CN110915119A - 电力变换装置、电动机驱动装置以及空调机 - Google Patents

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Abstract

具备：第一支路(31)，具有串联连接的开关元件(311)及开关元件(312)；第二支路(32)，具有串联连接的开关元件(321)及开关元件(322)，与第一支路(31)并联连接；电抗器(2)，一端连接于开关元件(311)及开关元件(312)，另一端连接于交流电源(1)；以及平滑电容器(4)，与第一支路(31)及第二支路(32)并联连接，每次开关所产生的开关元件(311)及开关元件(312)的损耗特性优于每次开关所产生的开关元件(321)及开关元件(322)的损耗特性。

Description

电力变换装置、电动机驱动装置以及空调机
技术领域
本发明涉及将从交流电源供给的交流电力变换为直流电力的电力变换装置、具备该电力变换装置的电动机驱动装置以及空调机。
背景技术
从电源供给的电流即电源电流中包含谐波电流。谐波电流为频率高于基波频率的频率分量。为了抑制由谐波电流产生的故障，在国际上对产生谐波电流的电子设备设置有规定。为了遵守该规定，在转换器中，采取AC(Alternating Current，交流电)或DC(DirectCurrent，直流电)的斩波来抑制电源电流中包含的谐波电流的措施。
其中，作为基于AC的斩波技术的损耗减少技术，研究了由开关元件构成整流电路而得到的全桥转换器。在专利文献1中公开了如下技术：由构成全桥电路的第一支路(arm)控制电源电流，根据电源电压极性使构成全桥电路的第二支路的开关元件进行开关，从而实现损耗变低。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2014-099946号公报
发明内容
发明所要解决的课题
然而，在专利文献1所公开的技术中，构成控制电源电流的第一支路的开关元件的开关频率高于构成第二支路的开关元件的开关频率，其中所述第二支路进行与电源电压极性相应的开关。通常，对于第一支路和第二支路使用每次开关的损耗相等的开关元件，因此每次开关的损耗在第一支路和第二支路中相同。因此，在专利文献1所公开的技术中，开关次数多的第一支路与开关次数少的第二支路之间的发热偏差变大。由于在构成开关元件的半导体的结温(Junction temperature)超过容许值时有可能无法进行正常工作，因此在专利文献1所公开的技术中存在如下课题：如果不实施使得能够继续第一支路的正常工作的散热对策，则难以使输出变高。
本发明是鉴于上述情形完成的，目的在于得到能够减少支路之间的发热偏差、并实现输出变高的电力变换装置。
解决课题的技术方案
为了解决上述课题并达到目的，本发明的电力变换装置将从交流电源供给的交流电力变换为直流电力，具备：第一布线及第二布线，分别连接于交流电源；第一电抗器，配置于第一布线上；以及第一支路，具备第一开关元件、第二开关元件和具有第一连接点的第三布线，第一开关元件及第二开关元件通过第三布线串联连接，第一连接点通过第一布线连接于第一电抗器。电力变换装置具备第二支路，该第二支路与第一支路并联连接，具备第三开关元件、第四开关元件和具有第二连接点的第四布线，第三开关元件及第四开关元件通过第四布线串联连接，第二连接点通过第二布线连接于交流电源。电力变换装置具备电容器，该电容器与第二支路并联连接。每次开关所产生的第一开关元件及第二开关元件的损耗特性优于每次开关所产生的第三开关元件及第四开关元件的损耗特性。
发明效果
本发明的电力变换装置起到能够减少支路之间的发热偏差、并且实现输出提高的效果。
附图说明
图1是示出实施方式1的电力变换装置的结构例的图。
图2是金属氧化物半导体场效应晶体管(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor：MOSFET)的概略构造的示意性剖视图。
图3是示出在电源电流的绝对值大于电流阈值且电源电压极性为正时流过实施方式1的电力变换装置的电流的路径的第一图。
图4是示出在电源电流的绝对值大于电流阈值且电源电压极性为负时流过实施方式1的电力变换装置的电流的路径的第一图。
图5是示出在电源电流的绝对值大于电流阈值且电源电压极性为正时流过实施方式1的电力变换装置的电流的路径的第二图。
图6是示出在电源电流的绝对值大于电流阈值且电源电压极性为负时流过实施方式1的电力变换装置的电流的路径的第二图。
图7是用于说明在实施方式1的电力变换装置中产生经由交流电源及电抗器的电容器短路的工作的第一图。
图8是用于说明在实施方式1的电力变换装置中产生经由交流电源及电抗器的电容器短路的工作的第二图。
图9是示出在电源电流的绝对值小于电流阈值且电源电压极性为正时流过实施方式1的电力变换装置的电流的路径的第一图。
图10是示出在电源电流的绝对值小于电流阈值且电源电压极性为负时流过实施方式1的电力变换装置的电流的路径的第一图。
图11是示出在电源电流的绝对值小于电流阈值且电源电压极性为正时流过实施方式1的电力变换装置的电流的路径的第二图。
图12是示出在电源电流的绝对值小于电流阈值且电源电压极性为负时流过实施方式1的电力变换装置的电流的路径的第二图。
图13是示出实施方式1的电力变换装置所具备的控制部的结构例的图。
图14是示出电源电压和由图13所示的电源电压相位计算部计算出的电源电压相位推定值及正弦波值的一例的图。
图15是示出实施方式1的电力变换装置的第一脉冲生成部的结构例的图。
图16是示出图15的基准接通(ON)占空比、载波及基准PWM(Pulse WidthModulation，脉冲宽度调制)信号的一例的图。
图17是示出图15的基准PWM信号、反转PWM信号、第一PWM信号及第二PWM信号的一例的图。
图18是示出图15所示的第一脉冲生成部的脉冲选择器中的选择处理过程的一例的流程图。
图19是示出分别流过开关元件及寄生二极管的电流、开关元件的损耗和寄生二极管的损耗的关系的示意图。
图20是示出施加于实施方式1的电力变换装置所具备的开关元件的电压、流过该开关元件的电流和在该开关元件产生的损耗的关系的第一示意图。
图21是示出施加于实施方式1的电力变换装置所具备的开关元件的电压、流过该开关元件的电流和在该开关元件产生的损耗的关系的第二示意图。
图22是示出施加于实施方式1的电力变换装置所具备的开关元件的电压、流过该开关元件的电流和在该开关元件产生的损耗的关系的第三示意图。
图23是示出图13所示的第二脉冲生成部中的处理过程的一例的流程图。
图24是示出图13所示的第二脉冲生成部中的基于电源电流的开关元件的控制过程的一例的流程图。
图25是示出由实施方式1的电力变换装置生成的、电源电压的一个周期量的驱动信号的第一例的图。
图26是示出由实施方式1的电力变换装置生成的、电源电压的一个周期量的驱动信号的第二例的图。
图27是示出实施方式1的电力变换装置实施简易开关控制时的驱动信号的一例的图。
图28是示出由实施方式1的电力变换装置生成的无源状态的驱动信号的一例的图。
图29是示出由实施方式1的电力变换装置生成的、电源电压的一个周期量的驱动信号的第三例的图。
图30是示出实施方式2的电力变换装置的结构例的图。
图31是示出实施方式2的电力变换装置的其它结构例的图。
图32是示出实现实施方式1、2的控制部的硬件结构的一例的图。
图33是示出实施方式3的电动机驱动装置的结构例的图。
图34是示出实施方式4的空调机的结构例的图。
附图标记
1交流电源；2、2A电抗器；3桥电路；4平滑电容器；5电源电压检测部；6电源电流检测部；7母线电压检测部；10控制部；21电源电流指令值控制部；22接通占空比控制部；23电源电压相位计算部；24第一脉冲生成部；25第二脉冲生成部；26电流指令值计算部；27瞬时值指令值计算部；31第一支路；32第二支路；41逆变器；42电动机；43逆变器控制部；44电动机电流检测部；50负载；81压缩机；82四通阀；83室外热交换器；84膨胀阀；85室内热交换器；86制冷剂配管；87压缩机构；100电力变换装置；101电动机驱动装置；201处理器；202存储器；241载波生成部；242基准PWM生成部；243死区时间生成部；244脉冲选择器；311、312、313、314、321、322开关元件；311a、312a、321a、322a寄生二极管；501第一布线；502第二布线；503第三布线；504第四布线；506第一连接点；508第二连接点；600半导体基板；601、603区域；602氧化绝缘膜；604沟道；700空调机。
具体实施方式
以下，基于附图对本发明的实施方式的电力变换装置、电动机驱动装置以及空调机进行详细说明。此外，本发明并不限定于该实施方式。
实施方式1.
图1是示出实施方式1的电力变换装置的结构例的图。实施方式1的电力变换装置100是具有将从交流电源1供给的交流电力变换为直流电力并施加于负载50的交流直流变换功能的电源装置。如图1所示，电力变换装置100具备作为第一电抗器的电抗器2、桥电路3、平滑电容器4、电源电压检测部5、电源电流检测部6、母线电压检测部7以及控制部10。
桥电路3具备作为第一电路的第一支路31和作为第二电路的第二支路32。第一支路31具备串联连接的开关元件311及开关元件312。在开关元件311中形成有寄生二极管311a。寄生二极管311a并联连接于开关元件311的漏极和源极之间。在开关元件312中形成有寄生二极管312a。寄生二极管312a并联连接于开关元件312的漏极和源极之间。寄生二极管311a、312a各自被用作续流二极管。
第二支路32具备串联连接的开关元件321及开关元件322。第二支路32与第一支路31并联连接。在开关元件321中形成有寄生二极管321a。寄生二极管321a并联连接于开关元件321的漏极和源极之间。在开关元件322中形成有寄生二极管322a。寄生二极管322a并联连接于开关元件322的漏极和源极之间。寄生二极管321a、322a各自被用作续流二极管。
详细而言，电力变换装置100具备：第一布线501及第二布线502，分别连接于交流电源1；以及配置于第一布线501的电抗器2。另外，第一支路31具备作为第一开关元件的开关元件311、作为第二开关元件的开关元件312、以及具有第一连接点506的第三布线503。开关元件311及开关元件312通过第三布线503串联连接。在第一连接点506连接有第一布线501。第一连接点506经由第一布线501及电抗器2连接于交流电源1。
第二支路32具备作为第三开关元件的开关元件321、作为第四开关元件的开关元件322、以及具备第二连接点508的第四布线504，开关元件321及开关元件322通过第四布线504串联连接。在第二连接点508连接有第二布线502。第二连接点508经由第二布线502连接于交流电源1。作为电容器的平滑电容器4与第二支路32并联连接。
开关元件311、312、321、322由MOSFET构成。作为开关元件311、312、321、322，能够使用氮化镓(Gallium Nitride：GaN)、碳化硅(Silicon Carbide：SiC)、金刚石或氮化铝这样的宽带隙(Wide Band Gap：WBG)半导体构成的MOSFET。由于通过使用WBG半导体作为开关元件311、312、321、322，耐电压性高，容许电流密度也变高，因此能够实现模块的小型化。由于WBG半导体的耐热性也高，因此还能够实现散热部的散热片的小型化。
控制部10基于分别从电源电压检测部5、电源电流检测部6及母线电压检测部7输出的信号，生成使桥电路3的开关元件311、312、321、322工作的驱动脉冲。电源电压检测部5检测交流电源1的输出电压即电源电压Vs，并将表示检测结果的电信号向控制部10输出。电源电流检测部6检测从交流电源1输出的电流即电源电流Is，并将表示检测结果的电信号向控制部10输出。母线电压检测部7检测母线电压Vdc，并输出到控制部10。母线电压Vdc是通过平滑电容器4对桥电路3的输出电压进行平滑后的电压。
接下来，说明实施方式1的电力变换装置100的基本工作。以下，有时将与交流电源1的正侧即交流电源1的正极端子连接的开关元件311、321称为上侧开关元件。另外，有时将与交流电源1的负侧即交流电源1的负极端子连接的开关元件312、322称为下侧开关元件。
在第一支路31中，上侧开关元件与下侧开关元件互补地工作。即，在上侧开关元件及下侧开关元件中的一方接通的情况下另一方断开(OFF)。如后所述，构成第一支路31的开关元件311、312根据由控制部10生成的PWM信号而被驱动。以下也将依照PWM信号的开关元件311、312的接通或断开的动作称为开关动作。
构成第二支路32的开关元件321、322根据由控制部10生成的驱动信号而接通或断开。基本上，根据从交流电源1输出的电压的极性即电源电压极性而变为接通或断开的状态。具体而言，在电源电压极性为正时，开关元件322接通，并且开关元件321断开，在电源电压极性为负时，开关元件321接通，并且开关元件322断开。但是如后所述，在实施方式1中，为了防止经由交流电源1及电抗器2的平滑电容器4的短路，在从交流电源1输出的电源电流Is的绝对值为阈值以下的情况下，开关元件322及开关元件321都断开。此外，为了防止经由交流电源1及电抗器2的平滑电容器4的短路，可以在从交流电源1输出的电源电流Is的绝对值为阈值以下的情况下，使开关元件312及开关元件311都断开。以下将与电源电流Is的绝对值进行比较的上述阈值称为电流阈值。另外，以下将平滑电容器4的短路称为电容器短路。电容器短路是放出蓄积于平滑电容器4中的能量而电流向交流电源1再生的状态。
接下来，说明实施方式1中的开关元件的状态与流过实施方式1的电力变换装置100的电流的路径的关系。此外，在本说明之前，参照图2对MOSFET的构造进行说明。
图2是示出MOSFET的概略构造的示意剖视图。在图2中举例说明了n型MOSFET。在n型MOSFET的情况下，如图2所示，使用p型的半导体基板600。在半导体基板600上形成有源极电极S、漏极电极D及栅极电极G。在与源极电极S以及漏极电极D相接的部位，高浓度杂质被离子注入而形成n型的区域601。另外，在半导体基板600中，在未形成有n型的区域601的部位与栅极电极G之间形成有氧化绝缘膜602。即，氧化绝缘膜602介于栅极电极G与半导体基板600中的p型的区域603之间。
当向栅极电极G施加正电压时，在半导体基板600中的p型的区域603与氧化绝缘膜602之间的边界面吸引来电子，而该边界面带上负电。在电子集中的地方，电子的密度高于空穴密度而变为n型。该变为n型的部分成为电流的通道而被称为沟道604。在图2的例子中，沟道604为n型沟道。通过将MOSFET控制为接通，流通的电流在沟道604比在形成于p型的区域603的寄生二极管更多地流过。
图3是示出在电源电流的绝对值大于电流阈值且电源电压极性为正时流过实施方式1的电力变换装置的电流的路径的第一图。在图3中，电源电压极性为正，开关元件311及开关元件322接通，开关元件312及开关元件321断开。在该状态下，以交流电源1、电抗器2、开关元件311、平滑电容器4、开关元件322、交流电源1的顺序流过电流。这样，在实施方式1中，在寄生二极管311a及寄生二极管322a不流过电流，而在开关元件311及开关元件322各自的沟道流过电流，由此进行同步整流动作。
图4是示出在电源电流的绝对值大于电流阈值且电源电压极性为负时流过实施方式1的电力变换装置的电流的路径的第一图。在图4中，电源电压极性为负，开关元件312及开关元件321接通，开关元件311及开关元件322断开。在该状态下，以交流电源1、开关元件321、平滑电容器4、开关元件312、电抗器2、交流电源1的顺序流过电流。这样，在实施方式1中，在寄生二极管321a及寄生二极管312a不流过电流，而在开关元件321及开关元件312各自的沟道流过电流，由此进行同步整流动作。
图5是示出在电源电流的绝对值大于电流阈值且电源电压极性为正时流过实施方式1的电力变换装置的电流的路径的第二图。在图5中，电源电压极性为正，开关元件312及开关元件322接通，开关元件311及开关元件321断开。在该状态下，以交流电源1、电抗器2、开关元件312、开关元件322、交流电源1的顺序流过电流，形成不经由平滑电容器4的电源短路路径。这样，在实施方式1中，在寄生二极管312a及寄生二极管322a不流过电流，而在开关元件312及开关元件322各自的沟道流过电流，由此形成电源短路路径。
图6是示出电源电流的绝对值大于电流阈值且电源电压极性为负时流过实施方式1的电力变换装置的电流的路径的第二图。在图6中，电源电压极性为负，开关元件311及开关元件321接通，开关元件312及开关元件322断开。在该状态下，以交流电源1、开关元件321、开关元件311、电抗器2、交流电源1的顺序流过电流，形成不经由平滑电容器4的电源短路路径。这样，在实施方式1中，在寄生二极管311a及寄生二极管321a不流过电流，而在开关元件311及开关元件321各自的沟道流过电流，由此形成电源短路路径。
控制部10通过控制以上所述的电流路径的切换，能够控制电源电流Is及母线电压Vdc的值。
然而，在没有流过电源电流Is时开关元件311及开关元件322接通的情况下，产生经由交流电源1及电抗器2的电容器短路。由此，电流向与本来相反的方向流动，而有可能产生功率因数劣化、谐波分量增大、由过电流引起的元件损坏或损耗增大的问题。
图7是用于说明在实施方式1的电力变换装置中产生经由交流电源及电抗器的电容器短路的工作的第一图。在图7中，示出电源电压极性为正、没有流过电源电流Is的状态。由于电源电压极性为正，本来应该如图3所示，以交流电源1、电抗器2、开关元件311、平滑电容器4、开关元件322、交流电源1的顺序流过电流。然而，在没有流过电源电流Is的状态下，当开关元件311及开关元件322接通时，如图7所示，电流向与本来相反的方向流动，产生电容器短路。即，蓄积于平滑电容器4中的能量向交流电源1输出。
图8是用于说明在实施方式1的电力变换装置中产生经由交流电源及电抗器的电容器短路的工作的第二图。在图8中示出电源电压极性为负、没有流过电源电流Is的状态。由于电源电压极性为负，本来应该如图4所示，以交流电源1、开关元件321、平滑电容器4、开关元件312、电抗器2、交流电源1的顺序流过电流。然而，在没有流过电源电流Is的情况下，当开关元件312及开关元件321接通时，如图8所示，电流向与本来相反的方向流动，产生电容器短路。
实施方式1的电力变换装置100为了防止电容器短路，在电源电流Is的绝对值为电流阈值以上的情况下，允许使开关元件321、322为接通状态，在电源电流Is的绝对值小于阈值的情况下，使开关元件321、322为断开状态。由此，能够防止经由交流电源1及电抗器2的电容器短路，能够得到可靠性高的电力变换装置。
图9是示出在电源电流的绝对值小于电流阈值且电源电压极性为正时流过实施方式1的电力变换装置的电流的路径的第一图。在图9中，电源电压极性为正，开关元件311接通，开关元件312、开关元件321及开关元件322断开。在该情况下，开关元件322的寄生二极管322a作为续流二极管发挥功能，如图9所示，以交流电源1、电抗器2、开关元件311、平滑电容器4、寄生二极管322a、交流电源1的顺序流过电流。另外，电源电流Is的绝对值只要是不引起故障的程度的值即可，电源电流Is的绝对值越低，同步整流期间越长，能够更有效地减少导通损耗。另外，在电源电流Is的绝对值为小到无需同步整流动作的值的情况下，也可以使开关元件311为断开状态。由于通过使开关元件311为断开状态而不产生开关元件311的栅极驱动电力，因此与进行同步整流动作的情况相比，能够减少由于控制部10生成驱动信号而产生的功耗量。
图10是示出在电源电流的绝对值小于电流阈值且电源电压极性为负时流过实施方式1的电力变换装置的电流的路径的第一图。在图10中，电源电压极性为负，开关元件312接通，开关元件311、开关元件321及开关元件322断开。在该情况下，开关元件321的寄生二极管321a作为续流二极管发挥功能，如图10所示，以交流电源1、寄生二极管321a、平滑电容器4、开关元件312、电抗器2、交流电源1的顺序流过电流。另外，电源电流Is的绝对值只要是不引起故障的程度的值即可，电源电流Is的绝对值越低，同步整流期间越长，能够更有效地减少导通损耗。另外，在电源电流Is的绝对值为小到无需同步整流动作的值的情况下，也可以使开关元件312为断开状态。由于通过使开关元件312为断开状态而不产生开关元件312的栅极驱动电力，因此与进行同步整流动作的情况相比，能够减少由于控制部10生成驱动信号而产生的功耗量。
图11是示出在电源电流的绝对值小于电流阈值且电源电压极性为正时流过实施方式1的电力变换装置的电流的路径的第二图。在图11中，电源电压极性为正，开关元件312接通，开关元件311、开关元件321及开关元件322断开。在该情况下，开关元件322的寄生二极管322a作为续流二极管发挥功能，如图11所示，以交流电源1、电抗器2、开关元件312、寄生二极管322a、交流电源1的顺序流过电流。此外，在该情况下，由于流过短路电流，所以即使在电源电流Is的绝对值小于电流阈值时，也可以在使开关元件312接通的同时使开关元件322接通。在该情况下，由于由开关元件322的接通电阻引起的电压降小于寄生二极管322a的正向电压，因此开关元件322的导通损耗减少。
图12是示出在电源电流的绝对值小于电流阈值且电源电压极性为负时流过实施方式1的电力变换装置的电流的路径的第二图。在图12中，电源电压极性为负，开关元件311接通，开关元件312、开关元件321及开关元件322断开。在该情况下，开关元件321的寄生二极管321a作为续流二极管发挥功能，如图12所示，以交流电源1、寄生二极管321a、开关元件311、电抗器2、交流电源1的顺序流过电流。此外，在该情况下，由于流过短路电流，所以即使在电源电流Is的绝对值小于电流阈值时，也可以在使开关元件311接通的同时使开关元件321接通。在该情况下，由于由开关元件321的接通电阻引起的电压降小于寄生二极管321a的正向电压，因此开关元件321的导通损耗减少。
接下来，说明实施方式1的电力变换装置100所具备的控制部10的结构。图13是示出实施方式1的电力变换装置所具备的控制部的结构例的图。如图13所示，控制部10具备电源电流指令值控制部21、接通占空比控制部22、电源电压相位计算部23、第一脉冲生成部24、第二脉冲生成部25、电流指令值计算部26和瞬时值指令值计算部27。
电源电流指令值控制部21根据由母线电压检测部7检测出的母线电压Vdc和母线电压指令值Vdc*，计算电流有效值指令值Is_rms*。母线电压指令值Vdc*可以预先设定，也可以从电力变换装置100的外部输入。电源电流指令值控制部21通过基于母线电压Vdc与母线电压指令值Vdc*的差分的比例积分(Proportional Integral)控制，计算电流有效值指令值Is_rms*。
电流指令值计算部26将电流有效值指令值Is_rms*变换为正弦波状的指令值并输出。瞬时值指令值计算部27使用由电流指令值计算部26计算出的电流有效值指令值Is_rms*和由电源电压相位计算部23计算出的正弦波值sinθ^s，计算电源电流瞬时值指令值Is＊。
接通占空比控制部22对由瞬时值指令值计算部27计算出的电源电流瞬时值指令值Is＊与由电源电流检测部6检测出的电源电流Is的偏差进行比例积分控制，计算开关元件311、312的基准接通占空比duty。
电源电压相位计算部23使用由电源电压检测部5检测出的电源电压Vs，计算电源电压相位推定值θ^s和正弦波值sinθ^s。图14是示出电源电压和由图13所示的由电源电压相位计算部计算出的电源电压相位推定值及正弦波值的一例的图。在图14中，从上到下依次示出电源电压Vs、电源电压相位推定值θ^s及正弦波值sinθ^s。
电源电压相位计算部23使电源电压相位推定值θ^s线性增加，检测电源电压Vs从负极性切换为正极性的定时，在该定时将电源电压相位推定值θ^s复位为0。由此，在没有控制延迟及检测延迟的理想条件下，在电源电压Vs从负极性向正极性切换的定时，电源电压相位推定值θ^s为360°即0°。电源电压相位计算部23基于计算出的电源电压相位推定值θ^s，计算正弦波值sinθ^s。此外，在使用微型计算机的中断功能来实现电源电压相位推定值θ^s的复位的情况下，电源电压相位计算部23使用从过零检测电路输出的信号作为中断信号来对电源电压相位推定值θ^s进行复位。过零检测电路是检测电源电压Vs从负极性向正极性切换的定时的电路。另外，电源电压相位推定值θ^s的计算方法不限定于上述的例子，可以使用任何方法。
图15是示出实施方式1的电力变换装置的第一脉冲生成部的结构例的图。第一脉冲生成部24具备载波生成部241、基准PWM生成部242、死区时间生成部243以及脉冲选择器244。
载波生成部241生成载波信号即载波carry。载波carry被用于生成基准PWM信号Scom。作为载波carry，能够例示其波峰的值为“1”、其波谷的值为“0”的三角波。基准PWM信号Scom是作为用于驱动开关元件311、312、321、322的PWM信号的基准的信号。如上所述，在实施方式1中，以互补的PWM控制为前提，对第一支路31的一个开关元件的驱动使用基准PWM信号，对第一支路31的另一个开关元件使用与该基准PWM信号互补的PWM信号。
基准PWM生成部242通过对图13所示的接通占空比控制部22计算出的基准接通占空比duty与载波carry的大小关系进行比较，生成基准PWM信号Scom。图16是示出图15的基准接通占空比、载波及基准PWM信号的一例的图。如图16所示，基准PWM生成部242在基准接通占空比duty＞载波carry的情况下，将基准PWM信号Scom设为表示接通的值，在基准接通占空比duty≤载波carry的情况下，将基准PWM信号Scom设为表示断开的值，由此生成基准PWM信号Scom。在图16中举例说明了高有效的基准PWM信号Scom。高有效的基准PWM信号Scom是高电平表示接通、低电平表示断开的信号。此外，由基准PWM生成部242生成的信号不限定于高有效的基准PWM信号Scom，也可以是低有效的基准PWM信号Scom。低有效的基准PWM信号Scom是高电平表示断开、低电平表示接通的信号。
返回到图15的说明，死区时间生成部243基于基准PWM信号Scom，生成并输出作为两个互补的信号的第一PWM信号Sig1及第二PWM信号Sig2。具体而言，死区时间生成部243生成使基准PWM信号Scom反转后的信号即反转PWM信号Scom’。之后，死区时间生成部243通过对基准PWM信号Scom及反转PWM信号Scom’设置死区时间，生成第一PWM信号Sig1及第二PWM信号Sig2。
即，死区时间生成部243以在死区时间期间第一PWM信号Sig1及第二PWM信号Sig2两者为表示断开的值的方式生成第一PWM信号Sig1及第二PWM信号Sig2。作为一例，死区时间生成部243将第一PWM信号Sig1设为与基准PWM信号Scom相同。另外，死区时间生成部243对于反转PWM信号Scom’，在死区时间期间将信号值从表示接通的值变更为表示断开的值，由此生成第二PWM信号Sig2。
在通过将基准PWM信号Scom反转而生成反转PWM信号Scom’、由基准PWM信号Scom和反转PWM信号Scom’分别驱动构成同一支路的两个开关元件的情况下，理想的是构成同一支路的两个开关元件同时接通的期间不存在。然而通常，在从接通状态向断开状态的转变中产生延迟，在从断开状态向接通状态的转变中也产生延迟。因此由于该延迟，有可能产生构成同一支路的两个开关元件同时接通的期间，而构成同一支路的两个开关元件有可能短路。死区时间是被设置以使即便像这样产生了状态转变的延迟而构成同一支路的两个开关元件也不会同时接通的期间。在死区时间期间，驱动构成同一支路的两个开关元件的两个PWM信号均被设定为表示断开的值。
图17是示出图15的基准PWM信号、反转PWM信号、第一PWM信号及第二PWM信号的一例的图。在图17中，从上到下依次示出基准PWM信号Scom、反转PWM信号Scom’、第一PWM信号Sig1及第二PWM信号Sig2。在图17中，在反转PWM信号Scom’为表示接通的值时，在死区时间td期间，第二PWM信号Sig2为表示断开的值。另外，上述的死区时间td的生成方法是一例，死区时间td的生成方法不限定于上述例子，可以使用任何方法。
返回到图15的说明，脉冲选择器244选择将从死区时间生成部243输出的第一PWM信号Sig1和第二PWM信号Sig2传送到开关元件311和开关元件312中的哪一个。图18是示出图15所示的第一脉冲生成部的脉冲选择器中的选择处理过程的一例的流程图。脉冲选择器244首先判断电源电压Vs的极性是否为正，即是否Vs＞0(步骤S1)。在电源电压Vs的极性为正时(步骤S1：是)，脉冲选择器244将第一PWM信号Sig1作为pulse_312A向开关元件312传递，将第二PWM信号Sig2作为pulse_311A向开关元件311传递(步骤S2)。这是由于在电源电压Vs为正极性时，通过开关元件311及开关元件312各自的断开或接通来切换图5所示的电流的路径和图3所示的电流的路径，即通过开关元件311及开关元件312的开关动作，来进行母线电压Vdc及电源电流Is的控制。
在电源电压Vs的极性为负时(步骤S1：否)，脉冲选择器244将第一PWM信号Sig1作为pulse_311A向开关元件311传递，将第二PWM信号Sig2作为pulse_312A向开关元件312传递(步骤S3)。这是由于在电源电压Vs为负极性时，通过开关元件311及开关元件312各自的断开或接通来切换图6所示的电流的路径和图4所示的电流的路径，即通过开关元件311及开关元件312的开关动作来进行母线电压Vdc及电源电流Is的控制。每当电源电压Vs的极性变化时，脉冲选择器244重复以上的工作。
如上所述，第一脉冲生成部24生成作为开关元件311的驱动信号的pulse_311A和作为开关元件312的驱动信号的pulse_312A。
如上所述，由于开关元件311和开关元件312被互补地控制，因此根据基准PWM信号Scom生成反转PWM信号Scom’的处理能够使用简易的信号反转处理来实现。另外，无论电源电压极性如何，都能够容易地实现使一个载波中的驱动脉冲的输出关系大体相同以及防止上下支路短路。能够通过简易的处理来实现稳定的控制。
另外，在实施方式1的电力变换装置100中，能够实现基于第一支路31的开关元件311、312的同步整流控制。因此，在实施方式1的电力变换装置100中，如图19所示，在开关元件的损耗小于寄生二极管的损耗的区域、即分别流过开关元件及寄生二极管的电流小的区域中，能够减少损耗，能够得到高效率的系统。
图19是示出分别流过开关元件及寄生二极管的电流、开关元件的损耗和寄生二极管的损耗的关系的示意图。图19的横轴示出流过接通状态的开关元件的电流和流过寄生二极管的电流。图19的纵轴表示电流流过接通状态的开关元件时产生的损耗和电流流过寄生二极管时产生的损耗。实线表示寄生二极管的损耗特性。寄生二极管的损耗特性表示流过寄生二极管的电流与由于该流过电流而因寄生二极管的接通电阻所产生的损耗的关系。虚线表示接通状态的开关元件的损耗特性。损耗特性表示在开关元件的载波流过的电流与由于该电流流过而因开关元件的接通电阻所产生的损耗的关系。由附图标记A示出的区域表示分别流过开关元件及寄生二极管的电流小的区域。由附图标记B示出的区域表示分别流过开关元件及寄生二极管的电流大的区域。区域A与区域B的边界等于在开关元件产生的损耗的值与在寄生二极管产生的损耗的值相等的电流值。
如图19所示，在开关元件的损耗高于寄生二极管的损耗的区域B中，通过使互补工作停止，能够抑制由同步整流控制引起的损耗增加。即，通过以根据电源电流Is来切换有无实施同步整流控制的方式进行控制，能够得到在整个负载区域高效率的系统。
在此，使用图20对在开关元件产生的损耗进行说明。图20是示出施加于实施方式1的电力变换装置所具备的开关元件的电压、流过该开关元件的电流和在该开关元件产生的损耗的关系的第一示意图。在图20中，从上到下依次示出施加于开关元件的电压、流过开关元件的电流和功率。施加于开关元件的电压是漏极-源极间电压。流过开关元件的电流是漏极-源极间电流。功率相当于在开关元件产生的损耗。
开关元件的损耗中包含在开启(turn on)期间产生的开启损耗、在关断(turnoff)期间产生的关断损耗、在导通期间产生的导通损耗、以及因开启而产生的未图示的恢复损耗(recovery loss)。这些损耗由漏极-源极间电压与漏极-源极间电流之积来导出。开启损耗和关断损耗是取决于开关特性而产生的损耗。开启期间和关断期间越短，开启损耗和关断损耗越小。
另外，导通损耗是电流流过开关元件时产生的损耗，等于导通时的相对于电流的漏极-源极间电压特性、即导通时的电流的平方与接通电阻之积。因此，开关元件的接通电阻越小，导通损耗越小。另外，恢复损耗取决于开关元件的反向恢复即恢复电流而产生。
图21是示出施加于实施方式1的电力变换装置所具备的开关元件的电压、流过该开关元件的电流和在该开关元件产生的损耗的关系的第二示意图。图21中示出了与图20相比减慢了开关速度时的开启损耗、导通损耗和关断损耗。
图22是示出施加于实施方式1的电力变换装置所具备的开关元件的电压、流过该开关元件的电流和在该开关元件产生的损耗的关系的第三示意图。图22中示出了与图20相比加快了开关速度时的开启损耗、导通损耗及关断损耗。在实施方式1的电力变换装置100中，每次开关所产生的开关元件311、312的损耗特性优于每次开关所产生的开关元件321、322的损耗特性。例如，如图22所示，开关元件311、312由开启期间和关断期间短的开关特性的半导体构成。另外，如图21所示，开关元件321、322由开启期间和关断期间长的开关特性的半导体构成。
在此，在电源电流指令值控制部21和接通占空比控制部22的运算中使用的控制参数中，存在与驱动条件相配的最佳值。驱动条件由电源电压Vs、电源电流Is和母线电压Vdc中的至少一个值表示。例如，期望的是接通占空比控制部22中的比例控制增益与母线电压Vdc成反比例地变化。然而，在相对于驱动条件的变化而使控制参数的值恒定的情况下，控制参数大幅偏离适于控制的值，其结果是有可能电源电流Is的谐波增加，母线电压Vdc的脉动增加，电源功率因数降低。因此，通过设为基于检测信息来调整控制参数的结构，控制参数变为适于控制的值而控制性提高。检测信息是例如电源电压Vs、电源电流Is及母线电压Vdc中的至少一个，或是能够对它们进行推定的信息。作为能够进行推定的信息，能够示例出由检测从交流电源1供给的功率的检测器检测出的功率信息。因此，也可以是电源电流指令值控制部21和接通占空比控制部22保持用于实现所希望的电路的工作的公式或表格，利用该公式或表格，基于检测信息来调整控制参数。
另外，在上述的例子中，作为电源电流指令值控制部21及接通占空比控制部22中的运算方法举出了比例积分控制，但本发明并不限定于这些运算方法，也可以使用其它运算方法，还可以追加微分项而设为比例积分微分控制。另外，电源电流指令值控制部21及接通占空比控制部22中的运算方法可以不是相同的方法。
返回到图13的说明，第二脉冲生成部25基于由电源电压检测部5检测出的电源电压Vs和由电源电流检测部6检测出的电源电流Is，生成并输出作为开关元件321的驱动信号的pulse_321A和作为开关元件322的驱动信号的pulse_322A。
图23是示出图13所示的第二脉冲生成部中的处理过程的一例的流程图。第二脉冲生成部25的基本工作是根据电源电压Vs的极性来控制开关元件321及开关元件322的接通或断开的状态。如图23所示，第二脉冲生成部25判断电源电压Vs的极性是否为正，即是否Vs＞0(步骤S11)。在电源电压Vs的极性为正时(步骤S11：是)，第二脉冲生成部25为了使开关元件321断开并使开关元件322接通而生成并输出pulse_321A及pulse_322A(步骤S12)。
在电源电压Vs的极性为负时(步骤S11：否)，第二脉冲生成部25为了使开关元件321接通并使开关元件322断开而生成并输出pulse_321A及pulse_322A(步骤S13)。由此，能够进行同步整流控制并实现如前所述的高效率的系统。
然而，如上所述，在没有流过电源电流Is时，在开关元件311及开关元件322接通时，产生经由交流电源1及电抗器2的电容器短路。因此，在实施方式1的电力变换装置100中，除了开关元件311及开关元件322的控制之外，还基于电源电流Is来控制开关元件321及开关元件322的接通或断开的状态。
图24是示出图13所示的第二脉冲生成部中的基于电源电流的开关元件的控制过程的一例的流程图。如图24所示，判断电源电流Is的绝对值是否大于电流阈值β(步骤S21)。在电源电流Is的绝对值大于电流阈值β时(步骤S21：是)，第二脉冲生成部25允许开关元件321及开关元件322接通(步骤S22)。在允许开关元件321及开关元件322接通的情况下，根据图23所示的电源电压Vs的极性来控制接通及断开的状态。
在电源电流Is的绝对值为电流阈值β以下时(步骤S21：否)，第二脉冲生成部25不允许开关元件321及开关元件322接通(步骤S23)。在不允许开关元件321及开关元件322接通的情况下，无论图23所示的电源电压Vs的极性如何，开关元件321及开关元件322都被控制为断开状态。
通过以上的控制，在相对于开关元件的寄生二极管正向地流过大于电流阈值β的电流的情况下，开关元件321及开关元件322被接通。由此，能够防止经由交流电源1及电抗器2的电容器短路。另外，第二脉冲生成部25可以不进行基于电源电压Vs的极性的接通或断开的控制，而利用电源电流Is的极性即电流的流动方向来进行开关元件321及开关元件322的控制。
另外，可以代替图24所示的处理，而基于开关控制的状态来判断是否允许开关元件321及开关元件322接通。在未进行开关时，由于在开关元件中没有流过电流，因此预测变为这种状态的定时而设为不允许开关元件321及开关元件322接通。另外在该情况下，在不使用无源全波整流即短路路径的状态下，虽然有时不能得到同步整流效果，但能够不取决于电流或电压的检测而简单地构建控制。
另外，可以代替图24所示的处理，而基于电源电压Vs与母线电压Vdc之差来判断是否允许开关元件321及开关元件322接通。具体而言，在(电源电压-母线电压)＞0的情况下，允许开关元件321及开关元件322接通，在(电源电压-母线电压)≤0的情况下，不允许开关元件321及开关元件322接通。
此外，在上述的例子中，第二脉冲生成部25基于电源电压极性来选择开关元件321及开关元件322中接通的开关元件，基于电源电流Is，进行用于防止电容器短路的开关元件321及开关元件322的控制。然而并不限定于该例，也可以是第一脉冲生成部24基于电源电流Is，判断是否允许开关元件311、312、321、322接通以防止电容器短路，而第二脉冲生成部25对于开关元件321及开关元件322，不实施防止电容器短路的控制而进行与电源电压极性相应的开关。
具体而言，第一脉冲生成部24在电源电压Vs为正时，在电源电流Is的绝对值为电流阈值β以下时不允许开关元件311接通，在电源电流Is的绝对值大于电流阈值β时允许开关元件311接通。另外，第一脉冲生成部24在电源电压Vs为负时，在电源电流Is的绝对值为电流阈值β以下时不允许开关元件312接通，在电源电流Is的绝对值大于电流阈值β时允许开关元件312接通。
另外，在上述的例子中，通过生成互补的PWM信号的方法来实现每个电源周期的各支路中的开关，但PWM信号的生成方法并不限定于该例。具体而言，控制部10可以在电源电压Vs为正时生成开关元件312的驱动信号pulse_312A，在电源电压Vs为负时生成开关元件311的驱动信号pulse_311A。另外，在该情况下，控制部10可以基于电源电流Is、电源电压Vs及母线电压Vdc的关系，生成用于驱动开关元件311、312的PWM信号。由此，能够在电源电流Is变为零的定时之前使开关元件311、312断开，在该情况下，即使在基于电源电压极性来控制开关元件321、322的工作的情况下，也能够防止经由交流电源1及电抗器2的电容器短路。
图25是示出由实施方式1的电力变换装置生成的、电源电压的一个周期量的驱动信号的第一例的图。图25中示出通过图23中说明的处理而生成的驱动信号的一例。在图25中，横轴设为时间，从上到下依次示出电源电压Vs、电源电流Is、定时器设定值α及载波信号、开关元件311的驱动信号、开关元件312的驱动信号、开关元件321的驱动信号、以及开关元件322的驱动信号。
定时器设定值α是与基准接通占空比duty对应的指令值，随着时间的经过而阶段性地变化。定时器设定值α具有一个等级的纵轴为相同值的期间。将与这样阶段性地变化的定时器设定值α分别对应的基准接通占空比duty与载波信号即载波carry进行比较，决定开关元件311、321脉冲宽度。在电源电压Vs的过零附近，基准接通占空比duty小，随着接近电源电压Vs的峰值，基准接通占空比duty变大。另外，在图25中省略死区时间。
正侧的电流阈值(正)是为了在电源电流Is从负极变为正极时抑制在过零附近的过度的开关动作而设定的。同样地，负侧的电流阈值(负)是为了在电源电流Is从正极变为负极时抑制在过零附近的过度的开关动作而设定的。
图25中示出如下工作例：在电源电压Vs为正极性时将开关元件312作为主控元件(master)，在电源电压Vs为负极性时将开关元件311作为主控元件，对开关元件311、312互补地进行PWM控制。因此，在电源电压Vs为正极性时，利用下凸的圆弧形状的基准接通占空比duty，在电源电压Vs为负极性时，也利用下凸的圆弧形状的基准接通占空比duty。
对于开关元件321、322，根据电源电压Vs的极性来切换接通或断开，并且在电源电流Is的绝对值为电流阈值以下时断开。此外，实施方式1的电力变换装置100可以构成为通过使电源电流检测部6具有滤波器或迟滞，来抑制电流阈值附近的过度的开关动作。另外，实施方式1的电力变换装置100可以构成为通过使控制部10的内部具有针对电源电流Is的滤波器或迟滞，来抑制在电流阈值附近的过度的开关动作。
图26是示出由实施方式1的电力变换装置生成的、电源电压的一个周期量的驱动信号的第二例的图。在图26中，与图25同样地，横轴设为时间，从上到下依次示出电源电压Vs、电源电流Is、定时器设定值α及载波信号、开关元件311的驱动信号、开关元件312的驱动信号、开关元件321的驱动信号、以及开关元件322的驱动信号。
图26中示出了如下工作例：在电源电压Vs为正极性及负极性这双方将开关元件312作为主控元件，对开关元件311、312互补地进行PWM控制。因此，在电源电压Vs为正极性时，利用下凸的圆弧形状的基准接通占空比duty，在电源电压Vs为负极性时，利用上凸的圆弧形状的基准接通占空比duty。在图26的工作例中，在电源电压Vs为正极性时，生成开关元件312的驱动信号pulse_312A，在电源电压Vs为负极性时，生成开关元件311的驱动信号pulse_311A。
另外，在前述的图25中，示出了通过载波信号来控制开关元件的例子，但在电源周期的半周期中，在进行一次至数次开关的简易开关控制中也能够应用实施方式1的工作。图27是示出实施方式1的电力变换装置实施简易开关控制时的驱动信号的一例的图。在图27中，横轴设为时间，从上到下依次示出电源电压Vs、电源电流Is、电源电流Is的绝对值|Is|，电源极性信号、电源电流信号、开关元件311的驱动信号、开关元件312的驱动信号、开关元件321的驱动信号、以及开关元件322的驱动信号。电源极性信号是与电源电压Vs的极性对应地变化的二进制信号，被用于控制开关元件311、312的开关元件工作。电源电流信号是被用于控制开关元件321、322的开关元件工作的二进制信号。
图27中示出三个电流阈值。电源电流Is的正侧的电流阈值是以与图25所述的正侧的电流阈值(正)同样的目的而设定的阈值。电源电流Is的负侧的电流阈值是以与图25所述的负侧的电流阈值(负)同样的目的而设定的阈值。对电源电流Is的绝对值|Is|设定的电流阈值是用于使电源电流信号的值变化而设定的阈值。
通过检测电源电压Vs的过零来生成电源极性信号，通过检测电源电流Is的过零来生成电源电流信号。在该情况下，在电源电流Is的绝对值|Is|为电流阈值以下时，电力变换装置100进行控制以免开关元件311及开关元件321同时接通，并且进行控制以免开关元件312及开关元件322同时接通。由此能够防止电容器短路。
另外，即使在开关元件311、312未进行开关动作的无源状态下，在电源电流Is的绝对值为电流阈值以下的情况下，通过不使开关元件321和开关元件322接通，也能够防止电容器短路。图28是示出由实施方式1的电力变换装置生成的无源状态的驱动信号的一例的图。在图28中，与图27同样地，横轴设为时间，从上到下依次示出电源电压Vs、电源电流Is、电源电流Is的绝对值|Is|、电源极性信号、电源电流信号、开关元件311的驱动信号、开关元件312的驱动信号、开关元件321的驱动信号、以及开关元件322的驱动信号。在该情况下，在电源电流Is的绝对值为电流阈值以下时，电力变换装置100也进行控制以免开关元件311及开关元件321同时接通，并且进行控制以免开关元件312及开关元件322同时接通。由此能够防止电容器短路。
此外，在实施方式1中，说明了通过检测电源电流Is来进行同步整流控制的例子，但实施方式1的电力变换装置100也可以构成为不检测电源电流Is，而检测在桥电路3与平滑电容器4之间的母线流过的电流来进行同步整流控制。在该情况下，由于不能检测短路路径的电流，如果使用电流阈值进行同步整流控制，则能够进行同步整流动作的期间有时会变短。因此，在检测母线电流而进行同步整流控制的情况下，如前所述，在短路电流工作时，即使电源电流Is的绝对值小于阈值，也可以控制为根据极性而接通开关元件321或开关元件322。在该情况下，由于能够在较宽的期间进行同步整流动作，因此能够减少开关元件321或开关元件322的导通损耗。
在此，进行基于PWM的开关动作的开关元件311、312的开关频率高于进行与电源电压Vs的极性相应的开关动作的开关元件321、322的开关频率。因此，开关元件311、312的开关损耗产生的次数多于开关元件321、322。实施方式1的电力变换装置100具备开关元件311、312，该开关元件311、312具有每次开关所产生的损耗小于开关元件321、322的特性。即，每次开关所产生的第一开关元件及第二开关元件的损耗特性优于每次开关所产生的第三开关元件及第四开关元件的损耗特性。因此，每次开关所产生的开关元件311、312的损耗小于每次开关所产生的开关元件321、322的损耗。因此，与开关元件311、312的开关特性等于开关元件321、322的开关特性的情况相比，开关元件311、312的每一次开关时的损耗变小，在基于PWM的开关动作时，在开关元件311、312产生的热的上升被抑制。其结果是，第一支路31及第二支路32之间的发热偏差减少，构成开关元件311、312的半导体的结温的上升被抑制。进而，由于结温的上升被抑制，因此能够高速地驱动开关元件311、312，能够使电力变换装置100的输出变高。
另外，期望的是第一支路31安装于将开关元件311、312设置于一个封装而得到的所谓二合一(2in1)模块。同样地，期望的是第二支路32安装于将开关元件321、322设置于一个封装而得到的二合一模块。在二合一模块中，经常搭载有相同开关特性的两个开关元件。通过将第一支路31及第二支路32各自安装于二合一模块，与分别由一个模块构成开关元件311、312、321、322的情况相比，开关元件311及开关元件312之间的发热偏差被抑制，开关元件321及开关元件322之间的发热偏差被抑制。
另外，作为加快开关速度的方法之一，举出减小开关元件311、312、321、322的栅极电阻的方法。由于栅极电阻越小，向栅极输入电容的充放电时间越短，开启期间和关断期间越短，因此开关速度变快。因此，在实施方式1的电力变换装置100中，期望的是使开关元件311、312的栅极电阻小于开关元件321、322的栅极电阻。
然而，通过减小栅极电阻来减少开关损耗是有限度的。因此，通过由GaN或SiC这样的WBG半导体来构成开关元件311、312、321、322，能够进一步抑制每一次开关时的损耗，效率能够进一步提高，并且能够进行高频开关。另外，由于能够进行高频开关，从而能够实现电抗器2的小型化，能够实现电力变换装置100的小型化及轻量化。另外，通过使用WBG半导体作为开关元件而开关速度提高且开关损耗被抑制，因此能够简化使开关元件能够继续正常工作的散热对策。另外，由于通过使用WBG半导体作为开关元件，能够将开关频率设为足够高的值、例如16kHz以上，因此能够抑制由开关引起的噪声。
另外，关于GaN半导体，在GaN层与氮化铝镓层的界面产生二维电子气，由于该二维电子气而载流子的迁移率高。因此，使用GaN半导体的开关元件能够实现高速开关。在此，在交流电源1为50Hz/60Hz的商用电源时，声频为从16kHz到20kHz的范围、即从商用电源的频率的266倍到400倍的范围。GaN半导体适合于以高于该声频的频率进行开关的情况。在以几十kHz以上的开关频率驱动由作为半导体材料的主流的硅(Si)构成的开关元件311、312、321、322的情况下，开关损耗的比率变大，需要散热对策。与此相对，由GaN半导体构成的开关元件311、312、321、322即使在以数十kHz以上的开关频率、具体而言高于20kHz的开关频率进行驱动的情况下，开关损耗也非常小。因此不需要散热对策，或者能够使为了散热对策而利用的散热构件的尺寸小型化，能够实现电力变换装置100的小型化及轻量化。另外，由于能够进行高频开关，从而能够实现电抗器2的小型化。另外，为了避免开关频率的一次分量进入噪声端子电压标准的测定范围，开关频率优选为150kHz以下。
另外，由于WBG半导体与Si半导体相比静电电容较小，因此由开关引起的恢复电流的产生较少而能够抑制由恢复电流引起的损耗及噪声的产生，因此适合于高频开关。
此外，由于SiC半导体与GaN半导体相比接通电阻较小，因此也可以是开关次数比第二支路32多的第一支路31的开关元件311、312由GaN半导体构成，开关次数少的第二支路32的开关元件321、322由SiC半导体构成。由此，能够最大限度地有效利用SiC半导体及GaN半导体各自的特性。另外，通过将SiC半导体利用于开关次数比第一支路31少的第二支路32的开关元件321、322，开关元件321、322的损耗中的导通损耗所占的比例变多，开启损耗及关断损耗变小。因此，能够抑制由于开关元件321、322的开关而引起的发热的上升，相对地减小构成第二支路32的开关元件321、322的芯片面积，能够有效地活用芯片制造时的成品率低的SiC半导体。
另外，也可以使用超结(Super Junction：SJ)-MOSFET作为开关次数少的第二支路32的开关元件321、322。通过使用SJ-MOSFET，能够有效利用作为SJ-MOSFET的优点的低接通电阻，并且能够抑制静电电容高且容易产生恢复的缺点。另外，通过使用SJ-MOSFET，与使用WBG半导体的情况相比，能够减少第二支路32的制造成本。
另外，WBG半导体与Si半导体相比耐热性高，即使结温为高温也能够工作。因此，通过使用WBG半导体，也能够由热阻大的小型芯片来构成第一支路31及第二支路32。特别是，将芯片制造时的成品率低的SiC半导体利用于小型芯片时能够实现低成本化。
另外，由于即使以100kHz左右的高频驱动WBG半导体时，也能够抑制在开关元件产生的损耗的增加，因此由电抗器2的小型化带来的损耗减少效果变大，能够在宽的输出频带、即宽的负载条件下实现高效率的转换器。
另外，由于WBG半导体与Si半导体相比耐热性高，基于支路之间的损耗偏差的开关的发热容许度高，因此适合于产生由高频驱动引起的开关损耗的第一支路31。
此外，实施方式1的电力变换装置100可以由通用的智能功率模块(IntelligentPower Module：IPM)构成。通过使用IPM，能够将开关元件311、312、321、322的驱动电路嵌入到IPM内部，能够减小安装电抗器2、桥电路3、平滑电容器4、电源电压检测部5、电源电流检测部6、母线电压检测部7及控制部10的基板面积。另外，通过使用通用的IPM，能够抑制成本的增加。
此外，在实施方式1的电力变换装置100中，检测电源电压Vs，但电力变换装置100也可以构成为通过检测电源电压Vs的过零点来判定电源电压Vs的极性。如果能够掌握电源电压Vs的极性，则能够使第一支路31及第二支路32工作。在该情况下，为了抑制过零附近的极性误判，电力变换装置100基于电源电压相位推定值θ^s，将第一支路31及第二支路32的工作设为从过零的时间点起断开一定期间。
此外，在实施方式1的电力变换装置100中，在电源电流Is的绝对值为电流阈值以上时，允许使开关元件321及开关元件322为接通状态，但电力变换装置100的结构并不限定于此。电力变换装置100也可以使用电源电压Vs、施加于第一支路31的电压、母线电压Vdc、和施加于开关元件的两端的电压中的任意电压来推定电流流过开关元件的寄生二极管，从而控制开关元件321及开关元件322。此外，在使用电源电压Vs、施加于第一支路31的电压和母线电压Vdc中的任意电压来推定电流流过开关元件的寄生二极管时，判定中的偏差因素较多，因此需要注意推定误差。另外，在使用施加于开关元件的两端的电压来推定电流流过开关元件的寄生二极管时，要推定电流流动的每个开关元件需要电压检测电路。
图29是示出由实施方式1的电力变换装置生成的、电源电压的一个周期量的驱动信号的第三例的图。在图29中，横轴设为时间，从上到下依次示出电源电压Vs、电源电流Is、定时器设定值α及载波信号、开关元件311的驱动信号、开关元件312的驱动信号、开关元件321的驱动信号、以及开关元件322的驱动信号。
在图29的例子中，在电源电压Vs的极性为正时，为了进行电流控制，开关元件312以高速进行开关，在电源电压Vs的极性为负时，为了进行电流控制，开关元件322以高速进行开关。而且，在图29的例子中，每次开关所产生的开关元件312、322的损耗小于每次开关所产生的开关元件311、321的损耗。这样，通过使下侧开关元件的开关特性与上侧开关元件的开关特性不同，能够减少开关损耗。然而，在该结构例中，由于为了进行同步整流而需要将上侧开关元件与下侧开关元件互补地进行开关，因此需要对开关元件311、312、321、322的每一个高速地进行开关。即，在电源电压Vs为正极性时，开关元件311、312高速地进行开关，在电源电压Vs为负极性时，开关元件321、322高速地进行开关。另外，由于为了抑制由开关引起的恢复损耗，需要改善所有的开关元件311、312、321、322的恢复特性，因此图29所示的结构例不适合于实施方式1的电力变换装置100。
如以上说明的那样，在实施方式1的电力变换装置100中，控制电源电流的开关元件311、312每次开关所产生的损耗小于进行与电源电压极性相应的开关的开关元件321、322每次开关所产生的损耗。因此，能够减少支路之间的发热偏差，能够实现电力变换装置100的输出变高。
实施方式2.
在实施方式1中，说明了使用一个开关元件对来进行同步控制的结构例，但也可以构成为将n个开关元件对并联连接来进行同步控制。n为2以上的整数。图30是示出实施方式2的电力变换装置的结构例的图。在实施方式2的电力变换装置100中，第一支路31具备作为第五开关元件的开关元件313和作为第六开关元件的开关元件314。开关元件313及开关元件314串联连接。由开关元件313及开关元件314构成的开关元件对与由开关元件311及开关元件312构成的开关元件对并联连接。电抗器2连接于开关元件313与开关元件314的连接点。在图30中示出了使用两个支路进行同步控制的结构例。
在驱动两个开关元件对并联连接而成的第一支路31时，同时驱动两个开关元件对中的构成上支路的两个开关元件311、313的每一个，并且同时驱动构成下支路的两个开关元件312、314的每一个。另外，将同时驱动并联连接的两个开关元件的情况称为“并联驱动”。
通过对并联连接的两个开关元件对进行并联驱动，流过两个开关元件的电流为流过一个开关元件时的电流的二分之一。根据图19的特性可知，如果电流变小，则开关元件的损耗变小，因此在第一支路31产生的损耗减少。因此，能够进一步减小第一支路31与第二支路32之间的发热偏差。
在图30中，举例说明了将两个开关元件对并联连接的结构，但开关元件对并不限定于两个，也可以并联连接n个开关元件对来构成。在使用n个开关元件对来构成的情况下，流过一个开关元件对的电流变为n分之一，因此能够进一步减小第一支路31中的损耗。另外，不需要完全消除并联连接的n个开关元件对之间的损耗的偏差，在损耗偏差被容许的范围内选定并联连接的开关元件对的数量即可。
另外，在图30的例子中，说明了同时驱动在第一支路31中并联连接的两个开关元件的情况，但也可以进行将并联连接的两个开关元件的相位错开180°来进行控制的所谓的交错控制(interleave control)。图31是示出实施方式2的电力变换装置的其它结构例的图。在图31中，在交流电源1与第一支路31之间设置有作为第一电抗器的电抗器2和作为第二电抗器的电抗器2A。电抗器2的一端连接于交流电源1的一侧的输出端，另一端连接于开关元件311与开关元件312的连接点之间。电抗器2A的一端连接于交流电源1的一侧的输出端，另一端连接于开关元件313与开关元件314的连接点之间。
如图31那样构成的电力变换装置100的控制部10将使并联连接的开关元件311和开关元件313接通时的相位错开180°来进行控制，并且将使并联连接的开关元件312和开关元件314接通时的相位错开180°来进行控制，从而进行交错驱动。通过对第一支路31进行交错驱动，高频化变得容易，能够实现电抗器2的小型化及电抗器损耗的减少。此外，在如空调机那样多在无源状态下使用的情况下，不需要使电抗器2小型化，实施方式1的结构和工作在谐波的抑制和电源功率因数的方面是有效的。
另外，在通过将多个开关元件对并联连接而构成第一支路31时，也可以通过由SiC半导体构成的一个芯片来实现构成第一支路31的多个开关元件的每一个。另外，构成第一支路31的多个开关元件各自除了由SiC半导体构成的芯片以外，也可以使用GaN、SiC、金刚石或氮化铝这样的WBG半导体来构成。在由一个开关元件对构成第一支路31的情况下，构成一个开关元件对的两个开关元件使用由WBG半导体构成的两个芯片来实现。与此相对，在并联连接多个开关元件对而构成第一支路31的情况下，例如如果并联两个开关元件对，则构成两个开关元件对的四个开关元件使用由WBG半导体构成的四个芯片来实现。这样，在通过并联连接多个开关元件对而构成第一支路31的情况下，与由一个开关元件对构成第一支路31的情况相比，能够减小一个芯片的面积。即，能够使第一芯片面积小于第二芯片面积。第一芯片面积是将通过并联连接多个开关元件对而构成的第一支路31的多个开关元件的每一个设置于由WBG半导体构成的一个第一芯片时的第一芯片的面积。第二芯片面积是将由一个开关元件对构成的第一支路31的多个开关元件的每一个设置于由WBG半导体构成的一个第二芯片时的第二芯片的面积。由于由WBG半导体构成的芯片在芯片制造时的成品率低，因此减小芯片面积能够实现低成本化。因此，在通过并联连接多个开关元件对而构成第一支路31的情况下，芯片面积变小，因此由例如SiC单晶的结晶缺陷引起的芯片制造时的成品率提高，能够减少第一支路31的制造成本。另外，由于作为多数开关元件使用低电流容量的元件，因此低电流容量的开关元件与高电流容量的开关元件相比制造数量多。从而，由于作为并联连接多个开关元件对而构成的第一支路31，能够使用低电流容量的开关元件，因此能够进一步减少第一支路31的制造成本。
在此，对实施方式1、2的电力变换装置100所具备的控制部10的硬件结构进行说明。图32是示出实现实施方式1、2的控制部的硬件结构的一例的图。在实施方式1、2中说明过的控制部10通过处理器201及存储器202来实现。
处理器201是CPU(Central Processing Unit，中央处理装置，也称为处理装置、运算装置、微处理器、微型计算机、处理器、DSP(Digital Signal Processor，数字信号处理器)或系统LSI(Large Scale Integration，大规模集成电路)。作为存储器202，能够例示RAM(Random Access Memory，随机存取存储器)、ROM(Read Only Memory，只读存储器)、闪存、EPROM(Erasable Programmable Read Only Memory，可擦除可编程只读存储器)、EEPROM(Electrically Erasable Programmable Read-Only Memory，电可擦除可编程只读存储器)这样的非易失性或易失性半导体存储器。另外，存储器202并不限定于这些，也可以是磁盘、光盘、高密度盘、迷你盘或DVD(Digital Versatile Disc，数字多功能盘)。
图13所示的电源电流指令值控制部21、接通占空比控制部22、电源电压相位计算部23、第一脉冲生成部24、第二脉冲生成部25、电流指令值计算部26以及瞬时值指令值计算部27通过图32所示的处理器201和存储器202来实现。即，处理器201将用于作为电源电流指令值控制部21、接通占空比控制部22、电源电压相位计算部23、第一脉冲生成部24、第二脉冲生成部25、电流指令值计算部26及瞬时值指令值计算部27的每一个而工作的程序预先存储于存储器202，处理器201读出并执行存储于存储器202的程序，由此实现上述的各部。
实施方式3.
图33是示出实施方式3的电动机驱动装置的结构例的图。实施方式3的电动机驱动装置101驱动作为负载的电动机42。电动机驱动装置101具备实施方式1、2的电力变换装置100、逆变器41、电动机电流检测部44、以及逆变器控制部43。逆变器41将从电力变换装置100供给的直流电力变换为交流电力并向电动机42输出，由此驱动电动机42。此外，在实施方式3中，对电动机驱动装置101的负载为电动机42时的例子进行了说明，但连接于逆变器41的设备只要是被输入交流电力的设备即可，可以是电动机42以外的设备。
逆变器41是将以IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅双极型晶体管)为首的开关元件做成三相桥结构或两相桥结构而得到的电路。逆变器41中使用的开关元件并不限定于IGBT，也可以是由WBG半导体构成的开关元件、IGCT(Insulated GateControl Protocol Thyristor，绝缘栅控晶闸管)、FET(Field Effect Transistor，场效应晶体管)或MOSFET。
电动机电流检测部44检测流过逆变器41与电动机42之间的电流。逆变器控制部43使用由电动机电流检测部44检测出的电流，生成并向逆变器41施加用于驱动逆变器41内的开关元件的PWM信号，以使电动机42按转速进行旋转。逆变器控制部43与控制部10同样地通过处理器和存储器来实现。此外，电动机驱动装置101的逆变器控制部43和电力变换装置100的控制部10可以由一个电路实现。
在将实施方式1、2的电力变换装置100用于电动机驱动装置101的情况下，桥电路3的控制所需的母线电压Vdc根据电动机42的运转状态而变化。通常，电动机42的转速越高，越需要提高逆变器41的输出电压。该逆变器41的输出电压的上限由向逆变器41的输入电压、即作为电力变换装置100的输出的母线电压Vdc限制。将来自逆变器41的输出电压超过由母线电压Vdc限制的上限而饱和的区域称为过调制区域。
在这样的电动机驱动装置101中，在电动机42为低速旋转的范围、即未到达过调制区域的范围内，不需要使母线电压Vdc升压。另一方面，在电动机42为高速旋转的情况下，通过使母线电压Vdc升压，能够将过调制区域设于更高速旋转侧。由此，能够将电动机42的运转范围扩大到高速旋转侧。
另外，如果不需要扩大电动机42的运转范围，则能够相应地增加到电动机42所具备的定子的绕组的匝数。通过增加绕组的匝数，在低速旋转区域中，在绕组的两端产生的电动机电压变高，流过绕组的电流相应地降低，因此能够减少由逆变器41中的开关元件的开关动作产生的损耗。在为了得到电动机42的运转范围扩大和低速旋转区域的损耗改善这双方的效果的情况下，电动机42的绕组的匝数被设定为适当值。
根据实施方式3，通过使用电力变换装置100，能够减少支路之间的发热偏差，实现可靠性高且高输出的电动机驱动装置101。
实施方式4.
图34是示出实施方式4的空调机的结构例的图。实施方式4的空调机700是制冷环路装置的一例，具备实施方式3的电动机驱动装置101和电动机42。实施方式4的空调机700具备内置有压缩机构87和电动机42的压缩机81、四通阀82、室外热交换器83、膨胀阀84、室内热交换器85以及制冷剂配管86。空调机700并不限定于室外机与室内机分离的分体式空调机，也可以是将压缩机81、室内热交换器85和室外热交换器83设置于一个框体内的一体式空调机。电动机42由电动机驱动装置101驱动。
在压缩机81的内部设置有压缩制冷剂的压缩机构87和使压缩机构87工作的电动机42。制冷剂在压缩机81、四通阀82、室外热交换器83、膨胀阀84、室内热交换器85和制冷剂配管86中循环，由此构成制冷环路。此外，空调机700所具备的构成要素也能够应用于具备制冷环路的冰箱或冰柜这样的设备。
另外，在实施方式4中，说明了作为压缩机81的驱动源利用电动机42、通过电动机驱动装置101驱动电动机42的结构例。然而，也可以将电动机42应用于驱动空调机700所具备的未图示的室内机送风机及室外机送风机的驱动源，用电动机驱动装置101驱动该电动机42。另外，也可以将电动机42应用于室内机送风机、室外机送风机及压缩机81的驱动源，用电动机驱动装置101驱动该电动机42。
另外，在空调机700中，由于输出为额定输出的一半以下的中间条件即低输出条件下的运转在全年占支配地位，所以在中间条件下对全年功耗的贡献度变高。另外，在空调机700中，倾向于电动机42的转速低而电动机42的驱动所需的母线电压低。因此，从系统效率方面考虑，使空调机700中所使用的开关元件在无源状态下工作是有效的。因此，能够在从无源状态到高频开关状态的宽泛的运转模式下减少损耗的电力变换装置100对于空调机700是有用的。如上所述，在交错方式下能够使电抗器2小型化，但由于空调机700多在中间条件下运转，因此不需要使电抗器2小型化，实施方式1、2的电力变换装置100的结构和工作在谐波的抑制、电源功率因数的方面是有效的。
另外，实施方式1、2的电力变换装置100能够抑制开关损耗，因此电力变换装置100的温度上升被抑制，即使将未图示的室外机送风机的尺寸变小，也能够确保搭载于电力变换装置100的基板的冷却能力。因此，实施方式1、2的电力变换装置100适用于高效率且4.0kW以上的高输出的空调机700。
另外，根据实施方式4，通过使用电力变换装置100而能够减少支路之间的发热偏差，因此能够实现基于开关元件的高频驱动的电抗器2的小型化，能够抑制空调机700的重量上升。另外，根据实施方式4，通过开关元件的高频驱动，能够实现开关损耗减少、能耗率低、高效率的空调机700。
以上的实施方式所示的结构示出本发明的内容的一例，还能够与其它公知技术组合，在不脱离本发明的主旨的范围内，还能够省略、变更结构的一部分。

Claims (21)

1.一种电力变换装置，将从交流电源供给的交流电力变换为直流电力，具备：
第一布线及第二布线，分别连接于所述交流电源；
第一电抗器，配置于所述第一布线上；
第一支路，具备第一开关元件、第二开关元件和具有第一连接点的第三布线，所述第一开关元件及所述第二开关元件通过所述第三布线串联连接，所述第一连接点通过所述第一布线连接于所述第一电抗器；
第二支路，与所述第一支路并联连接，具备第三开关元件、第四开关元件和具有第二连接点的第四布线，所述第三开关元件及所述第四开关元件通过所述第四布线串联连接，所述第二连接点通过所述第二布线连接于所述交流电源；以及
电容器，与所述第二支路并联连接，
每次开关所产生的所述第一开关元件及所述第二开关元件的损耗特性优于每次开关所产生的所述第三开关元件及所述第四开关元件的损耗特性。
2.根据权利要求1所述的电力变换装置，其中，所述第一开关元件及所述第二开关元件的开关频率高于所述第三开关元件及所述第四开关元件的开关频率。
3.根据权利要求2所述的电力变换装置，其中，所述第一开关元件及所述第二开关元件的开关频率高于所述交流电源的频率的266倍。
4.根据权利要求2所述的电力变换装置，其中，所述第一开关元件及所述第二开关元件的开关频率高于16kHz。
5.根据权利要求1至4中任一项所述的电力变换装置，其中，所述第一开关元件及所述第二开关元件的栅极电阻小于所述第三开关元件及所述第四开关元件的栅极电阻。
6.根据权利要求1至4中任一项所述的电力变换装置，其中，所述第一开关元件及所述第二开关元件由宽带隙半导体构成。
7.根据权利要求6所述的电力变换装置，其中，所述宽带隙半导体为氮化镓半导体。
8.根据权利要求7所述的电力变换装置，其中，所述第三开关元件及所述第四开关元件由碳化硅半导体构成。
9.根据权利要求7所述的电力变换装置，其中，所述第三开关元件及所述第四开关元件为超结金属氧化物半导体场效应晶体管。
10.根据权利要求7所述的电力变换装置，其中，所述第一开关元件及所述第二开关元件的开关频率高于20kHz。
11.根据权利要求1至10中任一项所述的电力变换装置，其中，所述第一支路及所述第二支路中的至少一个支路安装于二合一模块。
12.根据权利要求1至11中任一项所述的电力变换装置，其中，
具备电流检测部，该电流检测部检测从所述交流电源输出的电源电流，
根据所述电源电流，决定是否允许所述第三开关元件及所述第四开关元件接通。
13.根据权利要求12所述的电力变换装置，其中，在所述电源电流为阈值以下的情况下，不允许所述第三开关元件及所述第四开关元件接通，在所述电源电流大于所述阈值的情况下，允许所述第三开关元件及所述第四开关元件接通。
14.根据权利要求1至13中任一项所述的电力变换装置，其中，
所述第一支路还具备串联连接的第五开关元件及第六开关元件，
所述第五开关元件与所述第一开关元件并联连接，
所述第六开关元件与所述第二开关元件并联连接。
15.根据权利要求14所述的电力变换装置，其中，
具备第二电抗器，该第二电抗器的一端连接于所述第五开关元件及所述第六开关元件，另一端连接于所述交流电源。
16.根据权利要求14或15所述的电力变换装置，其中，
所述第一开关元件及所述第五开关元件同时被驱动，
所述第二开关元件及所述第六开关元件同时被驱动。
17.根据权利要求15所述的电力变换装置，其中，
所述第一开关元件、所述第二开关元件、所述第五开关元件及所述第六开关元件由宽带隙半导体构成，
第一芯片面积小于第二芯片面积，
所述第一芯片面积是将并联连接多个开关元件对而构成的第一支路的多个开关元件的每一个设置于由所述宽带隙半导体构成的一个第一芯片时的所述第一芯片的面积，
所述第二芯片面积是将由一个开关元件对构成的第一支路的多个开关的每一个设置于由所述宽带隙半导体构成的一个第二芯片时的所述第二芯片的面积。
18.一种电动机驱动装置，驱动电动机，具备：
权利要求1至17中任一项所述的电力变换装置；以及
逆变器，将从所述电力变换装置输出的直流电力变换为交流电力并向所述电动机输出。
19.一种空调机，具备：
所述电动机；以及
权利要求18所述的电动机驱动装置。
20.根据权利要求19所述的空调机，其中，
具备由所述电动机驱动的送风机。
21.根据权利要求19所述的空调机，其中，
具备由所述电动机驱动的压缩机。
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