CN1175824A - 具有减少谐波失真的开关电容数字--模拟变换器 - Google Patents

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Abstract

在音频系统和各种通信设备中采用的D/A变换器中,特别是使用数字的1比特数据流作为输入和模拟信号作为输出,具有减小谐波失真的开关电容器数字—模拟变换器利用在低通滤波器的电荷减法代替采用旁路滤波器防止运算放大器由于切换噪声而偏离线性范围。在该D/A变换器中使用的旁路电容器不用于缩小芯片设计面积。

Description

具有减少谐波失真的开关电容数字-模拟变换器
本发明涉及用于音频系统和各种通信设备的数字-模拟变换器，特别是涉及一种开关电容器数字-模拟(在下面简称为“D/A”)变换器，在使用数字的1比特数据流作为输入和一个模拟信号作为输出的数据变换器中有效地减少谐波失真和利用模拟开关及电容器收缩设计领域。
D/A变换器一般起着将在数字状态接收的信号变换为模拟状态信号的作用。最好是，这种D/A变换器工作在线性输入范围内并且有一个的较大的动态范围。
目前，最广泛使用的方法是增加动态范围同时提高在低于100kHz的低频信号中的分辨率，即，附加取样技术使用一个Δ-∑系统。
在考虑具有上述特性的常规D/A变换器中，图1中所示的电路可作为一个例子，具体地讲，具有如图1所示格式的D/A变换器被称为开关电容器1比特D/A变换器。
该电路包括由第一信号输入部分10和第一及第二电阻部分20构成的一个D/A变换器部分40，第一信号输入部分10由多个模拟开关DSW1d，/DSW1d，SW1，SW2和SW2d以及电容器C1组成，用于接收数字的1比特数据流，第一及第二电阻部分20具有用于减少经过第一信号输入部分10接收的信号的高频分量使得第一全差分运算放大器30工作在线性范围内的旁路电容器CB和多个用于衰减从第一全差分运算放大器30提供的值的高频分量的模拟开关SW1，SW1d，SW2和SW2d。第一全差分运算放大器30执行经上述相应部分接收的信号的运算操作而放大它们。而且包括作为该电路的一部分的是开关电容器低通滤波器50，它使用从第一全差分运算放大器30提供的信号作为输入以消除高频噪声。
在图2中详细地表示的开关电容器低通滤波器50包括第二信号输入部分51，它由多个模拟开关SW1，SW1d，SW2及SW2d和电容器C3构成，用于接收从第一全差分运算放大器30提供的信号。另外，第二全差分运算放大器52进行放大以便提供经过第二信号输入部分51接收的信号，和提供第三及第四电阻部分53，用于消除在从第二信号输入部分51向第二全差分运算放大器52发送电压时产生的高频噪声。
在这里，第二信号输入部分51内的模拟开关SW1和SW2，第三和第四电阻部分53内的模拟开关SW1d和SW2d以及电容器C4与连接在第二全差分运算放大器52的输入端和输出端之间的电容器C5一起用作低通滤波器，其截止频率为
                      fC4/2πC5(这里标号f表示在图3中所示的时钟频率)。
现在叙述根据上述构成的开关电容器D/A变换器的操作。
在所示的有关开关的标号中，标号SWn(n＝1，2)与SWnd(n＝1，2)之间的差别是在开关SWn根据图3所示的时序图工作之后再延迟一个预定的时间周期开关SWnd才工作。
即，图3的时序图代表用于描绘各个模拟开关SW1，SW1d，SW2和SW2d是通还是断的阶段的一个例子。
如图3所示，各个模拟开关是由MOS晶体管构成的。
有关D/A变换器部分40中的工作，在接通开关SW1之后开关SW1d接通，如果数字1比特数据流D为高，第一信号输入部分10的电容器C1的两端分别以电压Vref+-0(在上部电容器的两端的电压)和电压Vref-0(在下部电容器的两端的电压)充电，而如果数字1比特数据流D为低，则以电压Vref--0(这是在下部电容器的两端)和电压Vref+-0(这是在上部电容器的两端)充电。而且，在第一和第二电阻部分20的电容器CR的两端的电压变为零。
在这时，接在第一信号输入部分10的电容器C1与第一及第二电阻20的电容器CR之间的开关SW2和SW2d处于断开状态。
一旦充电操作完成，当根据控制全部开关的操作的输入时钟的相位在开关SW1d断开之后，开关SW2和开关SW2d接通时，充电第一信号输入部分10的电容器C1的电压加到第一全差分运算放大器30的输入端-和+。另外，由于第一和第二电阻部分20的电容器CR的一侧接到第一全差分运算放大器30的输出端+和-，充电的电压变为对第一和第二电阻部分20的电容器CR放电。在这时，根据开关SW1的大小，该时钟的上升沿和下降沿，无重叠时钟的时间和电容器C1的容量，开关噪声的幅度出现在这些开关为接通的时刻(时钟从低转变为高的间隔)。这个噪声加在第一全差分运算放大器30的输入，使得输出信号瞬时地从线性范围中导出。由于这个原因，产生了失真的信号而减小了该动态范围。
为了避免这个事件，旁路电容CB接在第一全差分运算放大器30输入端的两端之间以便利用RCB时间常数(这里R表示开关SW2的电阻值)减小电压转换噪声的幅度。因此，该输出包含在线性范围工作以便增加动态范围的信号。在这里，利用第一全差分运算放大器30的反馈电容器C2和第一及第二电阻部分20的电容器CR，第一全差分运算放大器30作为具有截止频率
                      fCR/2πC2的一个低通滤波器工作，因此，消除了高频分量。
高频分量已被消除的第一全差分运算放大器30的输出电压加到开关电容低通滤波器50。
在描述开关电容低通滤波器50的工作中，如在对照图1的描述中那样，相应的开关根据图3所示的时钟相位工作，这个时钟被加到开关的门电路以便接通或断开相应的开关。
如图2所示的，在以与图1的D/A变换器部分40相同的原理工作的开关电容低通滤波器50中，当开关SW1接通之后开关SW1d接通时，第一全差分运算放大器30的输出电压充电第二信号输入部分51的相应电容器C3。而且，第三和第四电阻部分53的电容器C2两端的电压被放电为零。
当在接通开关SW2然后接通开关SW2d之前完成充电时，在开关SW1d根据用于控制全部开关的工作的输入时钟的阶段(参见图3)被断开之后，充电第二信号输入部分51的电容器C3的电压被加到第二全差分运算放大器52的输入端-和+。由于第三和第四电阻部分53的电容器C4的一侧接到第三和第四电阻部分53的电容器C4的输出端+和-，充电电压对第三和第四电阻部分53的电容器C4放电。因此，如在图1的D/A变换器部分40那样，利用反馈电容器C5，开关电容低通滤波器50起着具有截止频率
                    C4/2πC5的低通滤波器的作用。
为了避免由于从该运算放大器的输入端产生的高频分量的切换噪声引起在该运算放大器的输出出现失真，正如在上面所述的，如上所述工作的常规的D/A变换器采用一种将该电容器(旁路电容器)连接到该运算放大器的输入端的方法，使得该运算放大器的输出工作在线性范围内。
因此，旁路电容器CB的值越大(即，满足RCB时间常数小于{1/[2×时钟频率]}关系的CB值)，获得全差分运算放大器的线性范围越大。因此，总的谐波失真减小了和动态范围增加了。
作为一个例子，在菲利浦公司目前正设计一种芯片，将诸如85pf的大电容器用于16比特音频D/A变换器。
但是，如果象上面那样增加该电容器的电容，在其设计中不能将该电容器设置在该芯片的内部。由于这个原因，在D/A变换器中设计连接该旁路电容器到该芯片的外部。
这样的结构对于为了取得高度小型化的目前产品是不适宜的，因为占用太大的面积。相反，当旁路电容器CB的电容小时，动态范围减小了。
本发明的目的是提供一个D/A变换器，其中，为了解决上面遇到的常规问题，使用充电减法而不采用旁路电容器防止运算放大器由于切换噪声引起的偏离线性范围。
通过对照附图详细地描述其优选实施例，本发明的上述目的和其它优点变得更清楚了，其中：
图1是表示常规开关电容器D/A变换器的电路图；
图2是图1的开关电容器低通滤波器的详细电路图；
图3是用于控制该D/A变换器内的模拟开关的工作的时钟的时序图；
图4是根据本发明的开关电容器D/A变换器的电路图；
图5是表示图4的低通滤波器的详细电路图；和
图6是表示图4的低通滤波器的另一个实施例的详细电路图。
在根据本发明的开关电容器D/A变换器中，连接到全差分运算放大器的相应输入端的电路是上和下对称的，而且上部以表示‘+’的p(正)标记而下部以表示‘-’的n(负)标记，以便识别相应电容。同时工作的开关在用于说明的全部附图中以相同的标号表示。
图4是根据具有减小的谐波失真的本发明实现的1比特开关电容器D/A变换器的电路图。在这里，D/A变换器部分60包括一个基准电压供给部分61和一个数字信号输入部分62，基准电压供给部分61由多个模拟开关SW1，SW1d，SW2和SW2d以及电容器C1p和C1n构成的，数字信号输入部分62根据数字的1比特数据流信号D和/D提供经过基准电压供给部分61接收的电压给第三全差分运算放大器63。而且还提供作为D/A变换器部分60的部分的是第三全差分运算放大器63，用于放大经过数字信号输入部分62提供的电压，和连接到第三全差分运算放大器63的输出端的相应电阻部分64，用于在提供全差分运算放大器63中放大的信号时消除高频分量。
另外，低通滤波器70最后滤掉来自D/A变换器部分60的信号，以减小谐波失真。
如图5中所示的，低通滤波器70是由用于接收第三全差分运算放大器63提供的电压V1+和V1-的多个模拟开关SW1，SW1d，SW2和SW2d以及用于消除经过模拟信号输入部分71提供的信号的高频分量的一个输入电荷存储/放电部分72构成的。另外，第四全差分运算放大器73放大经过输入电荷存储/放电部分72提供的信号，而低通滤波器部分74消除从第四全差分运算放大器73的输出端产生的高频噪声。
模拟信号输入部分71的电容器C3p和C3n连接在连接模拟开关SW1d到开关SW2d的一侧和连接开关SW2与低通滤波器部分74的电容器C4p和C4n的一侧之间，用于充电和放电从D/A变换器部分60的第三全差分运算放大器63提供的电压。
输入电荷存储/放电部分72包括接在位于模拟开关中间(即，在并联连接开关SW1d和SW2d的一侧与连接开关SW1和SW2的一侧之间)的模拟开关SW1，SW1d，SW2和SW2d及电容器C6p和C6n，其中电容器C6p和C6n用于抵消在电压切换操作期间产生的切换噪声。
在低通滤波器74中，电容器C4p和C4n以及模拟开关SW1d和SW2d与模拟信号输入部分71的模拟开关SW1及SW2一起用来滤掉高频噪声。
如图6所示的，低通滤波器70的另一个实施例、由有源电阻器件构成的电路是由使用有源电阻R1p和R2p代替模拟信号输入部分71、用于接收D/A变换器部分60的输出电压的模拟输入有源电阻部分75和用于消除在流过模拟输入有源电阻部分75的电流产生的高频噪声的抗高频噪声/放电部分76构成的。进一步考虑这些课题，第五全差分运算放大器77放大抗高频噪声/放电部分76经过接收的电压，和有源低通滤波器部分78使用有源电阻代替图5的低通滤波器部分74的电容器和模拟开关，用于消除在第五全差分运算放大器77的输出端产生的高频噪声。
模拟输入有源电阻部分75的有源电阻的一端分别接到D/A变换器部分60的输出端。其它端分别接到与两个模拟开关SW2相碰的点，而有源低通滤波器部分78的电阻R2p和R2n的一侧也接到这些点。
抗高频噪声/放电部分72的电容器C7p和C7n的连接是与图5的输入电荷存储/放电部分72的电容器C6p和C6n的连接相同，而且模拟开关的连接是相同的。
有源低通滤波器部分78的电容器C8p和C8n连接是与图5的连接相同，电阻R2p和R2n的另一侧分别接到连接电容器C8p和C8n的一侧到第五全差分运算放大器77的输出端的点。
在根据以上构成的本发明的开关电容器D/A变换器中，D/A变换器部分60作为具有截止频率
                    fCR/2πC2(在这里参考字母f表示在关系式CRp＝CRn＝CR，C2p＝C2n＝C2中相应的模拟开关的时钟频率)、具有dc增益
                              C1/CR的主开关电容器滤波器工作。
在考虑电压供给部分61的操作过程中，当根据图3的时钟相位在开关SW1接通之后开关SW1d接通时，电容器C1p的两端以电压Vref+-Vref充电。在这时，电容器C1n的两端以电压Vref--Vref充电。在这里，在电阻部分64的电容器CRP和CRn的两端的电压变为零。
一旦完成了充电操作，开关SW1断开，然后开关SW1d也断开。在这时，开关SW2被初始化为接通，而且同时，根据外部提供的数字1比特数据流信号D值，将所加的电压供给第三全差分运算放大器63的反相输入端-或者非反相输入端+(或者反之亦然)。为了参考，当如图4中所示的那样外部提供的数字值D具有值1时，数字值/D具有零值。因此，充电电容器C1p和C2n的电压对第三全差分运算放大器63的反相输入端和非反相输入端放电，其中开关DSW2表示开关SW2的时钟相位和数字1比特数据流D是逻辑与，而开关/DSW2表示开关SW2的时钟相位和数字1比特数据流与D的相位反相即/D是逻辑与。
而且，所加的电压Vref+和Vref-具有的值写成：
Vref+＝Vref+x
Vref-＝Vref-x
式中x表示一个任选的正值，和存在着一个关系
Vref+＞Vref＞Vref-。
另一方面，当数字信号输入部分62的开关接到第三全差分运算放大器63的反相输入端和非反相输入端时，电阻部分64的开关SW2接通(在开关SW2接通用于执行该放电操作的时刻)。接着，基准电压供给部分61的开关SW2d和电阻部分64的开关SW2d同时接通，因此所述的充电电压对电阻部分64的电容器CRP和CRn放电。
在这时，从第三全差分运算放大器63的输出端V1+和V1-提供不同相位(反相信号，即信号的相位差为180°)的信号，和利用在该高频分量减小之后提供的电阻部分64内的电容器CRP和CRn，截止频率变为
                   fCR/2πC2(式中CRp＝CRn＝CR和C2p＝C2n＝C2)。而且，dc增益为
                   C1/CR(式中CRP＝CRn＝CR和C1p＝C1n＝C1)。
然后，参见图5，低通滤波器70作为主低通滤波器工作，其截止频率为
                   fC4/(2πC5)(式中C5p＝C5n＝C5，C4p＝C4n＝C4和参考字母f表示相应的模拟开关的时钟频率)和dc增益为
                   C3/C4(式中C4p＝C4n＝C4和C3p＝C3n＝C3)。在考虑其操作时，当在开关SW1接通之后开关SW1d接通时，第三全差分运算放大器63的输出电压对模拟信号输入部分71的电容器C3p和C3n充电，而第四全差分运算放大器73的输入高频噪声对输入电荷存储/放电部分72的电容器C6p和C6n充电。在低通滤波器部分74的电容器C4p和C4n的两端的电压变为零。
接着，根据图3的时钟相位当开关SW2接通然后在开关SW1d断开之后开关SW2d接通时，前面充电的电压即前面充电模拟信号输入部分71的电容器C3p和C3n的电压对低通滤波器部分71的电容器C4p和C4n放电。同时，由于在开关SW2接通时充电到输入电荷存储/放电部分72的电容器C6p和C6n电压的极性具有相反的极性，高频噪声瞬时地被补偿而阻止大的输入加在第四全差分运算放大器73的输入端。
利用这个操作，防止了运算放大器73的输出V0+和V0-瞬时饱和(即，超出线性输入范围)。
因此，在开关SW2和SW2d接通时，把加到第四全差分运算放大器73的电压V2+和V2-作为高频分量被消除的信号来提供。因此，当开关SW2d断开和开关SW1接通时，重复上述操作序列。
在操作中，图6中表示另一个实施例的低通滤波器，一旦加上从D/A变换器部分60的全差分运算放大器63所提供的电压，第五全差分运算放大器77的输入高频噪声被充电到抗高频噪声/放电部分76内的电容器C7p和C7n，而且在有源低通滤波器部分78的电容器C8p和C8n两端的电压变为零。
在此之后，根据图3的时钟相位，当开关SW2接通并且在开关SW1d断开之后开关SW2d接通时，所加的电压被放电到有源低通滤波器78的电容器C8p和C8n。在同时，由于在开关SW2接通时，前面充电到抗高频噪声/放电部分76的电压具有相反的极性，高频噪声瞬时地被补偿而阻止大的输入加在第五全差分运算放大器77的输入端。
利用这个操作，防止了运算放大器77的输出V0+和V0-瞬时饱和(即，超出线性输入范围)。
当通过产生谐波分量的原点及其防止方法表示利用根据如上操作的本发明的D/A变换器部分和低通滤波器来消除高频分量的系统时，可根据下面的式子定义。
在表示加在第五全差分运算放大器的输入端的电流I+和I-中，
I+＝C3pf(V1-V2)(1+m1sin(pt)+m2sin(2pt)+…
I-＝C3nf(-V1+V2)(1-m1sin(pt)-m2sin(2pt)+…假定V1+＝V1，V2+＝V2和V2-＝-V2，因为在该基准电压被设定为基准时(即信号具有多至180°的相位差)，电压V1+和V1-彼此相反。
相加上述两个式子，
I++I-＝f(V1-V2)(C3p-C3n)+f(V1-V2)mxsin(pt)(C3p+C3n)-f(V1-V2)m2sin(2pt)(C3p+C3n)+…式中标号m1是第一谐波的幅度分量，m2是第二谐波的幅度分量，而p是转换时钟的频率分量。
在这种状态中，当假定电容器C3p和C3n彼此相符，即，C3p＝C3n＝C3，则电流之和写成：
I++I-＝2C1fs(V1-V2)m1sin(pt)+2C1fs(V1-V2)m2sin(2pt)+…
在上式中，当V1＝V2，即在图5中V1+＝V2+和V1-＝V2-时，失真变为最小。
但是，不可能得到这种情况，因为通过减小电压V2(图5的V2+和V2-)的幅度可减小高频失真。更具体地说，假定第五全差分运算放大器的增益以A表示和输出电压具有在可线性变化的范围内的值V0，通过提供满足以下关系V2＜V0/A的电压V2，即，运算放大器的输入电压工作在线性范围内。
如上所述的，在根据本发明的D/A变换器中，当消除了在常规的D/A变换器中接收的信号的高频分量时，根据为常规的D/A变换器部分40设计的旁路电容器的电容量消除该高频分量。因此，使用以模拟开关和电容器代替旁路电容器的低通滤波器部分解决了增加设计面积的问题，因此缩小了设计面积和包含较大的动态范围。
而且，根据相应电路的特性考虑相应的优点，如图5和6中所示的，低通滤波器70可被修改为选择地采用。而且最好在D/A变换器中使用的模拟开关是这种类型的，在设计中根据设计者的方便和电路特性进行修改。
作为参考，如上所述，通过设计D/A变换器，现有的动态范围是83dB，而本发明的动态范围为93dB，注意，在从低通滤波器提供的模拟信号进行快速富利叶变换，假定具有96dB动态范围的数字的1比特数据流被用作D/A变换器的输入和取样频率为2.8224MHz(64×输入字速率)，比较在一个频带内的频谱。
虽然本发明已具体地表示了并且参照其特定的实施例叙述了，本领域的技术人员懂得，在不脱离由所附的权利要求书定义的本发明的精神和范围情况下可进行在形式和细节上的各种改变。

Claims (8)

1.具有在包括一个数字-模拟变换器部分和-个低通滤波器的数字-模拟变换器中减小谐波失真的一个数字-模拟变换器开关电容器，包括：
一个由多个模拟开关和电容器构成的基准电压供给部分；
由多个模拟开关构成的一个数字信号输入部分，用于根据外部提供的数字信号发送经过所述电压供给部分接收的电压到全差分运算放大器；
所述全差分运算放大器用于放大经过所述数字信号输入部分所加的所述电压；
多个电阻部分，连接到所述全差分运算放大器的输入端和输出端，在提供在所述运算放大器中放大的信号时消除高频分量；和
一个低通滤波器，用于最后滤波来自所述全差分运算放大器的所述信号和减小所述谐波失真。
2.根据权利要求1的具有减小的谐波失真的开关电容器数字-模拟变换器，其中所述低通滤波器包括：
由多个模拟开关构成的一个模拟信号输入部分，用于从所述全差分运算放大器接收所述电压；
一个输入电荷存储/放大部分，用于消除经过所述信号输入部分提供的信号的所述高频分量；
一个全差分运算放大器，用于放大经过所述输入电荷存储/放大部分接收的信号；和
一个低通滤波器部分，用于消除从所述全差分运算放大器的输出产生的高频噪声。
3.根据权利要求2的具有减小谐波失真的开关电容器数字-模拟变换器，其中所述输入电荷存储/放电部分包括连接在所述模拟开关和用于补偿在电压切换操作期间产生的切换噪声的模拟开关之间的电容器。
4.根据权利要求3的具有减小谐波失真的开关电容器数字-模拟变换器，其中所述模拟开关由分别并联连接的多个开关构成，每个开关的一侧接到所述全差分运算放大器的输入端，其另一侧接到所述电容器，而加到所述多个开关的时钟具有彼此相反的相位。
5.根据权利要求1的具有减小谐波失真的开关电容器数字-模拟变换器，其中所述低通滤波器包括：
一个由有源电阻器件构成的模拟输入有源电阻部分，用于接收所述D/A变换器部分的输出电压；
一个抗高频噪声/放电部分，用于消除在流过所述模拟输入有源电阻部分的电流中所产生的高频噪声；
一个全差分运算放大器，用于放大经过所述抗高频噪声/放电部分接收的电压；以及
一个由有源电阻部分构成的有源低通滤波器部分，用于消除在所述全差分运算放大器的输出中所产生的所述高频噪声。
6.根据权利要求5的具有减小谐波失真的开关电容器数字-模拟变换器，其中所述抗高频噪声/放电部分包括连接在所述模拟开关和用于补偿在电压切换操作期间产生的所述切换噪声的模拟开关之间的电容器。
7.根据权利要求6的具有减小谐波失真的开关电容器数字-模拟变换器，其中所述模拟开关由分别并联连接的多个开关构成，每个开关的一侧接到所述全差分运算放大器的输入端，其另一端接到所述电容器，而加到所述多个开关的时钟具有彼此相反的相位。
8.根据权利要求1的具有减小谐波失真的开关电容器数字-模拟变换器，其中在加到所述基准电压供给部分的电压中间，第一基准电压是大于具有一端接到所述基准电压的所述模拟开关的基准电压的一个电压，第二基准电压是小于所述模拟开关的所述基准电压的一个电压，和具有一端接到所述基准电压的所述模拟开关的所述基准电压值是通过将所述第一基准电压减去所述第二基准电压的值除以二得到的。
CN97111826A 1996-06-24 1997-06-23 具有减少谐波失真的开关电容数字——模拟变换器 Expired - Lifetime CN1110902C (zh)

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