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Die vorliegende Erfindung betrifft Schaltungen mit getakteten
Kapazitäten (SC), insbesondere für eine geringe Speisespannung und eine
geringe Leistungsabsorption, die wenigstens als Eingangsschalter eine
sogenannte getaktete Operationsverstärkerstruktur verwenden, um eine
hohe Konduktivität des Eingangsschalters unter jeglicher
Signalbedingung sicherzustellen.
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Schaltungen mit getakteten Kapazitäten werden wegen ihres äußerst
geringen Verzerrungsgrades und weil sie leicht integriert werden, weit
und breit verwendet. Filter jeglicher Art werden gewöhnlich durch
Schaltungen mit getakteten Kapazitäten implementiert.
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Bei Anwendungen mit geringer Speisespannung und geringer
Stromabsorption, typischerweise bei batteriebetriebenen Schaltungen, ist es oft
erforderlich, daß die Schaltungen mit relativ geringen
Speisespannungen bis zu einem Niveau von etwa 1,5 V hinunter betrieben werden.
Unter diesen Bedingungen wird die Sicherstellung eines effektiven
Betreibens der Schalter, die gewöhnlich von Feldeffekttransistoren
(FET) und noch häufiger MOSFET gebildet werden, problematisch.
Wenn die Versorgungsspannung auf Niveaus fällt, die mit denen der
Schwellenspannung von Feldeffekttransistoren vergleichbar sind, wird
in der Tat der korrekte Betrieb herkömmlicher Schaltungen mit
getakteten Kapazitäten, in Fig. 1 als Integrator dargestellt, schnell
gefährdet. Um einen korrekten Betrieb des Eingangsschalters S1, dessen
Übersteuerungsspannung vom Eingangssignal abhängt, sicherzustellen,
wird in der Tat der dynamische Betriebsbereich der Schaltung
drastisch verkleinert.
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Eine Lösung des Problems, die zur Sicherstellung einer hohen
Konduktanz für die Schalter und insbesondere für den Eingangsschalter S1
unter jeglicher Bedingung des Eingangssignals vorgeschlagen wurde,
basiert entweder auf der Verwendung von speziellen
Herstellungstechnologien zur Ausführung der Schalter mit Transistoren mit niedrigen
Schwellen oder durch Verwendung spezieller Schaltungen
(Spannungsvervielfacher) zur Vervielfachung der Zeitgeberspannung, mit
welcher die Schalter dann geeignet übersteuert werden können.
Obwohl er eine Komplizierung des Herstellungsprozesses zum
Implementieren integrierter Einrichtungen mit niedriger Schwelle vermeidet,
erfordert dieser zweite Zugang andererseits die Integration reservierter
Spannungsvervielfacher.
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Vor kurzem wurde eine alternative Lösung auf der Basis der
Verwendung einer als "Switched-Opamp" definierten Schaltstruktur, d. h. auf
der Basis der Verwendung eines getakteten Operationsverstärkers, in
dem Artikel "Switched-Opamp, a Technique for Realising Full CMOS
Switched-Capacitor Filters at Very Low Voltages" von M. Steyaert, J.
Crols und S. Gogaedrt, IEEE Proc., dargelegt.
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Um eine hohe Konduktivität für die Schalter und insbesondere den
Eingangsschalter S1 unter jeglicher Signalsituation sicherzustellen,
wird gemäß diesem neuen Zugang die MOSFET-Struktur,
typischerweise ein CMOS-Gatter, das herkömmlich als der Eingangsschalter S1
verwendet wurde, durch einen getakteten Operationsverstärker ersetzt,
der zum Ein- und Ausschalten von einem reservierten Schalter
angetrieben wird. Die weiteren Schalter, die die Struktur mit getakteten
Kapazitäten bilden, können mit Transistoren desselben Typs
ausgeführt werden, beispielsweise mit N-Kanal- oder mit
P-Kanal-Transistoren, ohne notwendigerweise die Verwendung von CMOS-Strukturen zu
erfordern.
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Zur Darstellung dieser Technik zeigt Fig. 2 einen herkömmlichen
Integrator mit getakteter Kapazität, der zu der in Fig. 1 dargestellten
Schaltung funktionell äquivalent ist, bei dem die Funktion des
Ein
gangstransistors S1 vom getakteten Operationsverstärker A1
ausgeführt wird.
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Obwohl die Verwendung eines getakteten Operationsverstärkers als
Eingangsschalter einer Schaltung mit getakteten Kapazitäten
verglichen mit den Schaltungen aus dem Stand der Technik entscheidende
Vorteile bietet, ist sie unfähig, die dynamischen Charakteristiken der
Schaltung unter jeglicher Arbeitsbedingung kompatibel mit der
Notwendigkeit der Sicherstellung des Abschaltens der Schalter unter
jeglichen Bedingungen zu maximieren. Unter Bezugnahme auf die
Schaltung von Fig. 2 ist, wenn die Spannung Vref gleich Vdc_out gemacht
wird, der maximale Spannungshub, der erhalten werden kann, während
das Ausschalten der Schalter sichergestellt wird, gleich 2 (Vref-
Vdsat).
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Um eine hohe Konduktivität des Eingangsschalters sicherzustellen,
muß Vref andererseits für einen N-Kanal-Schalter auf das
niedrigstmögliche Niveau oder für einen P-Kanal-Schalter auf das
höchstmögliche Niveau gesetzt werden. Auf diese Weise wird allerdings die
Dynamik der in der Schaltung verwendeten Operationsverstärker (A1 und
A2) deutlich verringert.
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Mit anderen Worten: der Wert Vdc_out ist an den Vref-Wert
gebunden, wodurch eine Kompromißwahl auferlegt wird, die streng an die
beabsichtigten Betriebsbedingungen der Schaltung mit getakteten
Kapazitäten gebunden ist.
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Die Suche nach einer Schaltung mit getakteten Kapazitäten, die für
Anwendungen mit geringer Speisespannung und geringer
Stromabsorption geeignet ist, die keine verstärkten Taktsignale erfordern
würde, während unter jeglichen Bedingungen des Eingangssignals ein
dynamisches Verhalten, das dem maximalen Spannungshub praktisch
gleich ist, d. h. eine Dynamik Schiene zu Schiene (rail-to-rail
dynamics), sichergestellt wird, brachte die Autoren der vorliegenden
Erfindung kürzlich dazu, eine Schaltung zu entwickeln, die in dem
Artikel "Design strategy for low-voltage SC circuits", veröffentlicht in
"Electronic Letters", 3. März 1994, Bd. 3 Nr. 5, beschrieben wurde.
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Im Grunde verwendet die in diesem Artikel vorgeschlagene Lösung als
Eingangsstruktur einen getakteten Operationsverstärker, dessen
Gleichtakt-Eingangsspannung auf Null gesetzt wird, um sowohl einen
korrekten Betrieb der Schalter als auch den größtmöglichen
dynamischen Bereich sicherzustellen. Ein solcher Null-Wert der Gleichtakt-
Eingangsspannung wird von einem Vorspannungskondensator
auferlegt, der über einen Ladungsinjektionsmechanismus die virtuelle
Erdspannung durch "Vorauskenntnis" der Gleichtakt-Ausgangsspannung
desselben getakteten Eingangsoperationsversträkers reguliert.
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Wie im Schema von Fig. 3 gezeigt, das eine Ausführungsform der im
oben erwähnten Artikel beschriebenen Schaltung darstellt, wird ein
Nullabgleich der Gleichtakt-Eingangsschaltung mittels des
zusätzlichen Kondensators Cdc erreicht, der geeignet ist, bei jedem Schalten
elektrische Ladung am Ausgangsknoten N2 der getakteten Kapazität
C1 zu injizieren; wobei der Kondensator Cdc alternativ durch ein Paar
Schalter S5 und S6 auf die Speisespannung Vdd und Erde geschaltet
wird. Die Schaltung wird durch ein Paar Zeitgeberphasen gesteuert: 1
und 2.
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Trotz der Tatsache, daß die Schaltung von Fig. 3, die im oben
genannten Artikel beschrieben ist, fähig ist, auch bei relativ geringen
Speisespannungen einen maximalen dynamischen Bereich
sicherzustellen, ohne die Erzeugung von verstärkten Antriebszeitgeberphasen
zu erfordern, weist sie verschiedene Nachteile auf.
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Zu einem bestimmten Schaltzeitpunkt (während einer
Integrationsphase) laden sich die Kapazität C1 und C2 auf eine bestimmte Spannung,
und genauer der Kondensator C1 auf die Spannung des
Ausgangsknotens des Eingangsoperationsverstärkers A1 und der (integrierende)
Rückkopplungkondensator (C2) des Operationsverstärkers A2 der
Ausgangsstruktur der Schaltung auf die Spannung des
Ausgangsknotens der Schaltung, d. h. des Operationsverstärkers A2 auf.
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Direkt nach dem Schaltzeitpunkt werden die positiv geladenen Anker
der Kondensatoren C1 und C2 mit der Erde verbunden und daher
werden die anderen Anker der Kondensatoren (d. h. der Knoten N1 zu
Beginn der Zeitgeberphase 1 und der Knoten N2 zu Beginn der
Zeitgeberphase 2) gezwungen, eine negative Spannung (unterhalb der Erde)
anzunehmen.
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Insbesondere werden der Knoten N2 zu Beginn der Steuerungsphase
und der Ausgangsknoten N1 des Eingangsoperationsverstärkers A1 zu
Beginn der Phase 1 gezwungen, eine negative Spannung (unterhalb der
Erde) anzunehmen.
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Wenn die Schalter S4 und S2 mit einem in einem geerdeten Substrat
integrierten N-Kanal-Feldeffekttransistor hergestellt sind, bewirkt die
Vorspannung mit einer negativen Spannung (unterhalb der Erde) eins
Stromanschlusses eines integrierten N-Kanal-Schalters (Transistor)
eine direkte Vorspannung der Verbindung zwischen dem Source- oder
Drainknoten des Transistors und dem Substrat, wodurch ein Verlust an
Ladung (und daher an Signal) über das Substrat selbst bestimmt wird.
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Sogar wenn ein solcher Effekt nur während Übergängen von einem
Zustand zum anderen auftritt, kann der Signalverlust ausreichen, die
ansonsten eigentliche Genauigkeit einer Schaltung mit getakteten
Kapazitäten (SC) zu verschlechtern, und dies kann für viele Anwendungen
unerträglich sein.
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Andererseits könnte eine einfache Lösung des oben genannten
Problems der Signalverschlechterung die sein, die Kapazität Cdc derart zu
dimensionieren, daß die Eingänge der Operationsverstärker A1 und A2
der Eingangs- bzw. Ausgangsstrukturen der Schaltung mit getakteten
Kapazitäten auf einem höheren Niveau als Null (Erde) vorgespannt
werden, auf diese Weise würde aber wieder der dynamische Bereich
verkleinert werden.
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Ein Hauptziel der vorliegenden Erfindung ist es, eine verbesserte
Schaltung mit getakteten Kapazitäten bereitzustellen, die von den oben
erwähnten Nachteilen und/oder Einschränkungen der bekannten
Schaltungen frei ist.
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Gemäß einem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung, die in
Anspruch 1 definiert ist, wird der Ausgang einer getakteten
Eingangsoperationsverstärkerstruktur der Schaltung mit getakteten Kapazitäten
anstatt auf Erde, wie bei der im oben erwähnten Artikel beschriebenen
Schaltung, auf die Speisespannung Vdd geschaltet. Dies wird
durchgeführt, indem ein reservierter integrierter P-Kanal-Schalter in einem
Substrat verwendet wird, das mit der Speisespannung Vdd verbunden
und daher vom sogenannten "Körpereffekt" frei ist. Auf diese Weise
nimmt der Ausgangsknoten des Eingangsoperationsverstärkers A1
während der Betriebsphase, wenn der getaktete Operationsverstärker
aus ist, keine negative Spannung an. Überdies werden die
Zeitgeberphasen, die die beiden Schalter antreiben, die den
Vorspannungskondensator Cdc mit dem Versorgungsknoten bzw. mit der Erde
verbinden, vertauscht, um eine Spannung Vdd/2 zu subtrahieren anstatt zu
addieren.
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Als Folge arbeiten sowohl die getaktete Kapazität C1 und schließlich
auch die Rückkopplungskapazität einer integrierenden Ausgangsstufe
(zweiter Operationsverstärker) so, daß während des Schaltens die
Potentiale des Ausgangsknotens des Eingangsoperationsverstärkers und
des Ausgangsknotens der getakteten Kapazität C1 ansteigen, wodurch
jeglicher Ladungsverlust über die jeweiligen Substrate der integrierten
Schalter verhindert wird.
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Die Kapazität Cdc bringt beim Steuern des Eingangsgleichtaktes den
virtuellen Erdknoten während des Schaltens auf einen negativen Wert,
mit anderen Worten: erzeugt im wesentlichen negative Spitzen.
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Wenn diese negativen Spitzen den korrekten Betrieb der integrierten
Schaltungen als Ganzes beeinträchtigen und/oder für sie nachteilig
sein können, kann gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden
Erfindung die Amplitude dieser Spitzen deutlich verringert werden,
indem zwischen dem Ausgangsknoten der getakteten Kapazität und der
Erde eine Kapazität hinzugefügt wird, um die an diesem Knoten vom
Kondensator Cdc zu den Schaltzeitpunkten injizierte Ladung über eine
größere Kapazität zu verteilen.
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Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung kann die
Amplitude dieser negativen Spitzen stark gesenkt werden, indem das
Einschalten der getakteten Operationsverstärker vorweggenommen und
somit die Verbindung der getakteten Kapazität C1 mit dem virtuellen
Erdknoten verzögert wird. Dies kann leicht erreicht werden, indem die
jeweiligen Schalter mit geeignet verzögerten (oder
vorweggenommenen) Zeitgeberphasensignalen angetrieben werden. Tatsächlich läuft
der Beitrag dieser vorweggenommenen Verbindungen darauf hinaus,
das Potential am Ausgangsknoten der getakteten Kapazität während
des Schaltens anzuheben. Auf diese Weise wird die Verbindung des
Vorspannungskondensators Cdc und daher die sich ergebende
Ladungsinjektion am Ausgangsknoten der getakteten Kapazität verzögert,
wodurch der Eingangsgleichtakt reguliert wird, während negative
Spitzen mit relativ kleiner Amplitude erzeugt werden.
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Die verschiedenen Aspekte und Vorteile der Schaltung der Erfindung
werden über die folgende Beschreibung verschiedener wichtiger
Ausführungsformen und unter Bezugnahme auf die beigefügten
Zeichnungen noch offensichtlicher, in welchen:
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Fig. 1 ein herkömmliches Schema eines SC-Integrators zeigt, der
CMOS-Schalter gemäß dem Stand der Technik verwendet;
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Fig. 2 eine zur Schaltung von Fig. 1 funktionell ähnliche Schaltung
mit getakteten Kapazitäten zeigt, bei der die Funktion des
Eingangsschalters von einer getakteten
Operationsverstärkerstruktur gemäß einer bekannten Technik ausgeführt wird;
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Fig. 3 eine zur Schaltung der vorhergehenden Figuren funktionell
ähnliche Schaltung, die geeignet ist, einen maximalen
dynamischen Bereich zu gestatten, gemäß einer in jüngerer Zeit
entwickelten Technik zeigt;
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Fig. 4 ein grundlegendes Diagramm einer gemäß der vorliegenden
Erfindung hergestellten Schaltung ist;
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Fig. 5 ein Diagramm der Steuerungszeitgeberphasen der Schaltung
von Fig. 4 gemäß einer Ausführungsform der Erfindung ist;
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Fig. 6 ein grundlegendes Diagramm ist, das die Schaltung der
Erfindung in vollständig differentieller Form ausgeführt zeigt.
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Ein gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden
Erfindung hergestellter Integrator mit getakteten Kapazitäten ist in Fig.
4 dargestellt. Wie bemerkt werden kann, verbindet der Schalter S2 den
Knoten N1 anstatt mit der Erde, wie in der bekannten Schaltung von
Fig. 3, mit der Speisespannung Vdd. Überdies sind die
Antriebszeitgeberphasen der Schalter S5 und S6, der den Vorspannungskondensator
Cdc mit Vdd oder der Erde verbindet, vertauscht, um eine Spannung
Vdd/2 funktionell zu subtrahieren, anstatt sie wie in der bekannten
Schaltung von Fig. 3 zu addieren.
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Als Folge nimmt der Ausgangsknoten N1 des
Eingangsoperationsverstärkers A1 während einer Phase, in welcher der getaktete
Operationsverstärker aus ist, keine negative Spannung (unterhalb der Erde)
sondern eine Spannung an, die durch Vdd-Vo gegeben ist. Auf diese
Weise verliert der Rückkopplungskondensator C2 der
Ausgangsintegrationsstufe (d. h. des zweiten getakteten Operationsverstärkers A2)
keine Ladung.
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Daher arbeiten die Abtastkapazität C1 sowie die
Rückkopplungskapazität C2 der Ausgangsintegrationsstufe derart, daß während des
Schaltens die Potentiale der Knoten N1 und N2 ansteigen, um einen
Ladungsverlust über die jeweiligen Substrate der Schalter S2, S3 und
S4 zu verhindern.
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Andererseits zwingt der Kondensator Cdc beim Festsetzen des
Eingangsgleichtaktes die virtuelle Erde des Operationsverstärkers A2 zu
den Schaltzeitpunkten auf eine negative Spannung (unterhalb der
Erde), wodurch negative Spannungsspitzen erzeugt werden. Immer
wenn dies nicht hingenommen werden kann, kann die Amplitude der
erzeugten Spitzen über die alleinige oder kombinierte Wirkung
weiterer Schaltungsanordnungen der vorliegenden Erfindung deutlich
verringert werden.
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Gemäß einem ersten dieser weiteren Aspekte der Erfindung kann die
Amplitude der durch die vom Kondensator Cdc am Knoten N2
bewirkte Ladungsinjektion erzeugten Schaltspitzen durch Hinzufügen
eines Kondensators Cst stark gesenkt werden, der zwischen dem
Knoten N2 und der Erde angeschlossen ist, wie in Fig. 4 gezeigt.
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Auf diese Weise wird die vom Vorspannungskondensator Cdc
injizierte Ladung über eine erhöhte Kapazität verteilt, und daher nimmt
der Knoten N2 zum Schaltzeitpunkt ein negatives Potential (unterhalb
der Erde) an, aber verglichen mit derjenigen, die ohne die Einführung
der Pufferkapazität Cst resultieren würde, mit viel geringerer
Amplitude.
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Ein weiterer Aspekt der Schaltung der Erfindung, die geeignet ist, die
Amplitude von negativen Schaltspitzen zu verringern, besteht in der
Vorwegnahme des Einschaltens des getakteten
Eingangsoperationsverstärkers A1 und des getakteten Ausgangsoperationsverstärkers A2,
bezogen auf den Zeitpunkt der Verbindung der getakteten Kapazität C1
mit der virtuellen Erde über die Schalter S6, S4 und S3.
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Natürlich kann dies leicht durchgeführt werden, indem die Schalter
mit Zeitgeberphasensignalen angetrieben werden, die in bezug auf
homologe Zeitgeberphasensignale, die die Operationsverstärker A1 und
A2 einschalten und die Schalter S5 und S2 antreiben, geeignet
verzögert werden.
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Die direkten Phasen der Antriebszeitgebersignale gemäß einer solchen
bevorzugten Ausführungsform der Erfindung sind in Fig. 5 dargestellt.
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Im gezeigten Beispiel ist der Schalter S2 zur Speisespannung Vdd hin
mit einem P-Kanal-Feldeffektransistor ausgeführt, der ein Substrat
aufweist, das mit der Speisespannung Vdd verbunden ist, daher wird
der Transistor vom sogenannten "Körpereffekt" nicht beeinflußt.
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Während die verbesserte SC-Schaltung der Erfindung ohne verstärkte
Steuerungsphasen zu erfordern und mit einem maximalen dynamischen
Bereich (Schiene zu Schiene) wie er normalerweise bei Anwendungen
mit niedriger Speisespannung beabsichtigt ist, und mit einer geringen
Stromabsorption arbeitet, behält sie die Genauigkeit der Schaltung in
den einer SC-Struktur auferlegten Grenzen bei, indem jeglicher
Ladungsverlust über das Substrat von eingeschalteten Schaltern beseitigt
wird.
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Die Schaltung mit getakteten Kapazitäten der Erfindung liefert nur
während einer Zeitgeberphase ein Ausgangssignal.
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Beim Gestalten von Filtern höherer Ordnung ist es oft notwendig,
durch Hinzufügen einer weiteren Stufe Vorzeichenumkehrungen
durchzuführen. Ein in diesen Fällen zu betrachtender Aspekt ist die
Vergrößerung der Versetzung, die durch den möglichen Fehler bewirkt
wird, der in einer Schaltphase durch die Ladungsinjektion Cdc
gemacht werden kann. Diese beiden Einschränkungen können beseitigt
werden, indem eine vollständig differentielle Schaltungstopologie
übernommen wird, wie in Fig. 6 dargestellt.
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Indem Vref = 0, Vdc_in = O und Vdc_out = Vdd/2 gewählt wird,
verdoppelt sich der dynamische Bereich verglichen mit dem Fall einer
einseitig geerdeten Schaltung von Fig. 4. Überdies ist aufgrund der
vollständig differentiellen Topologie der Schaltung die Option, das
Vorzeichen des Ausgangssignals umzukehren, wirklich verfügbar, indem
einfach die Signalleitungen überkreuzt werden. Schließlich können
alle Fehler, die durch das Schalten der Schalter (besonders der
Schalter, die den Vorspannungskondensator Cdc anschließen) bewirkt
werden können, als im Gleichtakt betrachtet werden und beeinflussen die
Genauigkeit des differentiellen Ausgangssignals nicht.