CN114371622A - 基于多谐波逆Park变换的磁悬浮转子谐波振动力抑制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于多谐波逆Park变换的磁悬浮转子谐波振动力抑制方法，首先建立含质量不平衡和传感器谐波的磁悬浮转子动力学模型，然后采用了基于MHIP控制器的磁悬浮转子谐波电流抑制方法。该控制器使用逆Park变换的输出作为Park变换的输入，构建了虚拟正交信号解决了X和Y通道不能保持正交的问题。同时，提出一种改进闭环低通滤波器谐波检测的方法；最后，引入补偿相位角提高系统稳定裕度，保证了系统全转速范围内的稳定。本发明中的MHIP控制器结构简单，检测精度高，能对磁悬浮转子中的谐波振动力有效抑制，适用于存在质量不平衡和传感器谐波的磁悬浮转子系统振动力抑制。

Description

基于多谐波逆Park变换的磁悬浮转子谐波振动力抑制方法

技术领域

本发明涉及磁悬浮转子谐波振动抑制的技术领域，具体涉及一种基于多谐波逆Park变换MHIP(Multi Harmonic Inverse Park,MHIP)的磁悬浮转子谐波振动力抑制方法，用于对磁悬浮控制力矩陀螺转子系统中的谐波振动力进行抑制，为实现磁悬浮转子在“超静超稳”卫星平台的惯性执行机构中的运用提供技术支撑。

背景技术

磁悬浮控制力矩陀螺CMG(Control Moment Gyroscope，CMG)使用磁轴承作为转子的支撑装置，依靠电磁力将转子悬浮。相比于传统的机械轴承，磁轴承具有以下几方面的优点：首先，采用磁轴承制成的CMG在实现高转速的同时，控制了转子的小尺寸和低质量，保证了CMG的长寿命；再次，磁悬浮CMG具备可调刚度的特性，增大框架转动惯量，提高CMG力矩输出精度；最后，通过主动抑制算法进行主动振动控制，转子有更优异的减振性能。因此，磁悬浮控制力矩陀螺成为卫星平台惯性执行机构的理想选择，有着迫切的应用需求。

按照转子自由度的数量，磁悬浮CMG分为主被动磁悬浮CMG和全主动磁悬浮CMG。后者指的是CMG中五个自由度即径向平动、转动和轴向平动，全部由主动磁轴承控制，控制精度更高，振动抑制能力更强。但是磁悬浮控制力矩陀螺中，不可避免的存在持续、高频振动，表现为与转子转速同频和倍频的谐波振动力。分析其原因，主要由转子不平衡和传感器谐波引起。前者由转子质量的不平衡引起，后者由于传感器检测面的圆度误差、材质不理想、电磁特性不均匀等原因引起。

谐波振动抑制可以分为零电流、零位移和零振动三类，其中零电流可以用最少的计算量和功耗抑制大部分的振动。现有技术主要针对单一频率的干扰进行抑制，对于谐波扰动抑制研究相对较少，主要有并联多陷波器或多个LMS滤波器、重复控制RC算法等。但并联多陷波器不能针对所有振动同时抑制，计算量大，且需要考虑不同滤波器间的收敛速度问题，设计起来比较复杂；而重复控制RC算法则无需并联多个滤波器便可实现对不同频率成分振动的同时抑制。重复控制RC算法是根据内模原理实现系统零静态误差的一种方法，而现有的应用于磁悬浮转子控制系统的重复算法均没有考虑针对特定频段谐波抑制问题和系统的动态响应性能等问题。

针对磁轴承谐波的抑制大致分为零电流、零位移和零振动三种。现有技术主要集中在零电流方面，因为抑制电路的方式，功耗最小，结构稳定，不需要被控对象的数学模型，当参数发生摄动的时候也能有较好的鲁棒性，主要有滤波器、重复控制、干扰观测器等，但是由于负位移刚度力的存在往往会导致同频振动力有残余，针对零振动的直接抑制研究较少，因此有必要进行研究。同时，传统方法选择设计一个控制器进行双通道的谐波抑制，像同步旋转坐标法，虽然能够降低控制器的数量，但是实际情况下发现，双通道控制器需要两路信号正交的前提并不总是满足，因此在吸收现有技术优点的基础上，构建针对单通道的虚拟正交信号至关重要。

发明内容

本发明的目的为：克服现有技术的不足，提供一种基于多谐波逆Park变换的磁悬浮转子谐波振动力抑制方法，通过设计同频和倍频逆Park变换控制器，实现磁悬浮转子任意定转速下振动力的快速、精确抑制。

本发明采用的技术方案为：一种基于多谐波逆Park变换的磁悬浮转子谐波振动力抑制方法，首先建立含质量不平衡和传感器谐波的磁悬浮转子动力学模型，然后采用了基于MHIP控制器的磁悬浮转子谐波电流抑制方法。该控制器使用逆Park变换的输出作为Park变换的输入，构建了虚拟正交信号解决了X和Y通道不能保持正交的问题。同时，提出一种改进闭环低通滤波器谐波检测的方法，解决了传统开环检测在高速范围内精度较低的问题。最后，引入补偿相位角提高系统稳定裕度，保证了系统全转速范围内的稳定。本发明中的MHIP控制器结构简单，检测精度高，能对磁悬浮转子中的谐波振动力有效抑制，适用于存在质量不平衡和传感器谐波的磁悬浮转子系统振动力抑制。

具体包括以下步骤：

步骤(1)基于陀螺技术方程和牛顿第二定律，建立含质量不平衡和传感器谐波的磁悬浮转子动力学模型

磁悬浮转子径向平动、转动和轴向平动五个自由度都由主动磁轴承控制。以磁悬浮转子平面与A、B两端的磁悬浮定子中心点连线的交点N作为坐标原点，建立广义坐标系。在该坐标系下，有磁悬浮转子惯性轴位移h_I＝(x_I,β_I,y_I,α_I)^T和几何轴位移h_g＝(x_g,β_g,y_g,α_g)^T。

根据牛顿第二定律，磁悬浮转子在径向X方向的动力学方程如下：

其中，m是磁悬浮转子的质量，f_ax和f_bx是径向磁轴承两个通道在x方向的磁轴承力，f_x为转子在x方向受到的磁轴承合力；

通常情况下，可认为转子悬浮在平衡位置时仅发生微小的位移运动，并且四个通道的磁轴承参数假设完全相同，因此对非线性磁轴承力方程进行Taylor展开得到近似的线性化方程为：

f_m＝K_ii_m+K_hh_m

其中，K_i和K_h分别为电流刚度系数和位移刚度系数，i_m为径向磁轴承线圈电流，h_m为磁轴承坐标系下转子的几何位移；

转子质量不平衡导致转子惯性轴和几何轴不重合而产生偏差，对于含有质量不平衡的转子系统，有：

h_g＝h_I+Δh

其中，h_I为转子惯性轴位移，h_g为转子几何轴位移，Δh为质量不平衡引起的位移扰动：

其中，ε和χ表示静不平衡位移的幅值和初始相位；σ和δ表示动不平衡位移的幅值和初始相位；

由于在加工转子的过程中，机械精度误差和材料不均匀等因素的影响，位移传感器的检测面会有圆度不理想、材质不均匀和剩磁特性不同等状况，位移传感器输出信号带有同频和倍频的谐波干扰，因此传感器实际测得的位移h_ss为：

h_ss＝h_s+h_sr

其中，h_sr为传感器谐波，可以表示为：

其中，s_ax0、s_bx0、s_ay0和s_by0分别表示传感器谐波中的直流分量，i为谐波的次数，s_ai和s_bi分别表示A、B两端传感器谐波第i次谐波分量的幅值，a_si和b_si分别表示第i次谐波分量的初始相位；

将上述各量分别进行拉普拉斯变换，同时系统PID控制器、功率放大器和磁悬浮转子传递函数分别假定为G_c(s)、G_w(s)和G_p(s)，得到含转子质量不平衡和传感器谐波误差的磁轴承转子系统的动力学方程为：

进一步，可以得到振动力的表达式为：

其中，S(s)表示系统灵敏度函数：

从上式可以看出，由于质量不平衡和传感器谐波，振动力中会存在与转速同频和倍频的成分，因此，要实现对振动力完全抑制的目标，不仅需要抑制同频分量，还需要考虑倍频分量。

步骤(2)设计基于多谐波逆Park变换的磁悬浮转子谐波振动力抑制方法

以振动力为抑制目标，多个MHIP控制器以并联负反馈的形式接入原转子系统，将倍频电流i_x作为倍频控制器的输入，将振动力f作为同频控制器的输入，多个控制器的输出反馈到原闭环系统功放模块的输入端，MHIP控制器的具体设计分为如下三个步骤：

①逆Park变换锁相环：根据磁悬浮转子系统在特定转频下产生的不同阶次的振动，进行MHIP控制器的构建，该控制器使用一个Park变换和一个逆Park变换，所用的转速来自霍尔传感器提供，使用逆Park变换的Y通道的输出作为Park变换的Y通道的输入，即构建了X通道的虚拟正交信号，有效解决了传统双通道谐波输入，谐波不能保证完全正交的问题；

②改进低通滤波器检测，MHIP控制器中，低通滤波器对直流量的提取性能决定了谐波检测的精度，针对传统控制方法采用开环低通检测在高速范围内精度较低的问题，提出了改进低通滤波器闭环检测方案，有效地提高了谐波检测的精度；同时加入了相位补偿角，根据系统稳定性条件选择不同的附加相位角，保证了系统在各个转速下稳定运行。

③使用振动力作为同频MHIP控制器的输入，使用谐波电流作为倍频MHIP控制器的输入，经MHIP辨识后的同频和倍频反馈信号，能有效解决残余位移刚度力的影响，实现对磁轴承转子振动力的完全抑制。

所述的步骤(2)谐波振动力抑制算法为：

①逆Park变换锁相环：

Park变换是常见的三相电处理中的一步，通过Park变换律，相互垂直的两个通道的交流信号可以转化为直流信号，即原本静止坐标系中的两相坐标转换为旋转坐标系中的坐标。这种使用方法的前提是，假定X和Y两路通道的信号幅值相同、相位相差90°。但是转子在高速旋转时，其位移轨迹并不总是一个理想的圆，也就是两个通道的幅值和相位不是一直满足假定，因此提出使用逆Park变换，构造X通道的虚拟正交信号来消除特定次谐波分量；

Park变换矩阵和逆Park变换矩阵分别表示为：

其中，v_α、v_β表示X和Y通道两路信号，v_α'、v_β'表示经过MHIP控制器的输出信号，Ω表示系统的转速，其余各量为MHIP控制器内的过程量；

使用逆Park变换的Y通道的输出作为Park变换的Y通道的输入，表达式如下：

v_β＝v_β'

②改进闭环低通滤波器检测：

传统的检测方法多为开环低通滤波器设计，虽然这种方法简单易于实现，但是开环检测精度一般较低，并且存在严重的相位滞后。MHIP中需要低通滤波器将当前时刻的谐波直流分量提取出来，再通过逆Park变换将重构的谐波以负反馈的形式补偿到原有系统，因此需要较好的实时性和高精度性，因此提出一种改进的闭环检测方法，有效提高检测精度并减少相位滞后。同时低通滤波器环节使用二阶巴特沃斯低通滤波器，并根据实际系统选择合适的截止频率，在滤波性能和检测的快速性之间达到平衡；

所设计的二阶巴特沃斯低通滤波器的表达式如下：

其中f_c表示二阶低通滤波器的截止频率；

改进闭环低通滤波器的传递函数表示为：

③控制器整体设计：

首先构建各个所需阶次的MHIP控制器，同时添加相位补偿角提高系统的稳定裕度，使用不同的附加相位角输入保证系统各个转速下的绝对稳定。

使用振动力作为同频振动抑制的输入，使用谐波电流作为倍频振动抑制的输入，经MHIP控制器后的输出为：

f_t＝(K_ii_x+K_hx)G_t

i_b＝i_xG_b

其中，G_t、G_b为设计的同频和倍频控制器传递函数；

因此，磁悬浮转子系统功放的输出电流为：

-((K_hx+K_ii_x)G_t+i_xG_b)G_w-K_sxG_cG_w＝i_x

其中，G_c、G_w分别为PID控制器和功率放大器的传递函数，x为磁轴承转子的几何位移。

本发明基本原理在于：对于磁悬浮转子来讲，其振动的主要来源是质量不平衡和传感器谐波。本发明针对谐波振动力进行抑制，减少电流刚度力和位移刚度力。通过建立含质量不平衡和传感器谐波的磁悬浮转子动力学模型，提出一种基于多谐波逆Park变换的磁悬浮转子谐波振动力抑制方法。

该方法重点从以下三个方面进行了论述：针对实际磁悬浮转子系统在某一固定转速下产生的谐波振动力，对转子谐波来源进行了动力学建模分析；根据转子转速设计了针对固定转速的逆Park变换控制器，对同频和倍频同时抑制得到多谐波逆Park控制器；对低通滤波器在MHIP模块中起到的关键作用进行分析，提出使用二阶巴特沃斯低通滤波器，同时采用改进闭环低通滤波器检测。

本发明与现有技术相比的优点在于：传统电流控制的算法，由于位移刚度力的存在，只对电流的抑制不能完全消除振动，因此针对同频和倍频振动力的直接抑制是控制器设计的选择；传统算法假定X和Y方向信号幅值相等和相位相差90°，利用一个控制器实现对双通道的谐波控制，忽略了实际中会出现假定不满足的情况，因此提出针对单通道信号构建其虚拟正交信号；针对传统控制方法采用开环低通检测在高速范围内精度较低的问题，在逆Park变化中引入了高精低通滤波器检测的方法，有效提高检测精度。

附图说明

图1为本发明的流程图；

图2为全主动磁悬浮转子系统结构示意图；

图3为转子质量不平衡示意图；

图4为传感器谐波示意图；

图5为磁悬浮转子基本控制系统框图；

图6为含质量不平衡和传感器谐波的磁轴承控制系统框图；

图7为逆Park变换示意图；

图8为MHIP控制器具体结构框图；

图9为MHIP中改进闭环低通滤波器检测。

具体实施方式

下面结合附图以及具体实施例进一步说明本发明。

如图1所示，本发明的一种基于多谐波逆Park变换的磁悬浮转子谐波振动力抑制方法的实施过程是：首先建立含质量不平衡和传感器谐波的磁悬浮转子动力学模型和转子磁轴承力模型；然后根据提出的一种基于多谐波Park变换的磁悬浮转子谐波振动力抑制方法，设计MHIP控制器进行转子谐波振动力的抑制。

具体实现如下：

步骤(1)建立含质量不平衡和传感器谐波的磁悬浮转子动力学模型和转子磁轴承力模型

磁悬浮转子系统结构示意图如图2所示，由位移传感器1、径向磁轴承2、轴向磁轴承3、磁悬浮高速转子4组成，O和C分别对应磁悬浮转子惯性中心和几何中心，以W为中心建立惯性坐标系XYZ。图3是转子质量不平衡示意图，包括静不平衡和动不平衡,设C_G和C_I分别为磁悬浮高速转子几何轴和惯性轴的中点，则静不平衡即C_G和C_I的距离，动不平衡即几何轴和惯性轴的夹角。磁悬浮转子径向平动、转动和轴向平动五个自由度都由主动磁轴承控制。以磁悬浮转子平面与A、B两端的磁悬浮定子中心点连线的交点N作为坐标原点，建立广义坐标系。在该坐标系下，有磁悬浮转子惯性轴位移h_I＝(x_I,β_I,y_I,α_I)^T和几何轴位移h_g＝(x_g,β_g,y_g,α_g)^T。

根据牛顿第二定律，磁悬浮转子在径向X方向的动力学方程如下：

其中，m是磁悬浮转子的质量，f_ax和f_bx是径向磁轴承两个通道在x方向的磁轴承力，f_x为转子在x方向受到的磁轴承合力；

通常情况下，可认为转子悬浮在平衡位置时仅发生微小的位移运动，并且四个通道的磁轴承参数假设完全相同，因此对非线性磁轴承力方程进行Taylor展开得到近似的线性化方程为：

f_m＝K_ii_m+K_hh_m

其中，K_i和K_h分别为电流刚度系数和位移刚度系数，i_m为径向磁轴承线圈电流，h_m为磁轴承坐标系下转子的几何位移；

转子质量不平衡导致转子惯性轴和几何轴不重合而产生偏差，对于含有质量不平衡的转子系统，有：

h_g＝h_I+Δh

其中，h_I为转子惯性轴位移，h_g为转子几何轴位移，Δh为质量不平衡引起的位移扰动：

其中，ε和χ表示静不平衡位移的幅值和初始相位；σ和δ表示动不平衡位移的幅值和初始相位；

由于在加工转子的过程中，机械精度误差和材料不均匀等因素的影响，位移传感器的检测面会有圆度不理想、材质不均匀和剩磁特性不同等状况，位移传感器输出信号带有同频和倍频的谐波干扰，如图4所示。其中，O_s、O_I和O_g分别表示位移传感器电性能中心、磁悬浮转子几何中心和惯性中心；u₀为磁间隙，通常设计为双边0.22mm。传感器实际测得的位移h_ss为：

h_ss＝h_s+h_sr

其中，h_sr为传感器谐波，表示为：

其中，s_ax0、s_bx0、s_ay0和s_by0分别表示传感器谐波中的直流分量，i为谐波的次数，s_ai和s_bi分别表示A、B两端传感器谐波第i次谐波分量的幅值，a_si和b_si分别表示第i次谐波分量的初始相位；

将上述各量分别进行拉普拉斯变换，同时系统PID控制器和功率放大器传递函数分别假定为G_c(s)和G_w(s)，得到含转子质量不平衡和传感器谐波误差的磁轴承转子系统的动力学方程为：

包含转子质量不平衡和传感器谐波误差的转子系统整体框图如图5所示，其中G_c(s)和u_c为PID控制器和其输出，G_w(s)和i为功率放大器和其输出电流，K_i和K_h为电流刚度系数和位移刚度系数，f_m和f为不同坐标系下的磁轴承力，G_p(s)为磁悬浮转子。

进一步，可以得到振动力的表达式为：

其中，S(s)表示系统灵敏度函数：

根据磁轴承力的不同产生形式可以将广义力分为电流刚度力和位移刚度力：

根据磁轴承力的振动频率同样可以将广义力分为同频力f_syn和倍频力f_har：

其中，h_syn和h_har分别代表传感器谐波中的同频和倍频分量。

由此可见，转子质量不平衡Δh一方面通过磁轴承本身产生位移刚度力，另一方面通过磁轴承控制器和电流刚度系数产生电流刚度力；传感器谐波h_sr则只产生电流刚度力。同时，磁轴承系统的同频振动f_syn与转子质量不平衡和传感器谐波同频分量有关；倍频振动f_har则只与传感器谐波的倍频分量有关。因此，要实现对振动力完全抑制的目标，不仅需要抑制同频分量，还需要考虑倍频分量。

步骤(2)设计基于多谐波逆Park变换的磁悬浮转子谐波振动力抑制方法

针对步骤(1)磁悬浮转子系统存在谐波振动力这一问题，本发明采用一种基于多谐波逆Park变换的磁悬浮转子谐波振动力抑制方法。

现有双通道谐波抑制方法都是基于磁轴承转子系统中X和Y通道信号具有幅值相等、相位相差90°的假定，但是通过示波器波形和理论计算分析发现，转子在高速旋转时，其位移轨迹并不总是一个理想的圆，也就是两个通道的幅值和相位不是一直满足假定。分析其原因在于，实际的电磁轴承转子系统中，尽管可以使用相同的控制参数来改善各向同性，但x和y方向的各向异性是不可避免的，这种现象会极大地限制基于双通道的控制器性能，影响控制器的振动抑制精度。

首先，Park变换是常见的三相电处理中的一步，通过Park变换律，相互垂直的两个通道的交流信号可以转化为直流信号，即原本静止坐标系中的两相坐标转换为旋转坐标系中的坐标，如图6所示，提出使用逆Park变换，使用逆Park变换的Y通道的输出作为Park变换的Y通道的输入，构造X通道的虚拟正交信号来消除特定次谐波分量，表达式如下：

v_β＝v_β'

MHIP控制器的具体结构如图7所示，采用多个控制器并联的形式，分别对同频和各阶倍频振动力进行振动抑制，同时加入并联低通滤波器抑制残余直流偏移分量，Park变换矩阵和逆Park变换矩阵分别表示为：

其中，v_α、v_β表示X和Y通道两路信号，v_α'、v_β'表示经过MHIP控制器的输出信号，Ω表示系统的转速，其余各量为MHIP控制器内的过程量；

综上所示，MHIP控制器的具体抑制过程可描述为，首先利用Park变换的X通道输入系统谐波信号，由于与构造的Y通道虚拟信号正交，与参考信号同频的谐波分量经过Park变换实现从交流量到直流量的转变，然后通过低通滤波器完成直流信号的提取，最后通过逆Park变换完成谐波的复现和虚拟正交信号的更新。

其次，如图8所示，其中框1是Park变换环节，kΩ代表不同的转速，框2是提出的改进低通滤波器环节。传统的检测方法多为开环低通滤波器设计，虽然这种方法简单易于实现，但是开环检测精度一般较低，并且存在严重的相位滞后。MHIP中需要低通滤波器将当前时刻的谐波直流分量提取出来，再通过逆Park变换将重构的谐波以负反馈的形式补偿到原有系统，因此需要较好的实时性和高精度性，提出一种改进的闭环检测方法，有效提高检测精度并减少相位滞后。同时低通滤波器环节使用二阶巴特沃斯低通滤波器，并根据实际系统选择合适的截止频率，在滤波性能和检测的快速性之间达到平衡；

所设计的二阶巴特沃斯低通滤波器的表达式如下：

其中f_c表示二阶低通滤波器的截止频率；

改进闭环低通滤波器的传递函数表示为：

最后，以径向X方向为例，系统的整体实现过程如图9所示，图9为简化后的含转子质量不平衡和传感器谐波误差的转子系统整体框图，详细框图如图5，i_x和f_x为同频MHIP和倍频MHIP控制器的输入，前者为电流，后者为利用K_i和K_h构造的等效振动力。

在构建各个所需阶次的MHIP控制器后，根据系统的状态，添加相位补偿角提高系统的稳定裕度，使用不同的附加相位角输入可以保证系统各个转速下的绝对稳定。使用振动力作为同频振动抑制的输入，使用谐波电流作为倍频振动抑制的输入，经MHIP控制器后的输出为：

f_t＝(K_ii_x+K_hx)G_t

i_b＝i_xG_b

其中，G_t、G_b为设计的同频和倍频控制器传递函数；

因此，磁悬浮转子系统功放的输出电流为：

-((K_hx+K_ii_x)G_t+i_xG_b)G_w-K_sxG_cG_w＝i_x

其中，G_c、G_w分别为PID控制器和功率放大器的传递函数，x为磁轴承转子的几何位移。

本发明说明书中未作详细描述的内容属于本领域专业技术人员公知的现有技术。

Claims (2)

1.一种基于多谐波逆Park变换的磁悬浮转子谐波振动力抑制方法，其特征在于：包括以下步骤：

步骤1：建立含质量不平衡和传感器谐波的磁悬浮转子动力学模型和转子磁轴承力模型；

含质量不平衡和传感器谐波的磁悬浮转子动力学模型如下：

其中，M是广义质量矩阵；G是陀螺矩阵；h_I是磁悬浮转子惯性轴位移；K_s、K_i和K_h分别为传感器增益系数、电流刚度系数和位移刚度系数；G_c(s)和G_w(s)分别为PID控制器和功率放大器传递函数；

表示磁轴承坐标系、传感器坐标系和广义坐标系两两之间位移的坐标变换关系；

Δh为质量不平衡引起的位移扰动，具体公式如下：

其中，ε和χ表示静不平衡位移的幅值和初始相位；σ和δ表示动不平衡位移的幅值和初始相位；Ω表示磁悬浮转子转速；

h_sr为传感器谐波，具体公式如下：

其中，s_ax0、s_bx0、s_ay0和s_by0分别表示传感器谐波中的直流分量，i为谐波的次数，s_ai和s_bi分别表示A、B两端传感器谐波第i次谐波分量的幅值，a_si和b_si分别表示第i次谐波分量的初始相位；w表示转子转速；

磁轴承转子系统磁轴承力模型如下：

其中，S(s)表示系统灵敏度函数，G_p(s)为转子系统的传递函数，具体公式如下：

步骤2：设计基于多谐波逆Park变换的磁悬浮转子谐波振动力抑制方法；

根据步骤1所提出磁悬浮转子动力学模型，以振动力为抑制目标，设计多谐波逆Park变换控制器，即MHIP控制器，该控制器以并联负反馈的形式接入原磁悬浮转子系统，将倍频电流i_x作为倍频控制器的输入，将振动力f作为同频控制器的输入，MHIP控制器的输出反馈到原磁轴承转子闭环系统功放模块的输入端，该振动力抑制方法的实现包括如下三个方面：

(1)逆Park变换锁相环：此部分为MHIP控制器的主体部分，根据磁悬浮转子系统在特定转频下产生的不同阶次的振动，进行控制器主体部分的构建，其使用一个Park变换和一个逆Park变换，所用的转速来自霍尔传感器提供，同时使用逆Park变换的Y通道的输出作为Park变换的Y通道的输入，即构建了X通道的虚拟正交信号；同时在Park变换环节，根据磁悬浮转子系统稳定性条件加入不同的相位补偿角，保证磁悬浮转子系统在不同转速下稳定运行；

(2)改进低通滤波器检测：此部分为MHIP控制器的谐波检测部分，改进传统控制方法中采用开环低通检测的方案，提出使用闭环检测设计低通滤波器环节，实现对谐波信号的提取；

(3)MHIP控制器的输入：此部分为MHIP控制器的输入信号选择，使用振动力作为同频MHIP控制器的输入，使用谐波电流作为倍频MHIP控制器的输入，经MHIP控制器辨识后得到同频和倍频反馈信号。

2.根据权利要求1所述的基于多谐波逆Park变换的磁悬浮转子谐波振动力抑制方法，其特征在于：所述MHIP控制器的设计实现包括：

(1)逆Park变换锁相环：

首先使用Park变换矩阵，相互垂直的两个通道的交流信号可以转化为直流信号，即原本静止坐标系中的两相坐标转换为旋转坐标系中的坐标，假定X和Y两路通道的信号幅值相同、相位相差90°；然后针对实际中磁轴承转子旋转时两路通道不满足上述幅值和相位的假定，使用逆Park变换矩阵，构造X通道的虚拟正交信号；

Park变换矩阵和逆Park变换矩阵分别表示为：

其中，v_α、v_β表示X和Y通道两路信号，v_α'、v_β'表示经过MHIP控制器的输出信号，Ω表示系统的转速，θ是附加相位角，其余各量为MHIP控制器内的过程量；

使用逆Park变换的Y通道的输出作为Park变换的Y通道的输入，表达式如下：

v_β＝v_β′

(2)改进低通滤波器检测

提出一种改进的闭环检测设计方法，同时低通滤波器环节使用二阶巴特沃斯低通滤波器，并根据实际系统选择合适的截止频率，在滤波性能和检测的快速性之间达到平衡；

所设计的二阶巴特沃斯低通滤波器的表达式如下：

其中f_c表示二阶低通滤波器的截止频率；

改进闭环低通滤波器的传递函数表示为：

(3)MHIP控制器的输入

使用振动力作为同频MHIP控制器的输入，使用谐波电流作为倍频MHIP控制器的输入，经控制器辨识后的同频f_t和倍频i_b输出为：

f_t＝(K_ii_x+K_hx)G_t

i_b＝i_xG_b

其中，G_t、G_b为设计的同频和倍频MHIP控制器传递函数；

由此，得到反馈至磁悬浮转子系统功放后的输出电流为：

-((K_hx+K_ii_x)G_t+i_xG_b)G_w-K_sxG_cG_w＝i_x

其中，G_c、G_w分别为PID控制器和功率放大器的传递函数，x为磁轴承转子的几何位移。

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