CN111434106B

CN111434106B - 固体摄像装置和ab级超源跟随器

Info

Publication number: CN111434106B
Application number: CN201880073775.8A
Authority: CN
Inventors: 樋口真浩
Original assignee: Nuvoton Technology Corp Japan
Current assignee: Nuvoton Technology Corp Japan
Priority date: 2017-11-29
Filing date: 2018-11-06
Publication date: 2023-03-03
Anticipated expiration: 2038-11-06
Also published as: US20200275041A1; WO2019107084A1; CN111434106A; US11343457B2; JPWO2019107084A1; JP7323454B2

Abstract

通过将驱动固体摄像装置的列并列单斜率型ADC的参照斜坡信号的超源跟随器的输出缓冲器设为AB级反馈结构，从而使放大晶体管的漏极电压的上限不被反馈可变电流源的栅极源极间电压限制，所述AB级反馈结构以放大器放大流过放大晶体管的电流变动的信号来控制反馈可变电流源。

Description

固体摄像装置和AB级超源跟随器

技术领域

本发明涉及对用于固体摄像装置的ADC(Analog to Digital Converter：模数转换器)的参照斜坡信号进行驱动的DAC(Digital toAnalog Converter：数模转换器)电路的输出缓冲器。

背景技术

通常，在固体摄像装置中，内置有与像素阵列的各列对应的ADC，在水平扫描期间内利用一次处理像素阵列一行的量的像素输出信号的AD转换的列并列AD转换方式，作为ADC的电路方式，使用收敛于由像素间距决定的各列宽度的区域的电路规模小的单斜率型ADC(以下记载为SS-ADC)。

另外，已知在SS-ADC中具备向全列ADC供给共同的参照斜坡信号的DAC，在该DAC的输出级中利用作为低输出阻抗的缓冲电路的超源跟随器的方法。

另外，在专利文献1中公开了在DAC的输出级中使用混合AB级超源跟随器的现有技术。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：美国专利第7733182号说明书

发明内容

发明所要解决的课题

然而，在高像素的固体摄像装置中，为了削减因高速驱动或电路规模的增大、由大面积引起的负载的增大而增加的消耗电力，要求模拟电源电压的低电压化(第一要求)。

另一方面，参照斜坡信号需要能够与像素的饱和振幅电压相比较的电压振幅，因此即使在模拟电源电压被低电压化的情况下，DAC输出电压振幅也要求确保同等的振幅(第二要求)。

然而，若将专利文献1所公开的现有技术用于DAC输出缓冲器，则存在无法满足上述的第一、第二要求的课题。

鉴于所述课题，本发明提出了输入输出范围不被模拟电源电压限制，与现有技术相比更低输出阻抗的新的AB级超源跟随器，通过利用于驱动固体摄像装置的SS-ADC的参照斜坡信号的DAC输出缓冲器，提供一种固体摄像装置，该固体摄像装置即使在像素数多的情况下也能够充分抑制条纹和随机横线噪声，即使在低电源电压下也能够使像素输出的有效范围最大化。

用于解决课题的手段

本发明的一个方式的固体摄像装置具备具有多个受光部的像素阵列部和生成并输出参照斜坡信号的DAC电路，其中，所述DAC电路具有参照信号产生电路和输出缓冲器，利用所述输出缓冲器将由所述参照信号产生电路生成的所述参照斜坡信号共同地以低输出阻抗供给至多个比较器，所述输出缓冲器具备：第一可变电流源，在向负载供给电流时，向所述负载供给电流；第二可变电流源，从所述负载引入电流；以及反馈电路，进行所述第一可变电流源和所述第二可变电流源的电流控制。

本发明的一个方式的AB级超源跟随器具备：第一晶体管，栅极与输入端子连接，源极与输出端子以及第一恒定电流源连接，漏极与第二恒定电流源连接；第一可变电流源，与所述输出端子连接，在需要向与所述输出端子连接的负载供给电流时，向所述负载供给电流；第二可变电流源，与所述输出端子连接，在需要来自所述负载的电流流入时，从所述负载引入电流；以及反馈电路，与所述第一晶体管的漏极连接，基于对流过所述第一晶体管的电流的变动进行感测并放大后的信号，互补地控制所述第一可变电流源和所述第二可变电流源的电流。

发明效果

若将本发明的AB级超源跟随器利用于驱动固体摄像装置的参照斜坡信号的DAC的输出缓冲器，则能够相对于电源电压范围确保较大的参照斜坡信号振幅，因此，即使应用于电源电压的低电压化、像素饱和输出大的固体摄像元件，也能够确保斜坡信号振幅足够大。另外，由于本发明的AB级超源跟随器的输出阻抗比以往小，因此起到能够得到减少了条纹和随机横线噪声的良好画质的效果。

附图说明

图1是本发明的实施方式1的AB级超源跟随器的整体结构图。

图2是本发明的实施方式1的AB级超源跟随器的内部结构图。

图3是表示一般的混合AB级超源跟随器的图。

图4是表示本发明的实施方式1的AB级超源跟随器的图。

图5是本发明的实施方式1的动作时序图。

图6是表示本发明的实施方式1的其他AB级超源跟随器的图。

图7是表示本发明的实施方式1的其他AB级超源跟随器的图。

图8是表示本发明的实施方式1的其他AB级超源跟随器的图。

图9是表示本发明的实施方式1的其他AB级超源跟随器的图。

图10是表示本发明的实施方式1的其他电流控制电路的结构的图。

图11是表示本发明的实施方式2的固体摄像装置的图。

图12是表示本发明的实施方式2的单位像素的结构的图。

图13是本发明的实施方式2的固体摄像装置的动作时序图。

具体实施方式

(实施方式1)

以下，参照附图对本发明的实施方式1的固体摄像装置进行说明。

图1是本发明的实施方式1的固体摄像装置所使用的AB级超源跟随器的整体结构图。

如图1所示，本发明的实施方式1的固体摄像装置所使用的AB级超源跟随器构成为包括输入端子Vin、输出端子Vout、晶体管208、可变电流源(结构为源极接地晶体管)209和210、恒定电流源106和107、反馈电路300、放大器301、以及电流控制电路302。

作为基本的动作，当由于向输出端子Vout的负载电流变动而流过晶体管208的源极漏极路径的电流变动时，反馈电路300在内部的放大器301中将该变动放大后，在电流控制电路302中以该放大信号为基础向可变电流源209、210输出控制信号，控制可变电流源209、210的电流，以抵消流过晶体管208的源极漏极路径的电流变动。

以下为详细说明，为了使说明容易，使用具体表示放大器301和电流控制电路302的内部结构、各电流源的电路结构的图2进行说明。另外，以输入单调减少的参照斜坡信号作为输入信号Vin的情况为例进行说明。

在图2中，恒定电流源106、107、108以及可变电流源209、210由源极接地晶体管构成。放大器301是由栅极电压被固定为规定的电位的晶体管211和恒定电流源108构成的栅极接地放大器。恒定电流源106的电流设定为与恒定电流源107、108的电流的合计相等。

另外，电流控制电路302由电流驱动电路303和偏压电路304构成，所述电流驱动电路303根据放大器301的输出来驱动可变电流源209、210的栅极电压，所述偏压电路304将可变电流源209、210的直流电流设定为期望的电流。

当从输入端子Vin输入参照斜坡信号时，Vout的电压开始下降，电流从参照斜坡信号路径的配线电容、全列ADC的比较器电容的负载流入。此时，恒定电流源107开始引入电流，晶体管208的源极漏极路径的电流减少，但由于恒定电流源106的电流恒定，因此晶体管208的漏极电压上升。

放大器301中，晶体管211的栅极被电位固定，晶体管208的漏极与晶体管211的源极连接，因此，通过晶体管211的电导对晶体管208的漏极电压的上升进行放大，作为上升方向的电压变动而输出。

电流驱动电路303以1倍放大率生成具有与放大器301的输出不同的电压差的同相信号，驱动可变电流源209、210的栅极。

即，可变电流源209、210的栅极电压分别在上升方向上被控制，因此可变电流源209的栅极源极间电压减少，电流也减少，可变电流源210的栅极源极间电压增加，因此电流增加。

因此，从负载流入的电流被可变电流源210引入，恒定电流源107的电流被维持，因此晶体管208的源极漏极路径的电流也被维持。

在此，为了容易理解本发明，参照附图对一般的电路进行说明。

图3表示一般的源极跟随器的电路图。

该电路根据晶体管205的电流变动经由节点Vx控制可变电流源206的栅极，并且通过由晶体管204和恒定电流源104构成的栅极接地放大器进行放大，经由节点Vy控制可变电流源207的栅极，从而成为AB级反馈结构。

该输出阻抗由下式表示。

Ro≒1/[gm1×ro1(gm2+gm3×gm4×ro3)]…(式1)

但是，gm1是晶体管205的电导，gm2是可变电流源206的电导，gm3是晶体管204的电导，gm4是可变电流源207的电导，ro1是晶体管205的源极漏极间电阻，ro3是晶体管204的源极漏极间电阻。

从(式1)可知，通过由晶体管204的电导gm3和可变电流源207的电导gm4引起的减少效果，阻抗降低。

根据该结构，对于相对于负载的充放电的双向，能够通过反馈控制将可变电流源206和207的电流自动地调整为与参照斜坡信号倾斜相应的电流，因此能够以低阻抗维持该状态，由于电流仅在需要时增加，所以也不消耗多余的电力。

关于这一点，使用图3在以下进行详细说明。

在图3中，流过可变电流源206的电流由节点Vx的电压与电源电压之差(可变电流源206的栅极源极间电压)控制，根据节点Vx的直流电压来决定可变电流源206以及207的直流电流。相对于栅极接地的晶体管204的栅极电位Vbias，由使流过晶体管204的电流与恒定电流源104的电流相等的栅极源极间电压决定Vx的直流电压。

通过由作为栅极接地的晶体管204和可变电流源206的复制品的晶体管202、203和恒定电流源102、103构成的偏压电路来生成Vbias电压。通过使恒定电流源102的电流与恒定电流源104的电流相等，晶体管202的栅极源极间电压与晶体管204的栅极源极间电压相等，节点Vx＿rep与节点Vx的直流电压也一致，因此能够使流入晶体管203和206的直流电流相等。由于流过晶体管203的电流能够由恒定电流源103和102的差电流决定，所以能够通过恒定电流源103的电流来设定可变电流源206的直流电流。

然而，可变电流源206和207的电流必须被设定为，即使当参照斜坡信号以最大倾斜进行扫描时，也能够追随于与像素阵列的数量相应的参照斜坡信号路径和全列ADC的比较器输入电容的负载进行充放电的程度的电流。因此，参照斜坡信号的倾斜变得越陡，可变电流源206的栅极源极间电压越大，节点Vx的电位越低。

在此，在使电源电压低电压化的情况下，节点Vx的电位也平行地进一步下降，但需要将DAC输出电压振幅保持为同等，由于Vout的上限电压不会下降，所以节点Vx与Vout之间的电位差伴随低电压化而缩小。

即，由于晶体管205的漏极源极间电压变小，所以根据输入Vin和输出Vout的上限电压的条件，晶体管205有可能在非饱和区域动作。当进入非饱和区域时，晶体管205的电导gm1变小，式2所示的输出阻抗变大。

为了避免该状态，只能提高Vx的电位，并且必须确保可变电流源206和207的负载驱动的电流能力，因此，必然仅使可变电流源206的晶体管尺寸比(W/L)增大而尽量降低栅极源极间电压，但在该方法中在伴随着可变电流源206的面积增大的基础上，由于不能降低到子阈值电压以下，所以对策效果是有限的。

因此，在一般的情况下，在像素饱和振幅电压大、模拟电源电压低的情况下，不仅输出阻抗增大，还产生难以兼顾确保AD转换的输入范围和削减所消耗的电力的问题。

但是，本发明的实施方式的固体摄像装置、AB级超源跟随器能够解决上述的问题。其详细情况在后面叙述。

本发明的实施方式1的AB级超源跟随器的输出阻抗由下式表示。

Ro≒1/[gm1×gm3×(gm2+gm4)×ro1×ro3]…(式2)

但是，gm1是晶体管208的电导，gm2是可变电流源209的电导，gm3是晶体管211的电导，gm4是可变电流源210的电导，ro1是晶体管208的源极漏极间电阻，ro3是晶体管211的源极漏极间电阻。

比较(式1)和(式2)可知，在本发明的结构中，由于对可变电流源209的电导gm2施加放大器的放大率(gm3×ro3)，所以与现有技术相比，能够降低输出阻抗。

因此，通过将该电路用于驱动固体摄像装置的参照斜坡信号的DAC输出缓冲器，能够利用低输出阻抗的效果来抑制起因于各列的SS-ADC的比较器反转时的踢回的电流变动、起因于列电路的电源变动而进入到参照斜坡信号配线的耦合噪声。

另外，如(式2)所示，越增大可变电流源209、210的电导gm2、gm4，输出阻抗能够越减小。

作为增大电导的方法，可以举出增大可变电流源209、210的晶体管尺寸比(W/L)的方法和增加可变电流源209、210的直流电流的方法，但在作为驱动固体摄像装置的参照斜坡信号的DAC输出缓冲器利用的情况下，DAC大多配置在与像素区域以及列电路相邻的周边部，从芯片尺寸的观点出发，优选为小面积。因此，在本发明中采用了控制可变电流源209、210的直流电流的结构。另外，利用偏压电路304能够控制直流电流，因此还能够调整DAC的输出阻抗而进行画质的优化。

接着，对电流控制电路302的详细情况进行说明。

电流驱动电路303从偏压电路304接收控制信号，通过各自的栅极电压的直流电压来控制在没有向负载充放电的状态下流过可变电流源209、210的直流电流，能够使可变电流源209、210的电导gm2以及gm4变化来控制输出阻抗。

电流控制电路302的内部电路的直流动作点由于放大器301和电流控制电路302位于反馈环内，所以在没有向负载充放电的状态下，反馈以可变电流源209、210的各电流一致的方式工作，最终成为两栅极源极间电压确定时的动作点。

因此，若增大在偏压电路304的控制中设定的直流电流，则可变电流源209、210的栅极源极间电压一起增大，栅极电压间的电压差变小，相反，若减小直流电流，则栅极电压间的电位差变大。

这样，根据设定的直流电流，可变电流源209、210的栅极电压的直流电压的电压差变动，因此为了使动作中的输出阻抗稳定化，电流驱动电路303具备在将该电压差维持为恒定的状态下将放大器301的输出信号的交流电压与两栅极电压的直流电压叠加的功能。

此外，生成并维持所述栅极电压间的电压差的方法，能够通过在电流控制电路302中具备(A)(B)中的任一个功能来实现：(A)偏压电路304在内部具备与电流驱动电路303和可变电流源209、210的连接结构等价的复制品电路，生成应该向为了设定所希望的直流电流所需要的电流驱动电路303供给的控制信号，向电流驱动电路303输入；(B)电流驱动电路303具备采样保持电路，在没有向负载的充放电的状态下，基于来自偏压电路304的控制信号使可变电流源209、210中的任一方的栅极源极间电压确定，在通过反馈动作确定了另一方的栅极源极间电压之后，由所述采样保持电路保持栅极电压间的电压差，在产生向负载的充放电的状态下，使采样保持电路成为保持状态，解除基于来自偏压电路304的控制的所述任一方的栅极源极间电压的确定动作。

具备上述(A)的电流控制电路302由于可变电流源209、210的复制品不连接负载，因此能够利用处于没有充放电的状态，与反馈控制无关地生成控制信号，因此具有能够不依赖于动作状态地设定直流电流的特征。

另外，由于具备(B)的电流控制电路302在采样保持电路中保持没有向负载的充放电的状态、即输入Vin和输出Vout不变动时的两栅极电压的电压差，所以不需要从外部供给采样控制的定时信号，能够不需要如(A)那样的复制品电路而以小规模电路来实现，另外，偏压电路304仅在所述直流电流的确定动作时进行动作即可，除此以外的期间也能够削减电力。进而，由于在采样保持电路中保持的电压差的下限没有制约，例如在可变电流源209、210的电流极端大时等两栅极电压的大小关系即使同等或反转也能够进行动作，在这一点上，(B)具有能够应对比(A)宽的负载电流的优点。

接着，从低电源电压时的动作的观点出发，说明其优越性。

在图3所示的一般的结构中，如前所述，当可变电流源206的栅极源极间电压变大，晶体管205的漏极源极间电压低于饱和电压时，成为非饱和区域中的动作，输出阻抗变高，但在图1及图2所示的本发明的结构中，晶体管208的漏极与放大器301连接，因为没有直接连接到可变电流源209的栅极，所以成为可变电流源209的栅极源极间电压的变动不影响晶体管208的漏极电压的构造。

即，在电源电压降低的状态下，通过偏压电路304的控制，可变电流源209、210的直流电流增大，当由于可变电流源209的栅极源极间电压的增大而栅极电压降低时，放大器301的输出的直流动作点保持与栅极电压的电位差而下降，再次调整反馈系统整体的动作点，并且，放大器301的恒定电流源108为恒定电流，因此晶体管211的源极电压即晶体管208的漏极电压的直流动作点不变动。另外，该动作不仅针对由偏压电路304进行的直流电流的控制，在需要从可变电流源209向负载的供给电流多的情况下也以同样的原理进行动作。

因此，在输入端子Vin为最大电压且电源电压为规格范围的最小电压时，若设定放大器301内的晶体管211的栅极电压以使晶体管208和恒定电流源106的漏极源极间电压不低于饱和电压，则即使在低电压时也不会损害输入信号范围，能够维持低输出阻抗。

图4是表示本发明的实施方式1的AB级超源跟随器的图。

如图4所示，本发明的实施方式1的AB级超源跟随器构成为包括输入端子Vin、输出端子Vout、输出阻抗控制端子VB、采样保持控制端子SH、晶体管208、211、212、可变电流源214、209、210、恒定电流源106、107、108、MOS开关213、电容400、放大器301、电流驱动电路303、以及偏压电路304。

恒定电流源106、107、108以及可变电流源214、209、210由源极接地晶体管构成，恒定电流源106、107、108的栅极以任意的电压分别固定以使恒定电流源106的电流与恒定电流源107和恒定电流源108的合计相等。

放大器301是由栅极电压被固定为规定的电压的晶体管211和恒定电流源108构成的栅极接地放大器。晶体管211的源极、即晶体管208的漏极(节点N1)的直流电压由晶体管211使恒定电流源108的电流流过的栅极源极间电压决定，因此晶体管211的栅极的固定电压在恒定电流源106不进入非饱和区域的范围内尽可能高地设定。通常，恒定电流源的栅极电压在N型晶体管的情况下以接地电位为基准，并且在P型晶体管的情况下以电源为基准而生成，因此图4的恒定电流源106和晶体管211的栅极电压始终处于相对于电源相对地固定的状态。因此，即使电源电压下降，节点N1的直流电压也能够追随该变动而维持恒定电流源106不进入非饱和的状态。另外，节点N1的直流电压与电源电压的电压差是恒定电流源106的饱和电压左右，一般比子阈值电压小，因此能够以低电源电压使用。

电流驱动电路303具备由栅极连接有采样保持控制端子SH的MOS开关213和电容400构成的采样保持电路，放大器301的输出与可变电流源210的栅极和电容400的一端连接，电容400的另一端与可变电流源209的栅极和MOS开关213的一端连接，MOS开关213的另一端与偏压电路304的输出连接。

偏压电路304由可变电流源214和晶体管212构成，所述晶体管212的栅极与漏极连接、源极与电源连接，通过可变电流源214的栅极接收输入到偏压输入端子VB的电压并将其转换为电流，将其提供给形成二极管负载的晶体管212，通过电流电压转换，生成并输出控制可变电流源209、210的直流电流的控制电压。

此外，晶体管212和可变电流源209经由MOS开关213构成电流镜，成为晶体管长度相等的尺寸。

以下说明如上构成的AB级超源跟随器的动作，但在本实施方式中搭载有采样保持电路，因此作为动作状态存在采样期间和保持期间，因此与图4一起也参照时序图进行说明。

图5是本实施方式的动作时序图。

从时刻t1到时刻t2的时间是采样期间，除此以外的时间是保持期间。

从时刻t0到时刻t3的期间是输入端子Vin和输出端子Vout的电压保持恒定的状态，是不进行向通过了输出端子Vout的负载充放电的期间，需要在该期间内进行采样。

在此，在时刻t1，向采样保持控制端子SH输入控制脉冲，MOS开关213导通，将偏压电路304的输出N4的电压采样到电容400，同时确定偏压电路304的晶体管212和形成电流镜的可变电流源209的电流。

此时，在可变电流源210的电流小于可变电流源209的电流的情况下，输出端子Vout的电压由于差分电流而上升，晶体管208的栅极源极间电压变小，因此晶体管208的漏极N1上升。放大器301放大该变动并输出，使节点N2的电压上升而使可变电流源210的电流增加。相反，在可变电流源210的电流大的情况下，输出端子Vout的电压由于差分电流而下降，晶体管208的栅极源极间电压变大，因此晶体管208的漏极N1下降。放大器301放大该变动并输出，使节点N2的电压下降而使可变电流源210的电流减少。通过该反馈动作，最终可变电流源210的电流与可变电流源209的电流一致，直流电流暂时确定。

接着，在时刻t2，当输入到采样保持控制端子SH的控制脉冲结束采样时，以确定了所述直流电流的时间点的放大器301的输出N2的电压为基准，将所述采样的电压保持在电容400中。即，可变电流源209、210的栅极间的电压差被电容400保持。

此时，产生由MOS开关213的栅极与节点N3之间的寄生电容引起的保持电荷的再分配，在节点N3的电压中产生微小的偏移。

在该情况下，节点N3未从偏压电路304被驱动，因此经由电容400对可变电流源210的栅极N3的电压也附加同相的偏移。在可变电流源209、210的栅极电压上附加同相的偏移，两者的直流电流的增减成为相反方向，因此不被消除而产生微小的差分电流。该差分电流被晶体管208的漏极源极间电流的变动吸收而最终稳定。

通过以上一系列的动作，确定可变电流源209、210的直流电流。

之后，当在时刻t3输入端子Vin的电压成为单调减少的斜坡信号时，晶体管208的栅极源极间电压开始减少，晶体管208的漏极源极间电流减少，晶体管208的漏极N1的电压上升。于是，通过放大器301节点N2的电压上升，经由电容400节点N3的电压也上升。此时，在大致维持保持的电压差的状态下，节点N2和节点N3以同相变化。因此，节点N3与栅极连接的可变电流源209的电流减少，节点N2与栅极连接的可变电流源210的电流增加，电流通过输出端子Vout从负载被引入。由此，输出端子Vout的电压开始下降，之后，始终通过反馈动作，维持在晶体管208的漏极源极间电流不变化的状态。

若是理想的电路，则在输入端子Vin以恒定的倾斜转变的时刻t3至时刻t4之间，节点N2和节点N3成为用虚线表示的恒定值，但实际上电压如实线那样变化。

其原因是由可变电流源209的栅极漏极间的寄生电容引起的节点N3的电压变动。当输出端子Vout的电压继续下降时，由于可变电流源209的栅极漏极间的寄生电容，节点N3的电压具有倾斜地下降，可变电流源209的电流增加。随之，晶体管208的漏极N1微小地上升，被放大器301放大，节点N2也逐渐上升。即，节点N3还经由电容400而接收节点N2的变动，因此节点N3的电压根据两者的强弱关系而转变。

在斜坡信号的早期阶段，可变电流源210的漏极源极间电压足够宽，由于漏极源极间的电导的影响，饱和电流增加，相对于由节点N3的变动引起的可变电流源209的电流增加，能够通过由节点N2的较少的电压上升带来的可变电流源210的电流控制取得平衡。因此，由于可变电流源209的栅极漏极间寄生电容的强烈影响，节点N3的电压有下降的倾向。

当输出端子Vout的电压朝向斜坡信号的最后阶段下降时，根据与所述相反的原理，可变电流源210的饱和电流减少，因此为了维持来自负载的电流引入量，节点N2的上升增强。其结果，节点N3经由电容400转为上升。

另外，可变电流源209、210的电流根据节点N2、节点N3的电压而分别变化，但作为整个反馈系统，由于控制以将晶体管208的漏极源极间电流保持为恒定的方式起作用，因此输入端子Vin与输出端子Vout的电压差保持恒定，与向负载的充放电相关的所有电流源的合计电流保持为恒定而进行动作，因此不会对由所述的非理想的要因引起的特性造成影响。

在时刻t4，当输入端子Vin的电压的下降停止时，向负载的充放电消失，电路内的直流动作点欲返回到从时刻t2到时刻t3间的状态，但节点N2以及N3的电压成为残留有从时刻t3到时刻t4之间产生的电压转变引起的偏差的状态。

该电压偏差依赖于由可变电流源209的栅极漏极间的寄生电容引起的变动和输出端子Vout的电压电平，因此，通过使输入端子Vin的电压从时刻t4变化为时刻t0的状态，引起与刚才相反的状态变化，能够进行初始状态的恢复。

但是，严格来讲，由于存在电容400的漏电流，所以根据动作时间的长度，再现性劣化。因此，在使输入端子Vin的电压恢复到时刻t0的状态的情况下，可以使采样保持动作来进行状态的初始化。

以上，在所说明的本发明的实施方式1的固体摄像装置、AB级超源跟随器中，在物理上不会产生对低电压化成为阻碍要因的、由可变电流源209的栅极源极间电压引起的晶体管208的漏极电压的降低，相对于可变电流源209、210双方的电导，放大器301的放大率增加，所以与以往相比能够实现低输出阻抗。

进而，由于能够以非常简单的结构实现控制输出阻抗的偏压电路304，因此电路规模、电力方面也优异。

另外，在上述中作为例子对N型的AB级超源跟随器进行了说明，但也可以将N型晶体管和P型晶体管全部相反地置换，并且将电源与接地调换而通过图6所示那样的P型的AB级超源跟随器实现。

另外，在图4的N型AB级超源跟随器中，在将偏压电路304、电流驱动电路303的N型晶体管和P型晶体管全部相反地置换、且将电源与接地调换的图7所示的结构中也能够得到完全同样的效果。此外，这同样能够应用于图6的P型AB级超源跟随器。

另外，也可以将图4的恒定电流源106分割为两个恒定电流源106a和106b，如图8所示，使一方在放大器301的内部与晶体管211的源极连接，恒定电流源106a的电流与恒定电流源107相等，使恒定电流源106b的电流与恒定电流源108相等。由此，例如在独立地控制晶体管208的电流的情况下，若将恒定电流源107和恒定电流源106a置换为可变电流源，则能够以相同的电流变化来控制两电流源，因此能够容易地实现控制电路。

进而，也可以将图8的恒定电流源107与可变电流源210合并而如图9那样构成。在该情况下，成为恒定电流源106a的电流作为偏移而加到可变电流源210的电流上的形式，可变电流源209和可变电流源210的直流电流在不同的状态下进行动作，但效果与其他结构等价。

然而，如上所述，作为不利用采样保持电路的(A)的方式的电流控制电路302，也能够通过图10所示的结构来实现。电流驱动电路303由阻抗转换缓冲器401、电流电压转换器402、可变电流源215构成，偏压电路304由可变电流源209、210和电流驱动电路303的复制品构成，由偏压电路304生成可变电流源215的栅极电压。在该情况下，虽然电力增加、偏压电路304的电路规模增加成为缺点，但不需要来自外部的控制脉冲，没有漏电的顾虑，这一点是优点。

另外，由于没有直接有助于本发明的效果因此未图示，但本发明的AB级超源跟随器由于放大器301的放大率、可变电流源209、210的电导，反馈增益特性的相位裕度有时不足，因此在该情况下需要适当地追加相位补偿电路。

(实施方式2)

图11是表示将本发明的AB级超源跟随器用于供给SS-ADC的参照斜坡信号的DAC的输出缓冲器的固体摄像装置的实施方式的图。

在图11中，固体摄像装置具备：将多个单位像素3排列成行和列的像素阵列2、设置在像素阵列2外部且按每垂直列排列的比较器4、计数器5、数字存储器6、向比较器4供给AD转换用的参照信号RAMP的DAC电路7以及逻辑电路8。

在此，DAC电路7具备参照信号产生电路7a、输出缓冲器7b，本发明的AB级超源跟随器相当于输出缓冲器7b。

另外，具备：水平扫描电路(也称为列扫描电路)8，控制列地址、列扫描；垂直扫描电路(也称为行扫描电路)9，控制行地址、行扫描；以及驱动控制电路10，经由端子12a接收母钟MCLK，经由端子12b从外部系统12接收定时设定数据，生成各种内部时钟并控制水平扫描电路8、垂直扫描电路9等。

另外，如图12所示，各单位像素3通过由垂直扫描电路9控制的水平信号线(也称为行控制线)V1～Vm、将像素信号向比较器4传递的垂直信号线(也称为列信号线)H1～Hn连接。

从各单位像素3读出的像素信号在每个水平信号线(V1、V2、…、Vm)上经由垂直信号线(H1、H2、…、Hn)输入到比较器4。比较器4将该模拟的像素信号与从DAC电路7供给的参照信号RAMP进行比较，计数器5对到比较器4的比较处理完成为止的时间进行计数，并将其结果保持在数字存储器6中。通过这一系列的动作来实现AD转换功能。

另外，在比较器4的一个输入端子上，与其他比较器4的一个输入端子共同地输入由DAC电路7生成的参照信号RAMP，在另一个输入端子上分别连接有对应的垂直信号线(H1、H2、…、Hn)，从像素阵列2分别输入像素信号电压。比较器4的输出信号供给到计数器5。

在计数器5中，与输入到比较器4的参照信号RAMP开始斜坡波同时地开始利用时钟信号的计数(count)，到通过经由垂直信号线(H1、H2、…、Hn)输入的模拟像素信号与参照信号RAMP的比较一致而从比较器4得到脉冲信号为止进行计数，由此进行AD转换。

另外，此时，对经由垂直信号线(H1、H2、…、Hn)输入的模拟电压的像素信号，进行取得包含刚刚像素复位后的复位分量Vrst(包括噪声)和真正的(与受光光量相应的)信号分量的数据分量(复位分量Vrst+信号分量Vsig)的差分的处理。即，进行从像素阵列2的任意行的单位像素3读出的所述复位分量和所述数据分量共计2次的AD转换。

由此，能够排除成为AD转换的列间的误差要因的各列的时钟时滞、计数延迟等的偏差，仅取出真正的信号电平Vsig。即，能够成为数字CDS。

为了说明实现以上动作的本发明的实施方式2的固体摄像装置的驱动方法，使用时序图进行说明。

图13表示一个水平扫描期间内的像素信号的读出和AD转换动作的定时。

首先，为了第一次读出，驱动控制电路10将计数器5的计数值复位为所设定的初始值，并且将计数器5设定为递减计数模式。在此，计数值的初始值可以是“0”，也可以是任意的值。

接着，在图12中，首先，若选择信号线ΦSEL在图13的时刻t5成为高电平且使单位像素的选择晶体管T13导通，则选择所选择的行Vx。

接着，在读出信号线ΦTR成为低电平且读出晶体管T10截止的状态下，在图13的时刻t5，复位信号线ΦRS成为高电平，使复位晶体管T11导通，复位各单位像素3的浮置扩散节点FD的电压。

接着，在经过一定时间之后浮置扩散节点FD的电压被复位的状态下，复位信号线ΦRS成为低电平，使复位晶体管T11截止。

并且，各单位像素3的浮置扩散节点FD的电压被放大晶体管T13放大，经由垂直信号线读出复位分量(Vrst)。该垂直信号线的电位的读出通过递减计数来进行。

在该递减计数时，驱动控制电路10朝向DAC电路7供给控制信号S2、S3、SH。控制信号S2是控制参照信号RAMP的初始偏移电压的寄存器信号，控制信号S3是控制输出缓冲器7b的输出阻抗的寄存器信号，控制信号SH是输出缓冲器7b的采样保持控制脉冲。控制信号S2、S3输入到参照信号产生电路7a，生成控制电压VB和参照电压Vin并向输出缓冲器7b输入。控制信号SH直接输入到输出缓冲器7b。

首先，DAC电路7输出与控制信号S2的值对应的初始偏移电压作为对比较器4的一个输入端子的比较电压。之后，继续输出以倾斜状变化了时间的参照信号RAMP，但在此之前，在时刻t6，控制信号SH成为低电平，开始输出缓冲器7b的采样保持电路的采样动作，根据控制信号S3的值设定输出缓冲器7b的可变电流源(图4中的可变电流源209、210)的直流电流，如前所述，通过输出缓冲器7b的反馈动作，确定输出阻抗。之后，在时刻t7，控制信号SH成为高电平，输出缓冲器7b的采样保持电路进入保持状态。

在时刻t8，比较器4接收复位信号而被初始化，与在时刻t9解除复位同时地，DAC电路7使初始偏移电压转变为参照信号RAMP的开始电压，将比较器4的输出初始化为高电平。

然后，将从驱动控制电路10彼此同步的时钟CLK1、CLK2分别供给到计数器5和DAC电路7，并且比较器4开始比较参照信号RAMP和输出到垂直信号线H1～Hn的像素的复位分量(Vrst)的电压，并且计数器5从设定的初始值开始递减计数。

比较器4将参照信号RAMP与经由垂直信号线H1～Hn输入的所选择的Vx行的像素复位分量的电压(Vrst)进行比较，并且当双方的电压彼此相等时，使其输出从高电平反转为低电平(时刻t10)。

即，通过将与复位分量Vrst相应的电压与参照信号RAMP进行比较，并利用计数器用时钟CLK1对与复位分量Vrst的大小对应的时间轴方向上的大小进行计数(count)，来得到与复位分量Vrst的大小对应的计数值。换言之，计数器5将参照信号RAMP的开始时间点作为计数器5的递减计数开始时间点，并且通过递减计数直到比较器4的输出被反转，得到与复位分量Vrst的大小对应的计数值。

驱动控制电路10当经过规定的递减计数期间时(t11)，停止向比较器4供给控制数据、向DAC电路7和计数器5供给时钟CLK1、CLK2。由此，比较器4停止参照信号RAMP与像素复位分量的电压的比较。

然后，DAC电路7的参照信号产生电路7a的输出电压Vin返回到时刻t5的初始电压，参照信号RAMP也返回到初始偏移电压。

此时，输出缓冲器7b的电容(图4中的电容400)的两端电压、内部节点的直流电压恢复到时刻t7～t8的状态。

在该第一次读出时，由比较器4检测所选择的Vx行的像素信号电压中的复位分量Vrst而进行计数动作，因此读出单位像素3的复位分量Vrst。

然后，当该像素复位分量的AD转换结束时，随后开始第二次的像素信号读出动作。在第二次读出时，除了复位分量Vrst之外，还进行读出与每个单位像素3的入射光量相应的信号分量Vsig的动作。与第一次读出的不同点在于，将计数器5设定为递增计数模式，并且输出缓冲器7b的采样保持电路不进行采样动作，维持保持状态。

维持保持的理由是由于叠加在参照信号RAMP上的噪声的变化导致随机横线等的画质劣化的产生。如前所述，通过基于递减计数和递增计数的两次AD转换结果的差分的数字CDS来抑制AD转换误差，但是若在递增计数之前进行采样，则在叠加在参照信号RAMP上的噪声在递减计数和递增计数中超过量化噪声的水平不同的情况下，在数字CDS中不被消除而成为误差。因此，在递减计数之前的保持状态下进行两次AD转换，以防止数字CDS的性能劣化。

首先，在时刻t12，若读出信号线ΦTR成为高电平且使读出晶体管T10导通，则蓄积于光电二极管PD(受光部)1的全部的光电荷被传递至浮置扩散节点FD。然后，读出信号线ΦTR变为低电平且读出晶体管T10截止。

然后，经由垂直信号线H1～Hn读出放大晶体管T12的数据分量(Vrst+Vsig)。

该垂直信号线H1～Hn的电位的读出通过递增计数来进行。

在递增计数时，比较器4将由DAC电路7以倾斜状进行时间变化的参照信号RAMP与经由各列的垂直信号线H1～Hn所输入的所选择的行Vx的像素信号分量的电压进行比较。

接下来，在时刻t13，DAC电路7使初始偏移电压转变为参照信号RAMP的开始电压，并且再次将比较器4的输出初始化为高电平。然后，将从驱动控制电路10将相互同步的时钟CLK1、CLK2分别供给到计数器5和DAC电路7，比较器4开始比较参照信号RAMP与输出到垂直信号线H1～Hn的像素信号分量的数据分量(Vrst+Vsig)的电压，计数器5从停止递减计数的计数值开始递增计数。

比较器4将参照信号RAMP与经由垂直信号线H1～Hn输入的所选择的Vx行的像素信号分量的数据分量(Vrst+Vsig)进行比较，在双方的电压成为相同时，使其输出从H电平反转为L电平(时刻t14)。

即，通过将与数据分量(Vrst+Vsig)相应的电压信号与参照信号RAMP进行比较，利用计数器用时钟CLK1对与信号分量Vsig的大小对应的时间轴方向上的大小进行计数(count)，能够得到与信号分量Vsig的大小对应的计数值。换言之，计数器5将斜坡波形的变化的开始时间点作为计数器5的递增计数开始时间点，进行递增计数直到比较器4的输出反转为止，由此得到与数据分量(Vrst+Vsig)的大小对应的计数值。

这样，数字CDS例如将计数器5的设定在读出复位分量(Vrst)时进行递减计数，在读出数据分量(Vrst+Vsig)时进行递增计数，由此在计数器5内自动地进行减法运算，信号分量Vsig通过得到相当的计数值来进行。

随后，与递减计数同样地，停止向比较器4的控制信号和CLK1、CLK2，并且参照信号RAMP返回到初始偏移电压，在时刻t16，选择信号线ΦSEL变为低电平，并且像素阵列的行Vx的像素信号的AD转换结束。

然后，AD转换后的数据在计数器5的动作前(时刻t17)，从定时控制部11基于存储器转发指示脉冲控制信号被转发到数字存储器6。

通过以上的动作，在本发明的实施方式2的固体摄像装置中，从作为电荷生成部的受光元件以矩阵状配置的像素阵列2按每行对各垂直列依次输出像素信号。并且，最终将针对受光元件配置为矩阵状的像素阵列2的1张图像即帧图像作为像素单位的图像数字数据的罗列而输出。

作为本实施方式中的发明的点在于：作为输出SS-ADC的参照信号的DAC电路的输出缓冲器，通过搭载输出阻抗显著小、不损害信号动态范围而能够应对模拟电源电压的低电压化的输出缓冲器，能够抑制列并列型的SS-ADC特有的起因于全列共同的参照信号的图像的条纹、随机横线噪声，并改善画质，并且，除了伴随像素数的增加而像素阵列的矩阵数增加以外，还得到针对基于用于高速帧摄像的像素信号的处理速度提高的电力增加，通过模拟电路的电力削减来抑制整体的电力增加的效果。

另外，DAC电路的输出阻抗能够从固体摄像装置的外部进行控制，因此能够在安装后将画质调整为最佳。

进而，虽然没有特别图示，但将图7中的恒定电流源106、107(或者图8的恒定电流源106a、107)作为可变电流源，若采用能够如控制信号S2、S3那样从外部进行控制的结构，则能够根据使用状况将电流调节为最佳，因此也能够将共同的DAC电路通用地挪用于各种固体摄像装置。

产业上的可利用性

如以上说明的那样，本发明能够实现电源电压的低电压化以及画质特性的改善，能够应用于利用了MOS固体摄像装置或有机膜固体摄像装置的车载监视用相机、广播用或电影制作用等专业用相机、数字静态照相机、电影、公共监视相机、医疗用内窥镜相机等广泛的用途。

另外，关于本发明的AB级超源跟随器，只要是以低输出阻抗驱动重负载的用途，则不限于领域，能够利用。

附图标记说明

1 固体摄像装置

2 像素阵列

3 单位像素

4 比较器

5 计数器

6 数字存储器

7DAC 电路

7a 参照信号产生电路

7b 输出缓冲器

8 水平扫描电路

9 垂直扫描电路

10 驱动控制电路

11 外部系统

12a 母钟输入端子

12b 串行数据输入输出端子

100～108 恒定电流源(MOS晶体管)

106a、106bMOS 晶体管

209R、210R、215R 复制品晶体管

300 反馈电路

301 放大器

302 电流控制电路

303 电流驱动电路

304 偏压电路

400 电容

401 阻抗转换缓冲器

401R 复制品阻抗转换缓冲器

402 电流电压转换电路

402R 复制品电流电压转换电路

CLK1 计数器用时钟

CLK2 DAC用时钟

FD 浮置扩散节点

H1～Hn 垂直信号线

V1～Vm 水平信号线

VB 输出阻抗控制电压(端子)

Vin 参照信号(端子)

S1 垂直扫描控制信号

S2 初始偏移控制信号

S3 输出阻抗控制信号

SH 时差控制信号

RAMP 参照信号

φRS 复位信号线

φTR 读出信号线

φSEL 选择信号线

T10 读出晶体管

T11 复位晶体管

T12 放大晶体管

T13 选择晶体管

Claims

1.一种固体摄像装置，具备具有多个受光部的像素阵列部和生成并输出参照斜坡信号的DAC电路，其中，

所述DAC电路具有参照信号产生电路和输出缓冲器，利用所述输出缓冲器将由所述参照信号产生电路生成的所述参照斜坡信号共同地以低输出阻抗供给至多个比较器，

所述输出缓冲器具备：

第一可变电流源，在需要向负载供给电流时，向所述负载供给电流；

第二可变电流源，从所述负载引入电流；

第一晶体管，与所述第一可变电流源连接；以及

反馈电路，基于感测流过所述第一晶体管的电流的变动的信号，进行所述第一可变电流源和所述第二可变电流源的电流控制，

所述反馈电路具有放大器，所述放大器感测流过所述第一晶体管的源极漏极路径的电流的变动，并从栅极电压固定为规定的电位的第二晶体管的漏极输出放大后的信号。

2.根据权利要求1所述的固体摄像装置，其中，

所述反馈电路输出第一控制电压和第二控制电压，

所述反馈电路具有电流控制电路，所述电流控制电路根据向所述负载的电流供给、来自所述负载的电流流入，通过所述第一控制电压和所述第二控制电压控制所述第一可变电流源和所述第二可变电流源的各电流。

3.根据权利要求2所述的固体摄像装置，其中，

所述第一可变电流源和所述第二可变电流源分别由源极接地晶体管构成，

所述电流控制电路具有偏压电路，所述偏压电路接收对所述第一可变电流源和所述第二可变电流源的直流电流进行规定的信号，并对所述第一控制电压的第一直流电压以及所述第二控制电压的第二直流电压进行控制。

4.根据权利要求3所述的固体摄像装置，其中，

所述偏压电路具有第三晶体管，所述第三晶体管将漏极与栅极短路，将源极连接于与所述第一可变电流源及所述第二可变电流源中的一个可变电流源的源极相同电压的电源。

5.根据权利要求1所述的固体摄像装置，其中，

所述输出缓冲器具有通过控制所述第一可变电流源和所述第二可变电流源的直流电流来控制输出阻抗的功能。

6.根据权利要求1所述的固体摄像装置，其中，

所述参照信号产生电路具有切换稳态的初始偏移电压和每单位时间的电压变化为恒定的斜坡信号并作为所述参照斜坡信号输出的功能。

7.根据权利要求6所述的固体摄像装置，其中，

具备驱动控制电路，所述驱动控制电路以在所述参照信号产生电路输出所述初始偏移电压的期间内，确定所述第一可变电流源和所述第二可变电流源的直流电流，然后使所述参照信号产生电路输出斜坡信号的方式进行定时控制。

8.一种固体摄像装置，具备具有多个受光部的像素阵列部和生成并输出参照斜坡信号的DAC电路，其中，

所述输出缓冲器具备：

第二可变电流源，从所述负载引入电流；以及

反馈电路，进行所述第一可变电流源和所述第二可变电流源的电流控制，

9.根据权利要求8所述的固体摄像装置，其中，

10.一种AB级超源跟随器，其中，具备：

第一晶体管，栅极与输入端子连接，源极与输出端子以及第一恒定电流源连接，漏极与第二恒定电流源连接；

第一可变电流源，与所述输出端子连接，在需要向与所述输出端子连接的负载供给电流时，向所述负载供给电流；

第二可变电流源，与所述输出端子连接，在需要来自所述负载的电流流入时，从所述负载引入电流；以及

反馈电路，与所述第一晶体管的漏极连接，基于对流过所述第一晶体管的电流的变动进行感测并放大后的信号，互补地控制所述第一可变电流源和所述第二可变电流源的电流，

所述第一晶体管与所述第一可变电流源连接，