JPH04243326A - オーバサンプリングd−a変換器 - Google Patents
オーバサンプリングd−a変換器Info
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- 238000013139 quantization Methods 0.000 claims description 7
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 6
- 238000005070 sampling Methods 0.000 abstract description 7
- 238000000034 method Methods 0.000 description 11
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 7
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 2
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 2
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 1
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 1
- 239000007787 solid Substances 0.000 description 1
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M3/00—Conversion of analogue values to or from differential modulation
- H03M3/30—Delta-sigma modulation
- H03M3/322—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters
- H03M3/352—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters of deviations from the desired transfer characteristic
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M3/00—Conversion of analogue values to or from differential modulation
- H03M3/30—Delta-sigma modulation
- H03M3/50—Digital/analogue converters using delta-sigma modulation as an intermediate step
- H03M3/502—Details of the final digital/analogue conversion following the digital delta-sigma modulation
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M7/00—Conversion of a code where information is represented by a given sequence or number of digits to a code where the same, similar or subset of information is represented by a different sequence or number of digits
- H03M7/30—Compression; Expansion; Suppression of unnecessary data, e.g. redundancy reduction
- H03M7/3002—Conversion to or from differential modulation
- H03M7/3004—Digital delta-sigma modulation
- H03M7/3015—Structural details of digital delta-sigma modulators
- H03M7/302—Structural details of digital delta-sigma modulators characterised by the number of quantisers and their type and resolution
- H03M7/3024—Structural details of digital delta-sigma modulators characterised by the number of quantisers and their type and resolution having one quantiser only
- H03M7/3026—Structural details of digital delta-sigma modulators characterised by the number of quantisers and their type and resolution having one quantiser only the quantiser being a multiple bit one
-
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- H03M7/3004—Digital delta-sigma modulation
- H03M7/3015—Structural details of digital delta-sigma modulators
- H03M7/3031—Structural details of digital delta-sigma modulators characterised by the order of the loop filter, e.g. having a first order loop filter in the feedforward path
- H03M7/3033—Structural details of digital delta-sigma modulators characterised by the order of the loop filter, e.g. having a first order loop filter in the feedforward path the modulator having a higher order loop filter in the feedforward path, e.g. with distributed feedforward inputs
- H03M7/304—Structural details of digital delta-sigma modulators characterised by the order of the loop filter, e.g. having a first order loop filter in the feedforward path the modulator having a higher order loop filter in the feedforward path, e.g. with distributed feedforward inputs with distributed feedback, i.e. with feedback paths from the quantiser output to more than one filter stage
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Theoretical Computer Science (AREA)
- Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)
- Analogue/Digital Conversion (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は高精度のD−A変換器を
実現する方法に関し、特にデルタシグマ変調方式を用い
てより高精度のD−A変換器を容易に実現する方法に関
する。
実現する方法に関し、特にデルタシグマ変調方式を用い
てより高精度のD−A変換器を容易に実現する方法に関
する。
【0002】
【従来の技術】デルタシグマ変調を用いたオーバサンプ
リングD−A変換器はオーバサンプリングA−D変換器
と同様、内部に高精度のD−A変換器を必要としないた
め高精度のD−A変換器に向いている。このような方法
によるD−A変換器には図3の1ビットデルタシグマ変
調器を用いて1ビット符号化された信号を図4のリーク
積分器によりD−A変換する方法が知られている。この
回路は1987年アイイーイーイージャーナルオブソリ
ッドステートサーキッツ(IEEEJournal
of Solid−State Circuits
)6月号391ページに記載されている。図3の回路は
高速で入力される信号データを1ビットの高速データに
変換する回路で、変換するときの量子化雑音をQとする
と、出力Yと入力Xの関係は、
リングD−A変換器はオーバサンプリングA−D変換器
と同様、内部に高精度のD−A変換器を必要としないた
め高精度のD−A変換器に向いている。このような方法
によるD−A変換器には図3の1ビットデルタシグマ変
調器を用いて1ビット符号化された信号を図4のリーク
積分器によりD−A変換する方法が知られている。この
回路は1987年アイイーイーイージャーナルオブソリ
ッドステートサーキッツ(IEEEJournal
of Solid−State Circuits
)6月号391ページに記載されている。図3の回路は
高速で入力される信号データを1ビットの高速データに
変換する回路で、変換するときの量子化雑音をQとする
と、出力Yと入力Xの関係は、
【0003】
【0004】で表され、入力信号と高い周波数に偏った
量子化雑音となる。この信号を用いて図4のスイッチS
11、S12、S21、S22を制御する。これらスイ
ッチS11、S12、S21、S22は2相のクロック
により動作し、第1の位相ではスイッチS21、S11
、S12は接地側に接続され、スイッチS22は基準電
圧VREF 側に接続される。次に第2の位相で、もし
データが1であれば、スイッチS22を接地側に切り換
えるとともにスイッチS11を演算増幅器の入力側に切
り換えることによりC2×VREF の電荷を容量C1
から引き抜き、演算増幅器の出力を増加させる。もし第
2の位相でデータが0であればスイッチS21を基準電
圧側に切り換えるとともにスイッチS11を演算増幅器
の入力側に切り換えることにより、C1×VREF の
電荷を容量CIに充電し、演算増幅器の出力を減少させ
る。なお、抵抗RはR×CIにより決まる時定数が1回
の積分周期より十分大きく、再生したい信号の帯域をf
SIG としたとき1/2πfSIG より大きい値に
なるように決める。
量子化雑音となる。この信号を用いて図4のスイッチS
11、S12、S21、S22を制御する。これらスイ
ッチS11、S12、S21、S22は2相のクロック
により動作し、第1の位相ではスイッチS21、S11
、S12は接地側に接続され、スイッチS22は基準電
圧VREF 側に接続される。次に第2の位相で、もし
データが1であれば、スイッチS22を接地側に切り換
えるとともにスイッチS11を演算増幅器の入力側に切
り換えることによりC2×VREF の電荷を容量C1
から引き抜き、演算増幅器の出力を増加させる。もし第
2の位相でデータが0であればスイッチS21を基準電
圧側に切り換えるとともにスイッチS11を演算増幅器
の入力側に切り換えることにより、C1×VREF の
電荷を容量CIに充電し、演算増幅器の出力を減少させ
る。なお、抵抗RはR×CIにより決まる時定数が1回
の積分周期より十分大きく、再生したい信号の帯域をf
SIG としたとき1/2πfSIG より大きい値に
なるように決める。
【0005】この方法によりオーディオ信号において9
0dBの信号対雑音比を得たことが報告されている。し
かし、この水準は16ビット精度には達していない。た
とえば9dB性能を向上させるためには動作周波数を2
倍にあげる必要がある。動作周波数を2倍にすると、消
費電力は2倍以上上昇する。また回路設計が著しく難し
くなるので望ましくない。
0dBの信号対雑音比を得たことが報告されている。し
かし、この水準は16ビット精度には達していない。た
とえば9dB性能を向上させるためには動作周波数を2
倍にあげる必要がある。動作周波数を2倍にすると、消
費電力は2倍以上上昇する。また回路設計が著しく難し
くなるので望ましくない。
【0006】
【発明が解決しようとする課題】サンプリング周波数を
上げないで性能を向上させる方法として比較器のビット
数を増やす方法が知られている。しかしながら、比較器
のビット数を複数化するとD−A変換器も複数ビット化
する事が必要になる。D−A変換器のビット数を複数化
すると、素子ばらつきの影響で歪を生じやすくなる欠点
があった。そのため、1チップに集積する方法にはほと
んど用いられることがなかった。
上げないで性能を向上させる方法として比較器のビット
数を増やす方法が知られている。しかしながら、比較器
のビット数を複数化するとD−A変換器も複数ビット化
する事が必要になる。D−A変換器のビット数を複数化
すると、素子ばらつきの影響で歪を生じやすくなる欠点
があった。そのため、1チップに集積する方法にはほと
んど用いられることがなかった。
【0007】たとえば、図5に示すように電圧の絶対値
が等しい正負の基準電圧と接地電位を用意し、2相のク
ロックを用いて3値のD−A変換を行うことはできる。 この回路は、第1の位相で、スイッチS1〜S4すべて
接地電圧に接続しておく。第2の位相で、スイッチS1
およびS4は演算増幅器の入力側に、スイッチS3は演
算増幅器の出力側に、スイッチS2は図2もしくは図3
の変調器の比較器を3値の比較器に変更したものの出力
が“1”であればVREF−に、“−1”であればVR
EF+に、“0”であれば接地のままにする。演算増幅
器の利得をAとすると、N番目のサンプリングでの出力
VN と、N+1番目の出力VN+1 の間に、
が等しい正負の基準電圧と接地電位を用意し、2相のク
ロックを用いて3値のD−A変換を行うことはできる。 この回路は、第1の位相で、スイッチS1〜S4すべて
接地電圧に接続しておく。第2の位相で、スイッチS1
およびS4は演算増幅器の入力側に、スイッチS3は演
算増幅器の出力側に、スイッチS2は図2もしくは図3
の変調器の比較器を3値の比較器に変更したものの出力
が“1”であればVREF−に、“−1”であればVR
EF+に、“0”であれば接地のままにする。演算増幅
器の利得をAとすると、N番目のサンプリングでの出力
VN と、N+1番目の出力VN+1 の間に、
【00
08】
08】
【0009】の関係が成り立ち、VX によって3値の
D−A変換と、低域通過特性が実現できる。しかし、こ
の方法では、VREF+とVREF−の絶対値に差があ
ると、“1”と“−1”で変化する電圧VX に差を生
じる。量子化が2値である場合にはこの差はD−A変換
器の特性にはオフセット電圧が生じるだけの欠点ですん
だけれど、3値ではこの差は信号の歪となって出力に現
れるため特性の著しい劣化を招く。
D−A変換と、低域通過特性が実現できる。しかし、こ
の方法では、VREF+とVREF−の絶対値に差があ
ると、“1”と“−1”で変化する電圧VX に差を生
じる。量子化が2値である場合にはこの差はD−A変換
器の特性にはオフセット電圧が生じるだけの欠点ですん
だけれど、3値ではこの差は信号の歪となって出力に現
れるため特性の著しい劣化を招く。
【0010】本発明は、3値の入力データに対して2値
のデータと同様に素子精度の影響のないD−A変換器を
構成する方法を提供することにより、サンプリング周波
数を上げることなく18ビット精度のD−A変換器を実
現することを可能とするものである。
のデータと同様に素子精度の影響のないD−A変換器を
構成する方法を提供することにより、サンプリング周波
数を上げることなく18ビット精度のD−A変換器を実
現することを可能とするものである。
【0011】
【課題を解決するための手段】本発明のオーバサンプリ
ングD−A変換器は、+1、0、−1の3値の量子化を
行うデルタシグマ変調器と、演算増幅器とこの演算増幅
器の入出力の間に接続された蓄電器およびリークをもた
せる手段備えることにより構成されるリーク積分器と、
基準電圧を供給する手段と、一端が前記リーク積分器の
入力端と接地電極に切り換える第1のスイッチに接続さ
れ他端が前記基準電圧を供給する手段と接地電極に切り
換える第2のスイッチに接続されてなる積分器に対して
電荷を供給する手段とを含んで構成され、前記第1のス
イッチが接地側から積分器の入力端に切り換えられると
き、前記第2のスイッチが前記デルタシグマ変調器の出
力+1,−1,0によりそれぞれ接地側から基準電圧,
基準電圧から接地側,状態変更無しの動作により3値の
積分動作をしている。
ングD−A変換器は、+1、0、−1の3値の量子化を
行うデルタシグマ変調器と、演算増幅器とこの演算増幅
器の入出力の間に接続された蓄電器およびリークをもた
せる手段備えることにより構成されるリーク積分器と、
基準電圧を供給する手段と、一端が前記リーク積分器の
入力端と接地電極に切り換える第1のスイッチに接続さ
れ他端が前記基準電圧を供給する手段と接地電極に切り
換える第2のスイッチに接続されてなる積分器に対して
電荷を供給する手段とを含んで構成され、前記第1のス
イッチが接地側から積分器の入力端に切り換えられると
き、前記第2のスイッチが前記デルタシグマ変調器の出
力+1,−1,0によりそれぞれ接地側から基準電圧,
基準電圧から接地側,状態変更無しの動作により3値の
積分動作をしている。
【0012】
【実施例1】次に図面を参照して本発明を説明する。
【0013】D−A変換を行う信号はディジタルフィル
タによってサンプリング周波数を256倍程度に持ち上
げた後、図2もしくは図3の2次デルタシグマ変調器に
より±1および0の3値信号に変換する。この変換にお
いて比較器への入力が0.5より大きければ“1”を出
力し、−0.5より小さければ“−1”を出力し、それ
以外では“0”を出力するとともに信号入力側にフィー
ドバックする。この変調器への入力信号データは、最大
値および最小値が±1未満でなければならない。
タによってサンプリング周波数を256倍程度に持ち上
げた後、図2もしくは図3の2次デルタシグマ変調器に
より±1および0の3値信号に変換する。この変換にお
いて比較器への入力が0.5より大きければ“1”を出
力し、−0.5より小さければ“−1”を出力し、それ
以外では“0”を出力するとともに信号入力側にフィー
ドバックする。この変調器への入力信号データは、最大
値および最小値が±1未満でなければならない。
【0014】3値の信号に変換された信号は、図1のD
−A変換器に入力される。このD−A変換器は2つの位
相で動作する。まず、第1の位相ではスイッチS1、S
3、S4は接地側に接続されている。スイッチS2は、
下記の表に示すように、変調器の出力が“1”のときに
はVREF 側に、“0”および“−1”の時には接地
側に接続される。
−A変換器に入力される。このD−A変換器は2つの位
相で動作する。まず、第1の位相ではスイッチS1、S
3、S4は接地側に接続されている。スイッチS2は、
下記の表に示すように、変調器の出力が“1”のときに
はVREF 側に、“0”および“−1”の時には接地
側に接続される。
【0015】
【0016】つぎに第2のでスイッチS1およびS2は
演算増幅器の入力側に、スイッチS3は演算増幅器の出
力側に切り換えられる。スイッチS2は、おなじく上記
表に示すように、変調器の出力が“1”および“0”の
ときには接地側に、“−1”の時にはVREF 側接続
される。ここで、入力が“0”の時はスイッチS2の状
態を変えないことが重要で、第1および第2の位相共に
“VREF ”であってもよい。また、VREF とG
ND(接地)は入れ換えてもよく、このとき出力電圧は
逆転する。この操作によれば、N番目のサンプリングと
、N+1番目のサンプリング出力には、
演算増幅器の入力側に、スイッチS3は演算増幅器の出
力側に切り換えられる。スイッチS2は、おなじく上記
表に示すように、変調器の出力が“1”および“0”の
ときには接地側に、“−1”の時にはVREF 側接続
される。ここで、入力が“0”の時はスイッチS2の状
態を変えないことが重要で、第1および第2の位相共に
“VREF ”であってもよい。また、VREF とG
ND(接地)は入れ換えてもよく、このとき出力電圧は
逆転する。この操作によれば、N番目のサンプリングと
、N+1番目のサンプリング出力には、
【0017】
【0018】の関係が成立する。この式で、従来の方法
との違いは、VX が“1”、“0”、“−1”でそれ
ぞれVREF 、0、−VREF となってVREF
が変化しない限り一定値をとることにある。
との違いは、VX が“1”、“0”、“−1”でそれ
ぞれVREF 、0、−VREF となってVREF
が変化しない限り一定値をとることにある。
【0019】なお、フィルタの通過利得Aとカットオフ
周波数fは、クロック周波数をfS とすると、ほぼA
=CL/CI f=(CL/CI)(fS /2π) となる。
周波数fは、クロック周波数をfS とすると、ほぼA
=CL/CI f=(CL/CI)(fS /2π) となる。
【0020】
【実施例2】この方式は実施例1のいわゆるシングルエ
ンディッド構造だけでなく、平衡型の回路構造にも適用
することができる。平衡型の回路構造は、図1のスイッ
チと蓄電器を演算増幅器の正入力と負出力に対しても図
6に示すように付加すれば実現できる。このとき付加さ
れた回路中のスイッチS2の切り換えは、前記表で示さ
れる入力が+1のときと−1のときでスイッチのオンす
る方向が入れ替わる。本発明を平衡型回路にすることに
より、第1の実施例に比べて回路規模は少し大きくなる
が、電源からの雑音およびスイッチのフィードスルー雑
音を大幅に軽減できる利点がある。なお、信号の伝達特
性は実施例1とおなじである。
ンディッド構造だけでなく、平衡型の回路構造にも適用
することができる。平衡型の回路構造は、図1のスイッ
チと蓄電器を演算増幅器の正入力と負出力に対しても図
6に示すように付加すれば実現できる。このとき付加さ
れた回路中のスイッチS2の切り換えは、前記表で示さ
れる入力が+1のときと−1のときでスイッチのオンす
る方向が入れ替わる。本発明を平衡型回路にすることに
より、第1の実施例に比べて回路規模は少し大きくなる
が、電源からの雑音およびスイッチのフィードスルー雑
音を大幅に軽減できる利点がある。なお、信号の伝達特
性は実施例1とおなじである。
【0021】
【実施例3】実施例2の平衡型の回路は変換器への入力
によって初期状態を変更する必要があるので、スイッチ
を制御する論理を組む必要がある。この論理のため、ク
ロック信号のディユーティ比が一定であってもΦ1 と
Φ2の時間が+1と−1で微妙に変化する可能性がある
。 平衡型の回路では入力信号による充電用蓄電器CA が
2個あり、演算増幅器の2つの入力のうち1つが充電を
行うとき他方は放電を行う。そこで、図7に示すように
、1個を充電専用とし、もう1個を放電専用にし、充電
を行うか放電を行うかはスイッチS11およびS12を
接地側から演算増幅器の正入力に切り換えるか負入力に
切り換えるかを制御することにより実現する。伝達特性
は実施例1と同じである。
によって初期状態を変更する必要があるので、スイッチ
を制御する論理を組む必要がある。この論理のため、ク
ロック信号のディユーティ比が一定であってもΦ1 と
Φ2の時間が+1と−1で微妙に変化する可能性がある
。 平衡型の回路では入力信号による充電用蓄電器CA が
2個あり、演算増幅器の2つの入力のうち1つが充電を
行うとき他方は放電を行う。そこで、図7に示すように
、1個を充電専用とし、もう1個を放電専用にし、充電
を行うか放電を行うかはスイッチS11およびS12を
接地側から演算増幅器の正入力に切り換えるか負入力に
切り換えるかを制御することにより実現する。伝達特性
は実施例1と同じである。
【0022】図7の回路は、Φ1 のときスイッチS2
1はVREF 、スイッチS11,S12,S22,S
31,S32,S41,S42は接地に接続される。次
に、Φ2 ではスイッチS41は演算増幅器の負入力、
スイッチS42は演算増幅器の正入力、スイッチS31
は演算増幅器の正出力、スイッチS32は演算増幅器の
負出力に接続される。た、入力が±1ではスイッチS2
1は接地、スイッチS22はVREF に切り変えられ
、入力が0の時にはスイッチS21およびS22の状態
は換えない。さらに、入力が+1の時にはスイッチS1
1は演算増幅器の負入力側に、スイッチS12は演算増
幅器の正入力側に切り換える。もし、入力が−1の時に
はスイッチS11は演算増幅器の正入力側に、スイッチ
S12は演算増幅器の負入力側に切り換える。入力が0
の時には入力が正のときもしくは負のときのどちらの状
態をとってもよい。
1はVREF 、スイッチS11,S12,S22,S
31,S32,S41,S42は接地に接続される。次
に、Φ2 ではスイッチS41は演算増幅器の負入力、
スイッチS42は演算増幅器の正入力、スイッチS31
は演算増幅器の正出力、スイッチS32は演算増幅器の
負出力に接続される。た、入力が±1ではスイッチS2
1は接地、スイッチS22はVREF に切り変えられ
、入力が0の時にはスイッチS21およびS22の状態
は換えない。さらに、入力が+1の時にはスイッチS1
1は演算増幅器の負入力側に、スイッチS12は演算増
幅器の正入力側に切り換える。もし、入力が−1の時に
はスイッチS11は演算増幅器の正入力側に、スイッチ
S12は演算増幅器の負入力側に切り換える。入力が0
の時には入力が正のときもしくは負のときのどちらの状
態をとってもよい。
【0023】
【発明の効果】本発明を用いることにより、素子精度に
依存しない線形性のよい特性を持つ3値のD−A変換回
路が2値のD−A変換器とほとんど変わらない面積で実
現できる。このD−A変換器は、3値の量子化を行うデ
ルタシグマ変調器を用いたD−A変換器の出力回路とす
れば、従来16ビットが実用上の限界であったフィルタ
を集積化した1チップのD−A変換器を動作速度を変え
ないで18ビット精度まで実現することを可能とする。
依存しない線形性のよい特性を持つ3値のD−A変換回
路が2値のD−A変換器とほとんど変わらない面積で実
現できる。このD−A変換器は、3値の量子化を行うデ
ルタシグマ変調器を用いたD−A変換器の出力回路とす
れば、従来16ビットが実用上の限界であったフィルタ
を集積化した1チップのD−A変換器を動作速度を変え
ないで18ビット精度まで実現することを可能とする。
【図1】本発明の実施例1による3値のD−A変換回路
である。
である。
【図2】図1の回路を動作させる2次のデルタシグマ変
調器を示すブロック図である。
調器を示すブロック図である。
【図3】2次のデルタシグマ変調器の別の構成方法を示
すブロック図である。
すブロック図である。
【図4】従来のフィルタ付きで2値のD−A変換回路の
回路図である。
回路図である。
【図5】従来のフィルタ付きD−A変換器を3値化した
ブロック図である。
ブロック図である。
【図6】それぞれ本発明の実施例2を示す回路図である
。
。
【図7】それぞれ本発明の実施例3を示す回路図である
。
。
S1…S42 スイッチ
CL,CI,CA,C1,C2 容量素子R
抵抗
抵抗
Claims (1)
- 【請求項1】 +1、0、−1の3値の量子化を行う
デルタシグマ変調器と、演算増幅器とこの演算増幅器の
入出力の間に接続された蓄電器およびリークをもたせる
手段とを備えることにより構成されるリーク積分器と、
基準電圧を供給する手段と、一端が前記リーク積分器の
入力端と接地電極に切り換える第1のスイッチに接続さ
れ、他端が前記基準電圧を供給する手段と接地電極に切
り換える第2のスイッチに接続されてなる積分器に対し
て電荷を供給する手段とを含んで構成され、前記第1の
スイッチが接地側から積分器の入力端に切り換えられる
とき、前記第2のスイッチが前記デルタシグマ変調器の
出力+1,−1,0によりそれぞれ接地側から基準電圧
,基準電圧から接地側,状態変更無しの動作により3値
の積分動作をさせることを特徴とするオーバサンプリン
グD−A変換器。
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Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 19981222 |