede transmitir solo 1 watio. Tras el encendido de la estación base, el nivel de potencia de salida puede estar muy alejado del nivel deseado de potencia de salida. La constante de tiempo del bucle de rastreo de potencia de transmisión es lenta y el bucle de rastreo de potencia de transmisión puede llevar un gran periodo de tiempo para rastrear el error inicial. P_{TX, \ ANALOG} puede ser un "pellizco" manual que se puede emplear para llevar el bucle al rango adecuado rápidamente de forma que el bucle de rastreo de transmisión puede empezar un rastreo de resolución fina.

Luego, la potencia de transmisión real corregida se introduce a un segundo sumador de salida 75. El segundo sumador de salida 75 suma A_{TX, \ PULSACIÓN} posterior a la potencia de transmisión real corregida para obtener una potencia de transmisión real corregida pulsante. Sin embargo, como se estableció más arriba si la estación base 30 no está equipada con el aparato de pulsación, se puede omitir de la estación base 30 el segundo sumador 75.

La indicación de potencia de transmisión real corregida pulsante se introduce luego al bloque de ganancia variable 24, donde este ajusta la potencia de la señal de transmisión de radiofrecuencia w. La potencia de transmisión ajustada se introduce a un amplificador de alta potencia (HPA) 76, donde se amplifica para obtener la señal transmitida final w_{0}. La potencia final de transmisión se introduce luego al acoplador 61 que saca la potencia fina de salida a la antena 35 y una pequeña porción de la potencia final de salida al detector de potencia de transmisión 39. A su vez la antena de transmisión 35 radia la señal de transmisión final a las unidades remotas que se están comunicando con la estación base 30.

Además de la ventaja antes puesta de relieve, nótese el efecto de las variaciones indeseables de la cadena de transmisión. Estas variaciones indeseables pueden venir de variaciones de tiempo dentro de la circuitería que las crea de forma que el nivel de la señal de transmisión de radiofrecuencia en bruto w, no es estable. Además, los amplificadores de potencia están sujetos a variaciones indeseables de ganancia por temperatura o envejecimiento o debido a variaciones en el nivel de señal introducido al dispositivo. Todas estas variaciones, y algunas otras variaciones de ganancia extrañas se eliminan mediante este mecanismo de realimentación en bucle cerrado.

Ahora se describirá el proceso y el aparato para el pulsación de estación base con referencia a las Figs. 7-10. Como antes se mencionó, las pérdidas de trayectoria en un canal de radio se pueden caracterizar por dos fenómenos separados: pérdidas medias de trayectoria y desvanecimiento. El enlace descendente funciona con distintas frecuencias que el enlace ascendente. Sin embargo, como las frecuencias del enlace descendente y del enlace ascendente están dentro de la misma banda de frecuencia, existe una significativa correlación entre las pérdidas medias de trayectoria de los dos enlaces. Por otra parte, el desvanecimiento es un fenómeno independiente para el enlace descendente y el enlace ascendente y varía como una función del tiempo. Sin embargo, las características del desvanecimiento en el canal son las mismas para los enlaces descendente y ascendente, porque las frecuencias están en la misma banda. Por tanto, la media en el tiempo del desvanecimiento del canal es típicamente la misma para ambos enlaces.

En un sistema ejemplar CDMA, cada estación base transmite una señal piloto que tiene un código de expansión común de pseudoruido que está desplazado en fase de código de la señal piloto de otras estaciones base. Durante el funcionamiento del sistema, la unidad remota va provista de una lista de desplazamientos de fase de códigos correspondientes a las estaciones base vecinas que rodean a la estación base a través de la que se establece la comunicación. La unidad remota va equipada con un elemento de búsqueda que permite a la unidad remota rastrear la intensidad (o potencia) de señal de la señal piloto de un grupo de estaciones base que incluye a las estaciones base vecinas.

En un sistema celular pulsante, cada estación base del sistema se calibra inicialmente de forma que el nivel de ruido de recepción descargado y la potencia de piloto deseada es igual a una constante de calibración. La constante de calibración es consistente por todo el sistema de estaciones base. Según se carga el sistema (es decir, unidades remotas comienzan a comunicarse con estaciones base), una red de compensación mantiene la relación constante entre la potencia de enlace ascendente recibida en la estación base y la potencia piloto transmitida desde la estación base. La carga adicional de una estación base desplaza efectivamente la frontera de traspaso de enlace ascendente más cerca hacia la estación base. Por tanto, para imitar el mismo efecto el en enlace descendente, se disminuye la potencia de transmisión según se incrementa la carga.

Cada estación base tiene un área de cobertura física en la que es posible la comunicación con la estación base. Cada área de cobertura de estación base tiene dos fronteras de traspaso. Una frontera de traspaso se define como la ubicación física entre dos estaciones base donde el enlace funcionaría de la misma manera con independencia de la estación base con la que una unidad remota en esa ubicación se estuviera comunicando. Cada estación base tiene una frontera de traspaso de enlace descendente y una frontera de traspaso de enlace ascendente. La frontera de traspaso del enlace descendente se define como la ubicación donde el receptor de la unidad remota funcionaría lo mismo con independencia de qué estación base estaba recibiendo. La frontera de traspaso del enlace ascendente se define como la ubicación de la unidad remota donde dos receptores de estaciones base funcionarían lo mismo respecto a esa unidad remota.

La realización preferida de la presente invención se describe basándose en un sistema que tiene capacidad de traspaso suave. No obstante, esta invención es igualmente aplicable al funcionamiento de traspaso brusco.

En referencia ahora a la Fig. 7, una frontera de traspaso se define siempre entre al menos dos estaciones base. Por ejemplo, en la Fig. 7A, la frontera de traspaso de enlace descendente 83 es una función de la potencia transmitida por la estación base 81 y por la estación base 82, así como de las interferencias desde otras estaciones base circundantes (no mostradas) y de otras fuentes dentro de banda. La frontera de traspaso de enlace ascendente 84 es una función del nivel de potencia recibida en la estación base 81 y en la estación base 82 desde una unidad remota 85 en esa ubicación y del nivel de potencia recibida en la estación base 81 y en la estación base 82 de las otras unidades remotas y de otras fuentes en banda. Nótese que el nivel de potencia recibida en la estación base 81 y el nivel de potencia recibida en la estación base 82 son de algún modo independientes. Esto es, si la estación base 81 tiene un gran número de unidades remotas ubicadas dentro de su área de cobertura y la estación base 82 tiene solo una de estas unidades remotas, la interferencia para la estación base 82 es mucho menor que para la estación base 81.

Idealmente, la frontera de traspaso de enlace descendente 83 y la frontera de traspaso de enlace ascendente 84 están localizadas una junto a la otra de forma que se puede conseguir una capacidad óptima del sistema. Si no están situadas una junto a otra, se pueden producir tres situaciones que son perjudiciales para la capacidad del sistema. La Fig. 7A ilustra la primera de estas situaciones. Una región de traspaso suave es la región física entre dos estaciones base donde una unidad remota situada dentro de la región es igualmente probable que establezca comunicación con ambas estaciones base. En la Fig. 7A, el área ensombrecida representa una región de traspaso suave 86.

En el traspaso suave asistido de unidad remota, la región de traspaso 86 se define por las características del enlace descendente. Por ejemplo, en la Fig. 7A, la región de traspaso suave 86 representa la región en la que la calidad de señal de la estación base 81 y de la estación base 82 es suficiente para soportar comunicaciones. Cuando la unidad remota 85 entra en la región de traspaso suave 86, notifica a la estación base con la que se está comunicando que la segunda estación base está disponible para comunicación. Un controlador del sistema (no mostrado) comunicación entre la segunda estación base y la unidad remota 85. En la Patente U.S. No. 5,267,261 titulada "Traspaso suave asistido de estación móvil en un sistema de comunicaciones celular CDMA" y asignada al cesionario de la presente invención, se describe información adicional sobre el traspaso suave asistido de unidad remota. Cuando la unidad remota 85 está en la región de traspaso suave 86 entre la estación base 81 y la estación base 82, ambas estaciones base 81, 82 controlan la potencia transmitida desde la unidad remota 85. La unidad remota 85 disminuye su potencia transmitida si cualquiera la estación base 81 o la estación base 82 pide un descenso y aumenta su potencia transmitida solo si ambas estaciones base 81 y 82 piden un incremento, como se describe en la Patente U.S. No. 5,056,109 antes mencionada.

La Fig. 7A ilustra la primera situación que es perjudicial para la capacidad del sistema. En la Fig. 7A, la frontera de traspaso de enlace descendente 83 y la frontera de traspaso de enlace ascendente 84 están significativamente desequilibradas (es decir, separadas). La unidad remota 85 está situada en una posición donde la comunicación se establece solo con una estación base 82. En la región donde la unidad remota 85 está situada, el rendimiento con el enlace descendente es el mejor con la estación base 82, pero el rendimiento del enlace ascendente sería mejor si la unidad remota 85 se estuviera comunicando con la estación base 81. En esta situación, la unidad remota 85 está transmitiendo más potencia de la que estaría transmitiendo si se estuviera comunicando con la estación base 81. La potencia de transmisión aumentada se suma innecesariamente a la interferencia total en el sistema, afectando así adversamente a la capacidad. También aumenta el consumo total de potencia de la unidad remota 85, disminuyendo así la vida de su batería. Finalmente, pone en peligro el enlace de comunicación si la unidad remota 85 alcanza su máxima potencia de transmisión y es incapaz de responder a comandos para incrementar la potencia desde la estación base 82.

La Fig. 7B muestra un resultado alternativo pero también perjudicial de un estado de traspaso desequilibrado. En la Fig. 7B, una región de traspaso suave 91 está ubicada alrededor de la frontera de traspaso de enlace ascendente 84. Esta ubicación de traspaso podría ser el resultado de un esquema alternativo de traspaso, donde el traspaso se basa en el rendimiento del enlace ascendente en vez de en el rendimiento del enlace descendente. En tal caso, cada estación base del sistema intenta medir la potencia recibida de cada unidad remota. Cuando el nivel de potencia medido excede de un umbral o excede el nivel recibido en otras estaciones base, se establece comunicación con una segunda estación base.

En la Fig. 7B, una unidad remota 85 está situada en una región donde la comunicación se establece solo con una estación base 81. Como en la Fig. 7A, en la región donde la unidad remota 85 está situada, el rendimiento del enlace descendente es óptimo con la estación base 82, pero el rendimiento del enlace ascendente es óptimo con la estación base 81. A diferencia del enlace ascendente, el enlace descendente no tiene un gran rango dinámico de potencia de transmisión, y como la unidad remota 85 se mueve hacia la estación base 82, la interferencia desde la estación base 82 aumenta según el nivel de potencia recibida de la estación base 81 disminuye. Si el nivel de potencia desde la estación base 81 cae por debajo de una señal suficiente al nivel de interferencia o por debajo de un cierto valor absoluto, en enlace de comunicación está en peligro de perderse. El nivel de potencia transmitida desde la estación base 81 se aumenta lentamente dentro de un rango dinámico limitado según la unidad remota se mueve lejos de la estación base 81. Este aumento de potencia interfiere adversamente con otros usuarios de la estación base 81 y de la estación base 82, disminuyendo por ello innecesariamente la capacidad del sistema.

Incluso otra alternativa que resulta en una capacidad de sistema disminuida implica un esquema de traspaso combinado basado en el rendimiento del enlace descendente y en el rendimiento del enlace ascendente. La Fig. 7C muestra uno de estos escenarios. En la Fig. 7C, la región de traspaso 95 es grande y abarca a la frontera de traspaso de enlace ascendente 84 y a la frontera de traspaso de enlace descendente 83. Pero un traspaso suave innecesario disminuye directamente la capacidad del sistema. La finalidad del traspaso suave es proporcionar entre estaciones base un traspaso hecho antes de romper y proporcionar un mecanismo eficiente de control de potencia. Sin embargo, si la región de traspaso es demasiado grande, los efectos negativos se vuelven significativos. Por ejemplo, en la Fig. 7C, la estación base 81 y la estación base 82 deben transmitir a la unidad remota 85 mientras la unidad remota 85 esté en la región de traspaso suave 95. Como consecuencia, la interferencia total del sistema se incrementa mientras la unidad remota 85 está en la región de traspaso suave 95. Además en ambas estaciones base 81 y 82 se deben dedicar recursos a la señal recibida de la unidad remota 85. Por tanto, el aumento del tamaño de la región de traspaso suave no es un empleo eficiente de la capacidad y recursos del sistema.

La solución a estos efectos adversos es equilibrar (es decir, alinear físicamente) la frontera de traspaso de enlace ascendente 84 con la frontera de traspaso de enlace descendente 83 o viceversa. Incluso si esto se hiciera en cada estación base en estado estático, el equilibrio se perdería cuando se usa el sistema. Por ejemplo, la señal a nivel de interferencia de la señal de enlace ascendente recibida en la estación base es una función del número, ubicación y nivel de potencia de transmisión de las unidades remotas dentro de su área de cobertura. Según se aumenta la carga en una estación base, la interferencia se incrementa y la frontera de traspaso del enlace ascendente se contrae hacia la estación base. No obstante la frontera de enlace descendente no es afectada de la misma forma. Por tanto, un sistema que inicialmente está equilibrado, puede volverse desequilibrado con el tiempo.

Para mantener el equilibrio, se puede emplear un aparato y un método para "pulsación" del tamaño del área de cobertura de la estación base. El aparato de pulsación mueve efectivamente la frontera de traspaso de enlace descendente a la misma ubicación que la frontera de traspaso de enlace ascendente. Ambas fronteras son dependientes del funcionamiento de al menos dos estaciones base. Para que la pulsación sea efectiva, la frontera de traspaso de enlace ascendente y la frontera de traspaso de enlace descendente deben ser alineadas inicialmente. Las fronteras pueden permanecer alineadas si el funcionamiento de cada estación base se controla como se describe más abajo.

El funcionamiento del enlace descendente puede controlarse por la estación base. En un sistema CDMA ejemplar, cada estación base transmite una señal piloto. Las unidades remotas realizan el traspaso basándose en la intensidad de señal piloto percibida. Cambiando el nivel de potencia de la señal piloto transmitida desde la estación base, se puede manipular la situación de la frontera de traspaso de enlace descendente.

También se puede controlar el rendimiento de enlace ascendente por la estación base. El rendimiento de ruido del receptor de estación base establece el mínimo nivel de potencia de recepción que se puede detectar. Este rendimiento de ruido del receptor se define típicamente en términos de una cifra de ruido total del sistema. Controlando la cifra del ruido del receptor, como inyectando ruido o añadiendo atenuación, el rendimiento de enlace ascendente y por tanto de la frontera de traspaso de enlace ascendente, se puede ajustar.

Para equilibrar las fronteras de traspaso, el funcionamiento de cada estación base se debe controlar para emparejar el funcionamiento de otras estaciones base en el sistema. Por tanto se define una constante de rendimiento de todo el sistema que es empleada por cada estación base en el sistema. También se podría definir una constante dinámica que es igual para toda estación base pero que se permite cambiar en el tiempo. Sin embargo, en interés de la simplicidad de diseño e implementación, en esta realización se prefiere una constante fija. Por tanto, más que intentar forzar que todas las estaciones base sean iguales, el método más sencillo es definir una relación constante y cambiar el rendimiento de toda estación base para igualar esa relación.

La constante se define en términos de la suma de ruido de la vía receptora en dB y la máxima potencia de señal piloto deseada en dB, como se muestra más abajo. En interés del rendimiento del sistema, se desea el mínimo incremento en ruido. Asimismo en interés del uso eficiente de recursos de la estación base, cada estación base debería transmitir la señal piloto al máximo nivel disponible. Por tanto, para definir la constante K_{nivel}, de cada estación base, se usa la siguiente ecuación:

\dotable{\tabskip\tabcolsep#\hfil\+#\hfil\tabskip0ptplus1fil\dddarstrut\cr}{
 K _{nivel}  = \+ MAX [N _{Rx:} i + P _{Max:} i]\cr  \+ todo
i\cr}

donde:

N_{Rx:}i es el ruido de vía receptora de la estación base i en dB;

P_{Max:}i es la máxima potencia de señal piloto deseada de la estación base i en dB; y

MAX [ ] encuentra la mayor de estas sumas de todas las estaciones base en un sistema.

todo i

Nótese que una vez elegida K_{nivel} se pueden usar medios artificiales para disminuir la potencia de transmisión o aumentar el ruido del extremo frontal de la estación base.

Para probar que fijando la suma de la potencia recibida y la potencia transmitida a K_{nivel} efectivamente equilibra el sistema, se hacen varias hipótesis. La primera es que en cualquier estación base que emplea antenas de transmisión y recepción múltiples redundantes, se han equilibrados las antenas para tener el mismo rendimiento. La segunda hipótesis es que un rendimiento de decodificación idéntico está disponible en cada estación base. La tercera hipótesis sostiene que existe una relación constante entre la potencia total de enlace descendente y la potencia de señal piloto y que existe reciprocidad en las pérdida de trayectoria de enlace descendente y las pérdidas de trayectoria de enlace ascendente.

Para hallar la frontera de traspaso de enlace descendente entre dos estaciones base arbitrarias, la estación base A y la estación base B, se empieza por hacer notar que se produce la frontera de traspaso descendente donde la relación de señal piloto de las dos estaciones base con la potencia total es igual. Supóngase que la unidad móvil C está situada en la frontera, matemáticamente en unidades lineales de potencia (como en watios):

Ec. 5\frac{ \text{Potencia Piloto de A Rc. en C}}{ \text{Potencia Total Recibida en C}} = \frac{ \text{Potencia Piloto de B Rc. en C}}{ \text{Potencia Total Recibida en C}}

Observando que la potencia recibida en la unidad móvil es igual a la potencia transmitida multiplicada por las pérdidas de trayectoria, la ecuación 5 se convierte en:

\frac{ \text{Potencia Piloto Trmt. desde A X Pérdidas de trayectoria desde A a C}}{ \text{Potencia Total Recibida en C}} =

Ec.6\frac{ \text{Potencia Piloto Trmt. desde B X Pérdidas de trayectoria desde B a C}}{ \text{Potencia Total Recibida en C}}

Reorganizando la ecuación 6 y eliminando el denominador común, queda:

Ec. 7\frac{ \text{Potencia Piloto Trmt. desde A}}{ \text{Potencia Piloto Trmt. desde B}} = \frac{ \text{Pérdidas de trayectoria desde B a c}}{ \text{Pérdidas de trayectoria desde A a C}}

Siguiendo el mismo procedimiento para el enlace ascendente y observando que la frontera de traspaso de enlace ascendente se produce donde cada estación base percibe la misma relación señal a interferencia para esa unidad móvil:

Ec. 8\frac{ \text{Potencia de C Rc. en A}}{ \text{Potencia Total Recibida en A}} = \frac{ \text{Potencia de C Rc. en B}}{ \text{Potencia Total Recibida en B}}

Observando que la potencia recibida en la estación base es igual a la potencia transmitida desde la unidad móvil multiplicada por las pérdidas de trayectoria, la ecuación 8 se convierte en:

\frac{ \text{Potencia Trmt. desde C X Pérdidas de trayectoria desde C a A}}{ \text{Potencia Total Recibida en A}} =

Ec. 9\frac{ \text{Potencia Trmt. desde C X Pérdidas de trayectoria desde C a B}}{ \text{Potencia Total Recibida en B}}

Reorganizando la ecuación 6 y eliminando el denominador común, queda:

Ec. 10\frac{ \text{Potencia Total Recibida en A}}{ \text{Potencia Total Recibida en B}} = \frac{ \text{Pérdidas de trayectoria desde C a A}}{ \text{Pérdidas de trayectoria desde C a B}}

Debido a la reciprocidad asumida en las pérdidas de trayectoria en enlaces descendente y ascendente, las ecuaciones 7 y 10 se pueden combinar para producir:

Cambiando las unidades de la ecuación 11 de potencia lineal a dB se convierte en:

Ec. 11\frac{ \text{Potencia Total Recibida en A}}{ \text{Potencia Total Recibida en B}} = \frac{ \text{Potencia Piloto Txda desde B}}{ \text{Potencia Piloto Txda. desde A}}

	Potencia Total Recibida en A (dB) - Potencia Total Recibida en B (dB) =
	Potencia Piloto Txda. desde B (dB) - Potencia Piloto Txda. desde A (dB)	Ec. 11'

La ecuación 11' es equivalente a la premisa establecida porque:

si la Potencia Total Recibida en A (dB) + Potencia Piloto Txda. desde A (dB) = K_{nivel}

y la Potencia Total Recibida en B (dB) + Potencia Piloto Txda desde B (dB) = K_{nivel}

entonces la ecuación 11' será satisfecha.

Y la frontera de traspaso de enlace descendente y la frontera de traspaso de enlace ascendente estarán una junto a otra.

Se necesitan tres mecanismos para realizar la función de pulsación: medios para establecer inicialmente el rendimiento a K_{nivel}, medios para monitorizar las fluctuaciones en el enlace ascendente y medios para cambiar el rendimiento del enlace descendente en respuesta a las fluctuaciones del enlace ascendente.

Un método para fijar inicialmente el rendimiento en K_{nivel} es establecer la intensidad deseada máxima de señal piloto teniendo en cuenta las variaciones en la temperatura y en el tiempo y añadiendo una atenuación en línea con el receptor en un estado sin entrada de señal hasta que se consigue el rendimiento K_{nivel}. Agregando atenuación se desensibiliza en receptor y se incrementa de forma efectiva la cifra de ruido del mismo. Esto también requiere que cada unidad móvil transmita proporcionalmente más potencia. La atenuación añadida debe mantenerse al mínimo dictado por K_{nivel}.

Una vez se consigue el equilibrio inicial, se puede medir la potencia que viene a la estación base para monitorizar el rendimiento del enlace ascendente. Se pueden usar varios métodos. La medición se puede hacer monitorizando una tensión AGC (control automático de ganancia) o midiendo directamente el nivel entrante. Este método tiene la ventaja de que si está presente un interferente (tal que una señal FM) se mide la energía de interferencia y las fronteras de traspaso se pueden traer más cerca de la estación base. Trayendo la frontera de traspaso más cerca de la estación base, se puede eliminar al interferente del área de cobertura de la estación base y se minimiza su efecto. La medición se puede hacer contando simplemente el número de usuarios que se están comunicando a través de la estación base y estimando la potencia total basándose en el hecho de que cada señal de unidad móvil nominalmente llega a la estación base al mismo nivel de señal.

Según se aumenta la potencia de enlace ascendente, la potencia de enlace descendente debería reducirse. La disminución de potencia se debe conseguir sin perturbar el funcionamiento del bucle de rastreo de transmisión.

En un esquema ejemplar de traspaso, las fronteras de traspaso se basan en la medición de la intensidad de señal piloto en la unidad remota. Una alternativa a controlar la potencia total de transmisión sería controlar solamente el nivel de señal piloto. Este esquema puede tener un cierto sentido de petición para el diseñador del área de cobertura, pero el control de la potencia total transmitida, incluyendo tráfico, sinc, difusión y señales piloto tiene algunas ventajas. Primero, la relación de la señal piloto con la señal de canal de tráfico permanece fija. La unidad remota está esperando que la relación se fije y basa la asignación de sus recursos en la relación. Si la unidad remota fuera a recibir dos señales piloto igualmente potentes, cada una correspondiente a un canal de tráfico con diferente nivel de potencia, la demodulación de las dos señales de traspaso suave se corrompe. Segundo, controlando la potencia total de transmisión se reduce la interferencia con áreas de cobertura de otras estaciones base. Si la señal piloto no es suficientemente fuerte para garantizar un traspaso en el área de cobertura de una estación base vecina, la señal de canal de tráfico altamente potenciada añade una interferencia inútil e innecesaria a esa área.

En una configuración ideal, el mecanismo de pulsación mediría la potencia recibida y cambiaría la potencia transmitida proporcionalmente. No obstante, algunos sistemas no pueden emplear el método proporcional y pueden en cambio cambiar el nivel de transmisión solo una fracción del cambio percibido en la potencia de recepción. Por ejemplo, si se diseñara un sistema en el que la estimación de la potencia recibida fuera difícil e imprecisa, los diseñadores del sistema podrían desear reducir la sensibilidad a la imprecisión. Un cambio en el nivel de potencia de transmisión que sea solo una fracción del cambio en la potencia de recepción consigue la desensibilización al tiempo que evita un desequilibrio grosero en las fronteras de traspaso.

Otra alternativa cambia el nivel de transmisión sólo cuando el nivel de recepción supera un umbral determinado. Este método se podría emplear primeramente para tratar con los interferentes. Por supuesto este método se puede combinar con sistema que cambia el nivel de potencia de transmisión sólo una fracción del cambio percibido en la potencia recibida.

El mecanismo pulsante debe tener una constante de tiempo considerada cuidadosamente. El mecanismo pulsante puede causar un traspaso de unidad remota. Para realizar un traspaso, la unidad remota debe detectar el cambio en potencia y enviar un mensaje a la estación base. Un controlador del sistema debe tomar una decisión y notificarla a las estaciones base. Se debe devolver un mensaje a la unidad remota. Este proceso lleva tiempo y el proceso de pulsación debe ser suficientemente lento como para permitir que este proceso suceda suavemente.

La velocidad a la que se realiza la pulsación de célula está gobernado por la velocidad a la que se puede realizar un traspaso suave. En los actuales sistemas, el traspaso suave más rápido se puede realizar en aproximadamente 1/10 de segundo. De acuerdo con este tiempo, para garantizar que se produce un traspaso suave sin desconectar o interrumpir la llamada en curso, la ganancia de transmisión se ajusta a una velocidad de 1 a 2 dB/segundo. Preferiblemente, sin embargo, para proveer un margen de error en el traspaso suave, la ganancia de transmisión se ajusta a una velocidad inferior, a saber, menos de 1 dB/segundo.

El proceso de pulsación naturalmente se autolimita para evitar la convergencia total del área de cobertura de la estación base debido a un exceso de usuarios en el sistema. Los sistemas CDMA tienen una gran capacidad limitada por software. La expresión capacidad limitada por software se refiere al hecho de que siempre se pueden agregar al sistema uno o más usuarios, pero en algún número de usuarios, cada usuario adicional afecta a la calidad de la comunicación de todos los usuarios. A algún número mayor de usuarios, la calidad de comunicación de cada usuario se vuelve inusable y se pierde el enlace completo para cada unidad remota. Para evitar la pérdida del enlace, cada estación base limita el número de unidades remotas con las que establecerá comunicación. Una vez que se ha alcanzado este límite, el sistema rehusa los intentos para establecer llamadas adicionales; es decir se bloquea la generación de nuevas llamadas. El límite es un parámetro de diseño y se fija a alrededor del 75% de la capacidad teórica. Esto proporciona al sistema algún margen y permite al sistema aceptar una llamada de emergencia incluso estando en estado limitado. Este límite del número total de unidades remotas comunicándose dentro del área de cobertura de una sola estación base limita naturalmente la máxima potencia recibida y por tanto limita el rango de funcionamiento del proceso de pulsación.

Las Figs. 8A-8C ilustran el proceso de pulsación de la estación base. En la Fig. 8A, la estación base 100 tiene un área de cobertura circular 130 en un estado descargado. El área de cobertura de la estación base 100 se ha equilibrado en un estado descargado y las áreas de cobertura de los enlaces descendente y ascendente están alineadas con el área de cobertura circular 130. La estación base 110 tiene un área de cobertura circular 140 en un estado descargado. El área de cobertura de la estación base 110 también se ha equilibrado en un estado descargado y las áreas de cobertura de los enlaces descendente y ascendente están alineadas con el área de cobertura circular 140. El funcionamiento de las estaciones base 100 y 110 se ha equilibrado a K_{nivel} en un estado descargado y la línea 120 representa la ubicación en la que el funcionamiento con cada estación base es el mismo y por tanto representa a ambas fronteras de traspaso.

En la Fig. 8B,la estación base 110 se ha vuelto pesadamente cargada y la estación base 100 está cargada ligeramente. El área de cobertura del enlace ascendente se ha encogido hasta la ubicación del área circular de cobertura 145 mientras que el área de cobertura de enlace descendente permanece en el área circular de cobertura 140. La carga ligera de la estación base 100 no ha afectado al área de cobertura de la estación base 100 que está aún en el área circular de cobertura 130. Nótese que la frontera de traspaso de enlace ascendente entre la estación base 100 y la estación base 110 se ha movido hacia la línea 125, mientras que la frontera de traspaso de enlace descendente permanece en la línea 120. Por tanto ha surgido el indeseable estado desequilibrado de frontera de traspaso.

En la Fig. 8C, la estación base 110 tiene implementado el mecanismo pulsante de estación base. Esto produce que la frontera de traspaso de enlace descendente se desplace hasta el área circular de cobertura 145. La línea 125 representa ahora ambas fronteras de traspaso de enlace descendente y ascendente.

En las Figs. 8B y 8C, cada "X" representa una unidad remota. En particular, la unidad remota 150 está situada en la frontera de traspaso en la Fig. 8B. Debido a su situación, la unidad remota 150 está en la región de traspaso suave entre la estación base 100 y la estación base 110. Nótese que en la Fig. 8C, la unidad remota 150 está bien dentro del área de cobertura de la estación base 100 y no en la región de traspaso suave entre la estación base 100 y la estación base 110. Por tanto, la estación base fuertemente cargada 110 ha transferido efectivamente alguna de su carga a la estación base 100 ligeramente cargada.

Aquellos con experiencia en la técnica reconocerán que la presente invención se puede emplear para una variedad de estaciones base diferentes. Tal como se trató más arriba, en los sistemas celular de comunicaciones, las estaciones base pueden ser mono o multisectores. El área de cobertura de una estación base monosector comprende básicamente una configuración circular, como se ilustra en las Figs. 8A-8C. También se pueden emplear estaciones base multisector. Por ejemplo, una estación base puede ser trisectorial, proporcionando cada sector aproximadamente 1/3 del área de cobertura de la estación base, dependiendo de la carga de la estación base.

La Fig. 9 es un diagrama de bloques que ilustra una configuración ejemplar del aparato de pulsación de estación base. La antena de recibir 270 recoge (o recibe) señales en la estación base 300. Luego las señales recibidas se pasan al atenuador variable 200, que se ha usado inicialmente para fija la operación K_{nivel}. Desde el atenuador variable 200 las señales recibidas se pasan al detector de potencia 210. El detector de potencia 210 genera una señal indicando el nivel total de potencia en la señal recibida. Un filtro de paso bajo 220 promedia la indicación de potencia y enlentece el tiempo de respuesta de pulsación. La unidad de escalado y umbral 230 fija la razón y desplazamiento deseados de la relación entre la potencia de enlace ascendente y decrementos en potencia de enlace descendente. Luego, la unidad de escalado y umbral 230 saca una señal de control al dispositivo de ganancia variable 240. El dispositivo de ganancia variable 240 puede ser un atenuador controlable similar al atenuador variable 200 o puede ser un amplificador de ganancia variable. El dispositivo de ganancia variable acepta la señal de transmisión y proporciona una señal de salida de ganancia controlada a HPA 250. El HPA 250 amplifica la señal de transmisión y la pasa a la antena de transmitir para transmisión sobre el enlace inalámbrico.

Existen muchas variaciones en la configuración del aparato pulsante ilustrado en la Fig. 9. Por ejemplo, la antena de transmitir 260 y la antena de recibir 270 puede comprender cada una dos antenas. A la inversa, las antenas 260 y 270 pueden ser la misma antena. La potencia detectada por el detector de potencia 210 se basa en la potencia de toda señal entrante dentro de la banda de interés. Tal como se trató antes, la detección de potencia se puede basar solamente en el número de unidades remotas que han establecido comunicación con la estación base 300. Además, el filtro paso bajo 220 puede ser un filtro lineal o un filtro no lineal (un filtro limitador de velocidad de subida). En la Patente U.S. Serial No. 08/278,347 titulada "Método y aparato para equilibrar la frontera de traspaso de enlace descendente con la frontera de traspaso de enlace ascendente en un sistema celular de comunicación", presentada el 21 de Julio de 1994 y asignada al cesionario de la presente invención, se describe información adicional sobre pulsación de estación base.

La Fig. 10 ilustra un aparato simplificado que incorpora pulsación de célula y control de potencia de transmisión de acuerdo con la presente invención. El aparato hace que el nivel de potencia de transmisión responda a las fluctuaciones de nivel de potencia de la señal recibida por la estación base 300. La señal natural recibida, que es recogida por la antena de recepción 270, se introduce al atenuador variable 200. El atenuador variable varía el nivel de potencia de recepción de ruido artificial y saca la potencia cambiada de recepción de la estación base 300. La potencia de recepción de ruido artificial se refiere al ruido que se inyecta en la señal de recepción por el atenuador variable 200. Como en el aparato de la Fig. 9, la vía de recepción incluye también un detector de potencia 210, que genera una señal de salida de nivel de potencia indicando la potencia total en la señal alterada. Un filtro paso bajo 220 promedia la señal alterada de salida de nivel de potencia. Finalmente una unidad de escalado y umbral 230 establece la razón y desplazamiento deseados en la relación entre incrementos de la potencia de recepción y decrementos en potencia de transmisión y saca el valor de atenuación de pulsación A_{TX, \ PULSACION}.

Tal como se describió más arriba, los procesadores de elemento de canal 36a-36i, el BTSC 37 y la RFIC 38 se emplean para producir la señal final de salida w_{0}, de la estación base 300. En el aparato de la Fig. 10, el valor de atenuación de pulsación A_{TX, \ PULSACION} se introduce a la RFIC 38 y a un procesador adicional 310, que puede comprender un primer sumador de salida 73, un segundo sumador de salida 75 y un bloque de ganancia variable 24. Como se describió más arriba, la ganancia y velocidad de datos de cada canal se introducen a cada procesador de elemento de canal 36a-36i, que saca la potencia esperada filtrada P_{k,a} - P_{k,i}, y genera y saca la potencia deseada de salida y_{d}, a la RFIC 38. La RFIC 38 procesa y_{d}, junto con el nivel de potencia de transmisión medida según se ha medido por el detector de potencia de transmisión 39 y A_{TX, \ PULSACION}, para obtener y'.

A su vez y' se introduce al procesador adicional 310, que saca la señal que es amplificada por HPA 76 para generar la señal final de salida w_{o}. La señal final de salida w_{o}, se radia luego a las unidades remotas por la antena de transmisión 260. Debido a la configuración de realimentación que emplea A_{TX, \ PULSACION}, basada en la potencia de enlace de recepción, la potencia final de salida de la señal final de salida w_{o}, está equilibrada con la potencia de recepción. A su vez, este equilibrio de potencia produce que también las áreas de cobertura de enlace descendente y ascendente de la estación base 300 estén también equilibradas.

Claims (35)

1. Un aparato para controlar una potencia de una señal final de salida w_{o}, de una estación base en un sistema celular de comunicaciones, proporcionando dicha estación base comunicaciones en una pluralidad de canales, teniendo dicha estación base una ganancia de rastreo de potencia de transmisión y', y una señal de transmisión de radiofrecuencia w, comprendiendo dicho aparato:

una pluralidad de elementos de canal para calcular una pluralidad de potencias esperadas, cada una de dicha pluralidad de potencias esperadas correspondiente a uno de dicha pluralidad de canales;

un controlador de sistema transceptor de estación base (BTSC) para generar una potencia de salida deseada y_{d}, de dicha estación base, basándose en la suma de dicha pluralidad de potencias esperadas;

un detector de potencia de transmisión (40) para medir una potencia final de transmisión de dicha señal final de salida w_{o};

una tarjeta de interfaz de radiofrecuencia (RFIC) para generar dicha ganancia de rastreo de potencia de transmisión y' procesando dicha potencia final de transmisión y dicha potencia deseada de salida y_{d}, para obtener una entrada de control u, comprendiendo dicha RFIC un filtro de transmisión (72) para filtrar dicha entrada de control u, para obtener dicha ganancia de rastreo de potencia de transmisión y'; y

una unidad de ganancia para procesar dicha ganancia de rastreo de potencia de transmisión y', generada por dicha RFIC y dicha señal de transmisión de radiofrecuencia w, para obtener dicha señal final de salida w_{o}.

2. El aparato citado en la reivindicación 1 donde dicha señal final de salida w_{o}, está compuesta de una pluralidad de señales generadas por dicha pluralidad de elementos de canal, donde al menos una de dicha pluralidad de señales está compuesta por una serie de tramas, cada trama de la cual comprende varios símbolos de datos s_{d}, y de varios símbolos de control de potencia s_{pc}, donde al menos uno de dicha pluralidad de canales tiene una ganancia de canal de tráfico G_{t}, una ganancia de subcanal de control de potencia G_{s}, una velocidad de datos de canal de tráfico r_{t}, y una velocidad de datos de subcanal de control de potencia r_{s}, y donde para cada uno de dicha pluralidad de elementos de canal que genera una señal de canal de tráfico dicha potencia esperada P, se calcula mediante la ecuación:

P = s_{d}(G_{t}{}^{2} \ x \ r_{t})/(s_{d} + s_{pc}) + s_{pc}(G_{s}{}^{2} \ x \ r_{s})/(s_{d} + s_{pc})

3. El aparato citado en la reivindicación 2 donde cada uno de dicha pluralidad de elementos de canal que genera una señal de canal de tráfico comprende además un muestreador para muestrear una de cada trama emésima de dicha serie de tramas de datos para dicha ganancia de canal de tráfico correspondiente G_{t}, para dicha ganancia de subcanal de control de potencia correspondiente G_{s}, para dicha velocidad de datos de canal de tráfico correspondiente r_{t} y para dicha velocidad de datos de subcanal de control de potencia correspondiente r_{s}, para obtener una pluralidad de muestras de potencia esperada P_{m}.

4. El aparato citado en la reivindicación 3 donde cada uno de dicha pluralidad de elementos de canal comprende además un filtro para filtrar dicha pluralidad de muestras de potencia esperada P_{m}, para obtener una pluralidad de muestras de potencia esperada filtradas P_{m}, de acuerdo con la siguiente ecuación:

\underline{P} _{m} = \Psi_{1} \underline{P} _{m-1} + (1- \Psi_{1})P _{m}

donde:

\Psi_{1} representa una constante de tiempo;

P_{m-1} es el estado previo de dicho filtro; y

P_{m} es la salida de dicho filtro correspondiente a P_{m}.

5. El aparato citado en la reivindicación 4 donde cada uno de la pluralidad de elementos de canal comprende además un segundo muestreador y una unidad de estampación de tiempo para muestrear cada muestra enésima de dicha salida de dicho filtro P_{m}, para producir una serie de potencias esperadas filtradas muestreadas P_{k}, y adjuntar una indicación de sello de tiempo a cada una de dicha serie de potencias esperadas filtradas muestreadas.

6. El aparato citado en la reivindicación 5 donde dicho BTSC comprende un sumador para sumar una pluralidad de dicha serie de potencias esperadas filtradas muestreadas P_{k}, cada una correspondiente a uno diferente de dicha pluralidad de elementos de canal y cada una correspondiente a una indicación común de sello de tiempo para obtener dicha potencia deseada de salida y_{d}.

7. El aparato citado en la reivindicación 2 donde dicha RFIC comprende un primer muestreador para muestrear dicha potencia de transmisión medida durante cada emésima trama para obtener una serie de valores medidos muestreados y_{m}.

8. El aparato citado en la reivindicación 7 donde dicha RFIC comprende además un primer sumador para restar un valor de atenuación de pulsación A_{TX, \ PULSACION}, de cada uno de dicha serie de valores medidos muestreados y_{m}.

9. El aparato citado en la reivindicación 7 donde dicha RFIC comprende además un filtro para filtrar dicha serie de valores medidos muestreados y_{m}, para obtener una serie de muestras filtradas de potencia y_{m} de acuerdo con la siguiente ecuación:

\underline{y} _{m} = \Psi_{1} \ \underline{y} _{m-1} + (1- \Psi_{1})y_{m}

donde:

\Psi_{1} representa una constante de tiempo;

y_{m-1} es el estado previo de dicho filtro; e

y_{m} es la salida de dicho filtro correspondiente a y_{m}.

10. El aparato citado en la reivindicación 9 donde dicha RFIC comprende además un segundo muestreador y una unidad de estampación de tiempo para muestrear cada muestra enésima de dicha serie de muestras de potencia filtrada y_{m}, para producir una serie de potencias esperadas filtradas muestreadas y_{k}, y adjuntar a cada una de dicha serie de potencias esperadas filtradas muestreadas una indicación de sello de tiempo.

11. El aparato citado en la reivindicación 10 donde dicha RFIC comprende además un tercer comparador para restar la ganancia de rastreo de potencia de transmisión y', de dicha serie de potencias esperadas filtradas muestreadas y_{k}.

12. El aparato citado en la reivindicación 11 donde cada uno de dicha pluralidad de elementos de canal que genera señal de canal de tráfico comprende además un primer muestreador para muestrear cada emésima trama de dicha serie de tramas de datos para dicha ganancia de canal de tráfico correspondiente G_{t}, para dicha ganancia de subcanal de control de potencia correspondiente G_{s}, para dicha velocidad de datos de canal de tráfico correspondiente r_{t} y para dicha velocidad de datos de subcanal de control de potencia correspondiente r_{s}, para obtener una pluralidad de muestras de potencia esperada P_{m}.

13. El aparato citado en la reivindicación 12 donde cada uno de dicha pluralidad de elementos de canal comprende además un filtro para filtrar dicha pluralidad de muestras de potencia esperada P_{m}, para obtener una pluralidad de muestras de potencia esperada filtradas P_{m}, de acuerdo con la siguiente ecuación:

\underline{P} _{m} = \Psi_{1} \ \underline{P} _{m-1} + (1- \Psi _{1})P_{m}

donde:

\Psi_{1} representa una constante de tiempo;

P_{m-1} es el estado previo de dicho filtro; y

P_{m} es la salida de dicho filtro correspondiente a P_{m}.

14. El aparato citado en la reivindicación 13 donde cada uno de la pluralidad de elementos de canal comprende además un segundo muestreador y una unidad de estampación de tiempo para muestrear cada muestra enésima de dicha salida de dicho filtro P_{m}, para producir una serie de potencias esperadas filtradas muestreadas P_{k}, y adjuntar una indicación de sello de tiempo a cada una de dicha serie de potencias esperadas filtradas muestreadas.

15. El aparato citado en la reivindicación 14 donde dicho BTSC comprende un sumador para sumar una pluralidad de dicha serie de potencias esperadas filtradas muestreadas P_{k}, cada una correspondiente a uno diferente de dicha pluralidad de elementos de canal y cada una correspondiente a una indicación común de sello de tiempo para obtener dicha potencia deseada de salida y_{d}.

16. El aparato citado en la reivindicación 15 donde dicha RFIC comprende además un sumador de calibración para sumar una constante de calibración A_{TX, \ PERDIDAS}, a dicha potencia deseada de salida y_{d}, donde dicha constante de calibración A_{TX, \ PERDIDAS} es indicativa de unas pérdidas entre un punto donde dicho detector de potencia de transmisión mide dicha potencia final de transmisión y una antena para transmitir dicha señal final de salida w_{o}.

17. El aparato citado en la reivindicación 16 donde dicha unidad de ganancia comprende un bloque de ganancia variable con una ganancia que responde a dicha ganancia de rastreo de potencia de transmisión y', y recibiendo dicha señal de transmisión de radiofrecuencia w.

18. El aparato citado en la reivindicación 1 donde la unidad de ganancia comprende:

un segundo sumador para sumar un factor de capacidad de potencia de transmisión P_{TX, \ ANALOG} indicando la máxima capacidad de potencia de transmisión de dicha estación base y la ganancia de rastreo de potencia de transmisión y', para obtener una ganancia de rastreo de potencia de transmisión corregida;

un tercer sumador para sumar dicha ganancia de potencia de transmisión corregida y un valor de atenuación de pulsación A_{TX, \ PULSACIÓN}, para obtener una ganancia de potencia de transmisión corregida pulsante;

un bloque de ganancia variable con una ganancia que responde a dicha ganancia de potencia de transmisión corregida pulsante para recibir dicha señal de transmisión de radiofrecuencia w, y proporcionar una señal controlada en amplitud; y

un amplificador de alta potencia para amplificar dicha señal controlada en amplitud y producir dicha señal final de salida w_{o}.

19. Un método para controlar una potencia de una señal final de salida w_{o}, de una estación base en un sistema celular de comunicaciones, proporcionando dicha estación base comunicaciones en una pluralidad de canales, teniendo dicha estación base una ganancia de rastreo de potencia de transmisión y', comprendiendo dicho método los pasos
de:

calcular una pluralidad de potencias esperadas, cada una de dicha pluralidad de potencias esperadas correspondiente a uno de dicha pluralidad de canales;

sumar dicha pluralidad de potencias esperadas para generar una potencia de salida deseada y_{d}, de dicha estación base;

medir dicha potencia de dicha señal de salida deseada w_{o}, para obtener una potencia de transmisión medida;

comparar dicha potencia de salida deseada y_{d}, y dicha potencia de transmisión medida para obtener una entrada de control u;

filtrar dicha entrada de control u, para obtener dicha ganancia de rastreo de potencia de transmisión y'; y

ajustar la potencia de dicha señal final de salida w_{o}, de acuerdo con dicha ganancia de rastreo de potencia de transmisión y'.

20. El método citado en la reivindicación 19 donde dicha señal final de salida w_{o}, está compuesta por una pluralidad de señales, donde al menos una de dicha pluralidad de señales está compuesta por una serie de tramas, cada trama de la cual comprende varios símbolos de datos s_{d}, y de varios símbolos de control de potencia s_{pc}, donde al menos uno de dicha pluralidad de canales tiene una ganancia de tráfico G_{t}, una ganancia de subcanal de control de potencia G_{s}, una velocidad de datos de tráfico r_{t}, y una velocidad de datos de subcanal de control de potencia r_{s}, y donde para cada uno de dicha pluralidad de canales correspondiente a una señal de canal de tráfico dicha potencia esperada P, se calcula mediante la ecuación:

P = s_{d}(G_{t}{}^{2} \ x \ r_{t})/(s_{d} + s_{pc}) + s_{pc}(G_{s}{}^{2} \ x \ r_{s})/(s_{d} + s_{pc})

21. El método citado en la reivindicación 20 comprendiendo además el paso de muestrear una de cada trama emésima de dicha serie de tramas de datos para dicha ganancia de canal de tráfico correspondiente G_{t}, para dicha ganancia de subcanal de control de potencia correspondiente G_{s}, para dicha velocidad de datos de canal de tráfico correspondiente r_{t} y para dicha velocidad de datos de subcanal de control de potencia correspondiente r_{s}, y calcular una pluralidad correspondiente de muestras de potencia esperada P_{m}.

22. El método citado en la reivindicación 21 comprende además el paso de filtrar dicha pluralidad de muestras de potencia esperada P_{m}, para obtener una pluralidad de muestras de potencia esperada filtradas P_{m}, de acuerdo con la siguiente ecuación:

\underline{P}_{m} = \Psi _{1} \ \underline{P} _{m-1} + (1- \Psi _{1})P _{m}

donde:

\Psi_{1} representa una constante de tiempo;

P_{m-1} es el resultado previo de dicho paso de filtrado; y

P_{m} es el resultado de dicho paso de filtrado correspondiente a P_{m}.

23. El método citado en la reivindicación 22 comprendiendo además los pasos de:

muestrear cada muestra enésima de dicha pluralidad de muestras de potencia esperada filtradas P_{m}, para producir una serie de potencias esperadas filtradas muestreadas P_{k}, y

adjuntar una indicación de sello de tiempo a cada una de dicha serie de potencias esperadas filtradas muestreadas P_{k}.

24. El método citado en la reivindicación 23 comprendiendo además los pasos de sumar una pluralidad de dicha serie de potencias esperadas filtradas muestreadas P_{k}, cada una correspondiente a una diferente de dichas señales de canal de tráfico y cada una correspondiente a una indicación común de sello de tiempo para obtener dicha potencia deseada de salida y_{d}.

25. El aparato citado en la reivindicación 20 comprendiendo además el paso de muestrear dicha potencia de transmisión medida durante cada emésima trama para obtener una serie de valores medidos muestreados y_{m}.

26. El método citado en la reivindicación 25 comprendiendo además el paso de muestrear dicha potencia de transmisión medida durante cada emésima trama para obtener una serie de valores medidos muestreados y_{m}.

27. El método citado en la reivindicación 25 donde dicha RFIC comprende además el paso de filtrar dicha serie de valores medidos muestreados y_{m}, para obtener una serie de muestras filtradas de potencia y_{m} de acuerdo con la siguiente ecuación:

\underline{y} _{m} = \Psi_{1} \ \underline{y} _{m-1} + (1-\Psi_{1})y_{m}

donde:

\Psi_{1} representa una constante de tiempo;

y_{m-1} es el estado previo de dicho filtro; e

y_{m} es la salida de dicho filtro correspondiente a y_{m}.

28. El método citado en la reivindicación 27 comprendiendo además el paso de:

muestrear cada muestra enésima salida de dicha serie de muestras de potencia filtrada y_{m}, para producir una serie de potencias esperadas filtradas muestreadas y_{k}; y

adjuntar a cada una de dicha serie de potencias esperadas filtradas muestreadas una indicación de sello de tiempo.

29. El método citado en la reivindicación 28 comprendiendo además el paso de restar la ganancia de rastreo de potencia de transmisión y', de dicha serie de potencias esperadas filtradas muestreadas y_{k}.

30. El método citado en la reivindicación 29 comprendiendo además el paso de muestrear de cada emésima trama de dicha serie de tramas de datos para dicha ganancia de canal de tráfico correspondiente G_{t}, para dicha ganancia de subcanal de control de potencia correspondiente G_{s}, para dicha velocidad de datos de canal de tráfico correspondiente r_{t} y para dicha velocidad de datos de subcanal de control de potencia correspondiente r_{s}, y calcular una correspondiente pluralidad de muestras de potencia esperada P_{m}.

31. El método citado en la reivindicación 30 comprende además el paso de filtrar dicha pluralidad de muestras de potencia esperada P_{m}, para obtener una pluralidad de muestras de potencia esperada filtradas P_{m}, de acuerdo con la siguiente ecuación:

\underline{P} _{m} = \Psi_{1} \ \underline{P} _{m-1} + (1-\Psi_{1})P_{m}

donde:

\Psi_{1} representa una constante de tiempo;

P_{m-1} es el resultado previo de dicho paso de filtrado; y

P_{m} es el resultado de dicho paso de filtrado correspondiente a P_{m}.

32. El método citado en la reivindicación 31 comprendiendo además los pasos de:

muestrear cada muestra enésima de dicha pluralidad de muestras de potencia esperada filtradas P_{m}, para producir una serie de potencias esperadas filtradas muestreadas P_{k}; y

adjuntar una indicación de sello de tiempo a cada una de dicha serie de potencias esperadas filtradas muestreadas P_{k}.

33. El método citado en la reivindicación 32 comprendiendo además los pasos de sumar una pluralidad de dicha serie de potencias esperadas filtradas muestreadas P_{k}, cada una correspondiente a una diferente de dichas señales de canal de tráfico y cada una correspondiente a una indicación común de sello de tiempo para obtener dicha potencia deseada de salida y_{d}.

34. El método citado en la reivindicación 33 comprendiendo además el paso de sumar una constante de calibración A_{TX, \ PERDIDAS}, a dicha potencia deseada de salida y_{d}, donde dicha constante de calibración A_{TX, \ PERDIDAS} es indicativa de unas pérdidas entre un punto donde se mide dicha potencia final en tránsito y una antena para transmitir dicha señal final de salida w_{o}.

35. El método citado en la reivindicación 19 comprendiendo además los pasos de:

sumar un factor de capacidad de potencia de transmisión P_{TX, \ ANALOG} indicando la máxima capacidad de potencia de transmisión de dicha estación base y la ganancia de rastreo de potencia de transmisión y', para obtener una ganancia de rastreo de potencia de transmisión corregida; y

sumar dicha ganancia de potencia de transmisión corregida y un valor de atenuación de pulsación A_{TX, \ PULSACIÓN}, para obtener una ganancia de potencia de transmisión corregida pulsante.