CN109247055A

CN109247055A - 电动机驱动控制装置及电动装置

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Publication number: CN109247055A
Application number: CN201780028213.7A
Authority: CN
Inventors: 田中正人; 保坂康夫; 萩原弘三; 川东照明; 加治屋裕人; 柳岡太; 柳岡太一
Original assignee: MICROSPACE CO Ltd; Taiyo Yuden Co Ltd
Current assignee: MICROSPACE CO Ltd; Taiyo Yuden Co Ltd
Priority date: 2016-05-17
Filing date: 2017-04-18
Publication date: 2019-01-18
Anticipated expiration: 2037-04-18
Also published as: JP2021168592A; JP6915788B2; CN109247055B; TW201921836A; US10870355B2; TWI651924B; TWI697195B; US20190084426A1; EP3460989A1; TW201742368A; WO2017199661A1; CN115411993A; EP3460989A4; JPWO2017199661A1

Abstract

本发明是不使再生电流流向电源而产生制动转矩。本电动机驱动控制装置具有：(A)变频器部，驱动电动机；(B)分离开关，用来将电源从变频器部电分离；及(C)控制部，在检测出应不使再生电流从变频器部流向电源而实施制动的现象的情况下，以对分离开关指示将电源从变频器部分离，进行与速度及制动目标转矩对应的切换的方式，控制变频器部。

Description

电动机驱动控制装置及电动装置

技术领域

本发明涉及一种电动机驱动控制装置。

背景技术

有时电动自行车或电动汽车等的电动机不仅用于加速时等的动力运转驱动，而且用于减速时进行发电使该电力返回到可充电电池的再生制动。

但是，在如下情况下，由于再生制动时的充电电流(以下也称作再生电流)受到限制，或完全无法流动，所以无法施加再生制动，或无法产生充分的制动转矩。

在电池充满电的情况下、

电池为低温的情况下、

因其他电池异常等导致再生电流无法流动的情况下

例如，如住在坡道之上的人在自家将电池充满电后突然下坡的情况下，因无法进一步充电，所以最初无法使用再生制动。因此，下坡后在平地或爬坡等消耗电力，电池容量出现不足后方可使用再生制动。

此外，因即便在气温为冰点以下如电解液冻结般的温度的情况下等，也必须对电池充电，故而依然无法使用再生制动。进而，也存在电池检测到其他异常，输出显示无法充电的信号的情况。

在除此以外的情况下，因可使用再生制动，所以即便意图施加相同的电动机制动时，也因电池的状况不同，而产生完全无法施加再生制动，或仅施加较弱的再生制动的情况。

因此，视电池的状况，根据所需的制动转矩，使用与再生制动转矩不足部分相应的机械制动。但是，驾驶者必须以施加与不足部分相应的机械制动的方式应对，从进行剎车操作后才发觉作用差异，从而感受到要求瞬间判断与响应等较大的异样感。

因此，较理想为如果驾驶者的操作相同，则则不依据电池的状况，始终产生相同的电动机制动。

此外，即便使用无法充电的一次电池的情况或使用无法再生的外部电源的情况等，也存在并不特别局限于再生制动，而可施加任意的制动转矩下的电动机制动的状况。

也就是说，例如自行车或汽车的例中，即便因陡峭的下坡等而速度或加速度变得过大，根据其倾斜自动且较轻地施加制动，使速度或加速度缓和也较为有用。此外，也存在某些异常时想要自动地施加制动的情况。

如此，即使不装备机械式剎车伺服器，也仅以来自控制部的指示施加制动，此外，与摩擦系数中存在较大偏差的机械式剎车相比，以极其稳定的转矩施加制动，因此存在即使无法使用再生制动的系统中，也要求自动控制电动机的状况。

对于此种问题，在电动汽车或混合动力汽车中，存在与再生制动不足部分对应地自动地施加机械制动的技术(例如专利文献1)。但是，为实现此情况而配备电动剎车伺服机构。在汽车的情况下，因原本具备剎车伺服机构，所以重量增加或成本增加并非太大的问题，但在较轻且低价的自行车等的情况下，重量增加与成本增加成为较大问题。

此外，作为不流动再生电流的电动机制动(电磁制动)，已知有短路制动。但是，短路制动具有最大再生制动力的进而2倍的制动转矩，且无法调节其加减，所以无法与再生制动同等地使用。

作为消除此种缺点的方法，提出有交替切换3相全短路状态与全断路状态，以切换PWM(Pulse Width Modulation：脉宽调制)占空比控制转矩的方法(例如专利文献2)。但是，实际上无法以所述方法控制。具体来说，流入到电动机线圈的电流在全断路期间也无法立即停止，且在每次断路时电流经由FET(Field Effect Transistor：场效晶体管)的寄生二极管从地面流向电池侧，导致再生电流流入到电池中，结果，最终导致成为再生制动。

如果假设通过使用无寄生二极管的开关元件，消除寄生二极管影响的电路上的设计(例如使用将FET每2个地反串联而成者)，而使再生电流不流向电池侧，则在全断路的瞬间导致开关元件被无限地施加巨大的浪涌电压而破损。

此外，作为其他方法，也有如下方法：通过以另外设置的电阻等消耗由再生制动所得的电力，总计实现不使再生电流流入到电池而产生制动转矩的损耗制动。但是，由于所述电阻等的发热量比较大，所以设置高价的高耐电力电阻或较大的散热片等，导致成本增加或重量增加。

进而，作为不使再生电流流入到电池而施加任意转矩的电磁制动的方法，存在如下方法：通过矢量控制法，一边将用来产生转矩的转矩电流保持与再生制动时相同，一边使无助于转矩的励磁电流流动，由此，在电动机内消耗电力，不改变制动转矩而自如地控制流向电池的再生电流(例如专利文献3)。也就是说，可通过适当地控制驱动电压或驱动提前角，而产生预期的制动转矩，使流向电池的再生电流降低或为零。

但是，因通过高度的控制而控制转矩与流向电池的再生电流，所以，因电动机其他各种常数或环境状态的偏差，而使流向电池的再生电流为零存在较多困难。也就是说，需要高速且高精度的电流反馈控制，从制动开始时跟随制动力变化、电动机转数变化、及其他变动，始终将流向电池的再生电流确实地维持为零比较困难。因此，可能导致频繁产生少量的再生电流流入到电池的状况，相应地对于电池存在不良影响。

背景技术文献

专利文献

专利文献1：日本专利特开2015-186382号公报

专利文献2：日本专利特开2012-196104号公报

专利文献3：日本专利特开平10-150702号公报

发明内容

[发明所要解决的问题]

因此，本发明的目的是在一方式中提供一种用来不使电流流向电源而产生制动转矩的电动机驱动控制技术。

[解决问题的技术手段]

本发明的电动机驱动控制装置具有：(A)变频器部，驱动电动机；(B)分离开关，用来将电源从变频器部电分离；及(C)控制部，在检测出应不使再生电流从变频器部流向电源地实施制动的现象的情况下，指示分离开关将电源从变频器部分离，且以进行对应于速度及制动目标转矩的切换的方式控制变频器部。

附图说明

图1是表示矢量控制下的损耗制动的安装例的图。

图2A是表示矢量控制下的转矩对于平均占空比与提前角的组合的关系的图。

图2B是表示矢量控制下的电源(电池)电流对于平均占空比与提前角的组合的关系的图。

图3A是表示电动机转数及制动转矩与提前角的关系的图。

图3B是表示电动机转数及制动转矩与预定平均占空比的关系的图。

图4是表示电动助力车的外观的图。

图5是电动机驱动控制装置的功能块图。

图6A是表示利用运算部实现的分离控制部的图。

图6B是表示分离开关的第1例的图。

图6C是表示分离开关的第2例的图。

图6D是表示分离开关的第3例的图。

图6E是表示分离开关的第4例的图。

图7A是表示电源连接方法的第1例的图。

图7B是表示电源连接方法的第2例的图。

图7C是表示电源连接方法的第3例的图。

图8是表示第1实施方式的功能构成例的图。

图9A是表示平均占空比及提前角的组合与制动转矩的关系的图。

图9B是表示平均占空比及提前角的组合与变频器电源电压的关系的图。

图10是表示电压FB控制部的功能构成例的图。

图11是用来对ΔV的产生进行说明的图。

图12(a)至(c)是用来说明第2实施方式的追加功能的图。

图13是表示第4实施方式的功能构成例的图。

图14A是表示包含60°断开期间的120°矩形波的例的图。

图14B是表示连续的120°矩形波的例的图。

图14C是表示连续的180°矩形波的例的图。

图14D是表示连续的240°矩形波的例的图。

图15(a)至(i)是表示再生制动中转换为损耗制动模式时的信号变化的图。

图16(a)至(i)是表示由损耗制动模式转换为再生制动时的信号变化的图。

图17(a)至(d)是表示驱动波形的变动的图。

图18是表示用来产生图17(d)所示的驱动波形的构成例的图。

具体实施方式

[本发明的实施方式的基础技术]

首先，针对基于本发明的实施方式的基础技术也就是矢量控制的损耗制动进行说明。

在矢量控制的损耗制动中，使与产生制动转矩的电流也就是用于再生制动的电流相同的第1电流(也称作转矩电流)、与用来通过电动机线圈内的电阻成分而消耗电力的第2电流也就是与第1电流偏移90°的相位的电流(也称作励磁电流)同时地流动。

通过此种第1电流可获得期望的制动转矩。而且，因第2电流偏移90°相位，所以第2电流的转矩以电流频率的2倍频率正负交替地产生，平均转矩成为零。此外，如果为3相电动机，则分别具有120°相位差的3相电流各自的转矩也具有120°相位差，因此，第2电流的3相转矩的合计即使不取时间平均，任何瞬间也成为零转矩。

即使为零转矩，只要电流流动，则消耗该电流的平方×线圈电阻量的电力。因此，如果控制第2电流则可自如地控制所述第2电流造成的消耗电力，所以整体来说，可一边施加与再生制动时相同的转矩的制动，一边自如地控制最终的再生电力。也就是说，如果使第2电流的消耗电力与第1电流的再生电力相等，则流向电池的再生电流成为零。

此时，作为第2电流的控制方法，存在使第2电流相对于第1电流以提前方向即+90°相位差流动的弱励磁电流法、及使第2电流相对于第1电流以延迟方向即-90°相位差流动的强励磁电流法。

在以+90°相位差流动的弱励磁电流法的情况下，存在因电动机线圈自身的自感及线圈间的互感的影响，赋予到电动机线圈端子的合计电压驱动波形成为低电压的特征。此外，因流入到电源用平滑电容器的AC纹波电流变小，所以也存在平滑电容器的容许纹波电流较小即可，此外，耐压也较小即可的优点。

但是，如果+90°相位差控制相对于速度急剧变化延迟而相位偏移，则产生在原本应为零转矩之处产生转矩的现象。也就是说，存在速度的变化更放大的方向上反映到转矩的倾向，转矩与速度容易变得不稳定，从而容易产生振动，所以谋求高速且高精度的控制。

另一方面，在以-90°相位差流动的强励磁电流法的情况下，相反地存在合计电压驱动波形成为高电压的特征。因此，导致电压变得高于电池电压而产生无法适当地控制的情况，或流入到电源用平滑电容器的AC纹波电流变大，从而存在采用电源用平滑电容器的容许纹波电流之类较大的问题。

但是，-90°相位差控制相对于速度急剧变化延迟而产生的转矩还存在速度的变化被缓和的方向上更被反映到转矩的情况，从而具有转矩与速度稳定的优点。

实际上，鉴于制品构成上的各种情况，选择所述2个方法的任一者。

此外，在第1电流的驱动波形、第2电流的驱动波形均为正弦波的情况下，所述合计电压驱动波形也成为仅振幅或相位不同的正弦波。也就是说，可通过控制单一的正弦波的振幅(也就是平均占空比)及提前角，而控制第1及第2电流。

因此，预先在每一速度中求出产生与目标再生制动转矩相同的损耗控制转矩的平均占空比与提前角，且基于具有所述平均占空比及提前角的合计电压驱动波形的信号，使驱动电动机的变频器进行切换，由此，实现产生与再生制动转矩相同的转矩的损耗制动。

将基于这种矢量控制实现损耗制动的安装例表示在图1。

所述安装例的电动机驱动控制装置具有制动目标转矩产生部9001、驱动参数产生部9002、驱动波形产生部9003、调制部9004、加法器9005、电池平均电流检测部9006、电流偏移寄存器9007、及加法器9008。

制动目标转矩产生部9001如果通过剎车操作等而受到制动请求，则根据车速等速度，将预定的制动目标转矩输出到驱动参数产生部9002。另外，对于应输出的制动目标转矩，应参照例如国际专利公开公报2012/086459A1等。将所述国际专利公开公报及对应美国专利申请编入本申请中。

驱动参数产生部9002根据速度及制动目标转矩，输出预定的提前角及预定平均占空比。

对于驱动参数产生部9002应输出的提前角及预定平均占空比，使用图2A至图3B进行说明。

在图2A中，横轴表示平均占空比，纵轴表示提前角，且在某一电动机转数(例如2400rpm)下，以等转矩线表示产生相同转矩的平均占空比及提前角的组合。具体来说，从0Nm到18Nm为止，每隔2Nm表示等转矩线，另外，将电池与驱动电动机的变频器部保持着连接，测定可采用使励磁电流相对于转矩电流以-90°相位差流动的强励磁电流法的范围。

另一方面，在图2B中，横轴表示平均占空比，纵轴表示提前角，且在某一电动机转数(例如2400rpm)下，以等电流线表示相同的电流流入到电池的平均占空比及提前角的组合。具体来说，每隔1A表示从电流未流动的0A(虚线)到电流自电池向放电方向流动的4A为止的等电流线、及电流在朝向电池的充电方向(也称作再生方向)上流动的-4A为止的等电流线。此处，也将电池与变频器部保持着连接，测定与图2A相同的范围。

图2B的虚线表示电流未流动的平均占空比及提前角的组合，图2A中也同样地表示。损耗制动是未从电池放电也未对电池充电的0A状态，所以在图2A中，根据表示0A的虚线与等转矩线交叉的点，确定可进行损耗制动的平均占空比及提前角与所述情况的制动转矩。

通过对于各速度进行所述损耗制动，而获得图3A及图3B所示的关系。

图3A是表示电动机转数及制动转矩与提前角的关系，图3B是表示电动机转数及制动转矩与预定平均占空比的关系。

驱动参数产生部9002基于图3A及图3B，输出与被输入的速度(与电动机的转数等效)及制动目标转矩对应的提前角及预定平均占空比。

如果根据驱动参数产生部9002输出的提前角及预定平均占空比驱动变频器，则基本实现损耗制动，但因各要素的常数的偏差或变动，再生电流无法正确地成为零。因此，以再生电流成为零的方式进行反馈控制。

电池平均电流检测部9006检测流入到电池的电流的平均值，输出对应于所述平均值的值。加法器9008将电池平均电流检测部9006的输出、与电流偏移寄存器9007的输出(1单位时间前的值。但初始值例如为零)相加，且将相加结果输出到电流偏移寄存器9007。电流偏移寄存器9007存储加法器9008的输出。如此，将与利用电池平均电流检测部9006检测所得的电流的平均值对应的值储存在电流偏移寄存器9007。

而且，加法器9005由来自驱动参数产生部9002的预定平均占空比减去储存于电流偏移寄存器9007的值。由此，将流入到电池的电流的平均值负反馈。由加法器9005产生的校正后平均占空比输出到驱动波形产生部9003。

驱动波形产生部9003基于来自驱动参数产生部9002的提前角、与来自加法器9005的校正后平均占空比，产生具有与所述提前角及校正后平均占空比对应的振幅的例如正弦波的信号，且输出到调制部9004。通过驱动波形产生部9003产生的信号在3相电动机的情况下，表示3相驱动波形瞬时占空比D_u、D_v及D_w。

调制部9004根据驱动波形产生部9003的输出进行例如PWM调制，且将对于变频器部中所含的开关的切换信号输出。

如上所述，通过将流入到电池的电流负反馈，而以使流入到电池的电流为零的方式进行控制，但任何瞬间均不成为零，而在零前后略微变动。

[实施方式]

在本发明的实施方式中，使再生电流确实地不流向电池而实现损耗制动。

以下，针对本发明的实施方式，以电动助力车为例进行说明。但，本发明的实施方式的适用对象不限于电动助力车。

图4是表示本实施方式的电动辅助车也就是电动助力车的一例的外观图。所述电动助力车1装载有电动机驱动装置。电动机驱动装置具有二次电池101(基础电源)、电动机驱动控制装置102、踏板转矩传感器103、踏板旋转传感器107、剎车传感器104、及电动机105。另外，电动助力车1也具有操作面板、飞轮及变速机。

二次电池101为锂离子二次电池，但也可为其他种类的电池例如锂离子聚合物电池、镍氢蓄电池等。

踏板转矩传感器103是设置于安装在曲柄轴的轮圈上，检测驾驶者对踏板的踏力，且将所述检测结果输出到电动机驱动控制装置102。此外，踏板旋转传感器107是与踏板转矩传感器103相同，设置在安装在曲柄轴的轮圈上，将对应于旋转的脉冲信号输出到电动机驱动控制装置102。

电动机105例如为众所周知的三相无刷电动机，且例如安装在电动助力车1的前轮。电动机105是使前轮旋转，且以转子对应前轮的旋转而旋转的方式，将转子直接或经由减速器等连结到前轮。进而，电动机105具备霍尔器件等旋转传感器，且将转子的旋转信息(也就是霍尔信号)输出到电动机驱动控制装置102。

剎车传感器104是检测驾驶者的剎车操作，且将有关剎车操作的信号输出到电动机驱动控制装置102。

将与此种电动助力车1的电动机驱动控制装置102关联的构成表示在图5。电动机驱动控制装置102具有控制部1020、变频器部1030、分离开关1040、及平滑电容器1050。在变频器部1030中包含对电动机105的U相进行切换的高侧FET(S_uh)及低侧FET(S_ul)、对电动机105的V相进行切换的高侧FET(S_vh)及低侧FET(S_vl)、及对电动机105的W相进行切换的高侧FET(S_wh)及低侧FET(S_wl)。有时也将高侧称作上侧，将低侧称作下侧。在变频器1030中设有第2温度传感器1031，在电动机105设有第1温度传感器1051，且第2温度传感器1031及第1温度传感器1051分别连接在控制部1020。

此外，变频器部1030是连接在平滑电容器1050的一端，且平滑电容器1050的另一端接地。平滑电容器1050的电容相对较大，虽未在图5表示，但大于有时设置在比分离开关1040更靠二次电池101侧的电容器。

分离开关1040设置在变频器部1030与二次电池101之间，且根据来自控制部1020的指示(分离控制信号)，以将二次电池101自变频器部1030分离的方式作动。另外，在二次电池101中设有第3温度传感器1010，且第3温度传感器1010连接在控制部1020。

此外，控制部1020具有运算部1021、车速输入部1024、剎车输入部1025、踏板旋转输入部1022、踏板转矩输入部1023、温度输入部1026、第1AD(Analog/Digital：模拟/数字)输入部1027、第2AD输入部1028、及PWM调制部1029。另外，在控制部1020也包含对PWM调制部1029输出载波信号的载波产生部，但此处省略图示。

运算部1021是使用来自踏板旋转输入部1022的输入、来自踏板转矩输入部1023的输入、来自车速输入部1024的输入、来自剎车输入部1025的输入、来自第1AD输入部1027的输入、来自第2AD输入部1028的输入、及来自温度输入部1026的输入，进行以下所述的运算，且对于PWM调制部1029输出信号。

另外，运算部1021具有存储器10211，存储器10211存储用于运算的各种数据及处理中的数据等。进而，也存在运算部1021通过处理器执行程序而实现的情况，且在所述情况下也存在将所述程序记录在存储器10211的情况。此外，也存在存储器10211与运算部1021分开设置的情况。

踏板旋转输入部1022是将来自踏板旋转传感器107的表示踏板旋转相位角及旋转方向的信号数字化后，输出到运算部1021。车速输入部1024根据电动机105输出的霍尔信号算出当前车速后，输出到运算部1021。踏板转矩输入部1023将相当于来自踏板转矩传感器103的踏力的信号数字化后，输出到运算部1021。剎车输入部1025根据来自剎车传感器104的信号，将表示未从剎车传感器104接收表示存在剎车的信号的无剎车状态、及从剎车传感器104接收到表示存在剎车的信号的剎车状态的任一者的信号输出到运算部1021。温度输入部1026是将来自第1温度传感器1051、第2温度传感器1031及第3温度传感器1010的温度信息数字化后，输出到运算部1021。第1AD输入部1027将分离开关1040的二次电池101侧的电压也就是二次电池101的输出电压数字化后，输出到运算部1021。第2AD输入部1028将分离开关1040的变频器部1030侧的电压数字化后，输出到运算部1021。

另外，为容易进行以下的说明，而将分离开关1040的变频器部1030侧的端子称作变频器电源端子，且将所述变频器电源端子中的电压称作变频器电源电压。

此外，也存在从二次电池101，不仅将来自第3温度传感器1010的温度信息，而且将含有充满电状态的充电量的信息、表示因其他原因无法充电的信号传递到控制部1020的情况。

本实施方式是在不使再生电流流入二次电池101等基础电源而产生制动转矩的损耗制动模式中，将分离开关1040断开，将二次电池101等基础电源从变频器部1030分离之后，利用以下所述的驱动控制法产生制动转矩。由此，在确实保证流向二次电池101等基础电源的再生电流成为零之后，产生适当的波形(基波的波形、以提前角、振幅确定的波形)的信号(第1信号)，且基于所述信号产生及输出对于变频器部1030的切换驱动信号(第2信号)，使变频器部1030进行转换，由此，可获得任意的制动转矩。

此处，使用图6A至图6E，预先叙述损耗制动模式下成为主要功能的分离开关1040的变化。首先，使用图6A预先说明对分离开关1040输出分离控制信号在运算部1021中实现的分离控制部2100。

运算部1021中实现的分离控制部2100是基于二次电池101的温度、二次电池101为充满电的状态、及其他无法充电状态的通知等各种输入，检测损耗制动模式(应实施损耗制动的现象)，输出使分离开关1040断开的分离控制信号。

另外，存在分离控制部2100被输入例如在运算部1021内部(例如图8所示的动力运转目标转矩产生部2207或2314等)计算所得的动力运转目标转矩的情况，且如以下详细说明，如果动力运转目标转矩成为阈值以下，则输出使分离开关1040断开的分离控制信号。也在因其他原因而应保护电池或电路等时，存在输出使分离开关1040断开的分离控制信号的情况。

此外，如果分离控制部2100检测出损耗制动模式，则制动模式标志也表示损耗制动模式。另一方面，如果分离控制部2100根据各种输入判断为再生制动模式而并非损耗制动模式，则以表示再生制动模式的方式输出信号。同样，如果分离控制部2100检测出再生制动模式，则制动模式标志也表示再生制动模式。通过制动模式标志，进行PWM载波频率、PWM调制的调制形式、模式切换时的平均占空比及提前角的计算切换等。

以下说明的图6B至图6E仅表示图5的左侧的二次电池101、分离开关1040、变频器部1030、及与其关联的构成要素。

图6B表示分离开关1040a包含N沟道的MOSFET(Metal-Oxide-SemiconductorField-Effect Transistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)1041a与二极管1042a的例。也就是说，在二次电池101等基础电源连接有MOSFET1041a的源极，且在平滑电容器1050及变频器部1030连接有漏极。此外，二极管1042a的阳极是连接在二次电池101等基础电源，阴极是连接在平滑电容器1050及变频器部1030。二极管1042a既存在寄生二极管的情况，也存在连接有二极管本身的情况。MOSFET1041a的栅极是连接在运算部1021。

如果MOSFET1041a根据分离控制信号断开，则将从变频器部1030流向二次电池101等基础电源的电流截止。但是即便在此期间，如果二次电池101等基础电源的电压高于变频器电源电压，则从二次电池101等基础电源流向变频器1030的电流也经由二极管1042a流动。

也存在以其他目的设置此种分离开关1040a的情况。也就是说，在电动机105过渡旋转，反电动势超过二次电池101的输出电压的情况下，通过断开分离开关1040a，而防止无意再生制动时多余地施加再生制动，从而用于保护电池。此外，电池或电路、及其他异常时也强制地断开，保护所述电池或电路。

图6C表示分离开关1040b包含N沟道的MOSFET1041b与二极管1042b的例。也就是说，在二次电池101等基础电源连接有MOSFET1041b的漏极，且在平滑电容器1050及变频器部1030连接有源极。此外，二极管1042b的阴极连接在二次电池101等基础电源，且阳极连接在平滑电容器1050及变频器部1030。二极管1042b既存在寄生二极管的情况，也存在连接有二极管其本身的情况。MOSFET1041b的栅极是连接在运算部1021。

如果MOSFET1041b根据分离控制信号断开，则将从变频器部1030流向二次电池101等基础电源的电流截止。但是，即使MOSFET1041b根据分离控制信号断开，如果变频器电源电压高于二次电池101等基础电源的电压，则电流经由二极管1042b从变频器部1030流向二次电池101等基础电源。

此种分离开关1040b也存在因其他目的而设置的情况。也就是说，安装所述二次电池101后，通过将接通分离开关1040b的期间逐渐延长，而在直到变频器电源电压充分上升的期间，防止巨大的突波电流流入到变频器部1030侧，破坏变频器部1030。

图6D是表示分离开关1040c为无寄生二极管，且可断开双向电流的开关的例。也就是说，使用将从二次电池101流向变频器部1030的电流、及从变频器部1030流向二次电池101的电流同时截止的开关。可通过单独的开关实现此种开关，但也可如图6E所示，将MOSFET1041a及1041b并用而实现。也就是说，分离开关1040d包含二极管1042a及1042b、MOSFET1041a及MOSFET1041b。而且，如果将MOSFET1041a及MOSFET1041b串联连接，且同时将这些断开，则可将双向电流断开。但是，MOSFET1041a与MOSFET1041b的连接顺序也可相反。

在图6E的情况下，如果保持着接通MOSFET1041b，而将MOSFET1041a断开，则与图6B相同地作用。此外，如果保持着接通MOSFET1041a，而将MOSFET1041b断开，则与图6C相同地作用。

另外，以分离开关1040中使用N沟道的MOSFET的例进行了说明，但也可使用P沟道的MOSFET、接面的FET、双极晶体管、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor：绝缘栅极型双极晶体管)、继电器等开关元件。

另外，在图5中，对于如何获得控制部1020等的电源省略了说明。使用图7A至图7C，针对获得控制部1020等的电源的方法的变化进行说明。另外，不仅存在控制部1020的情况，也存在包含灯的情况，所述灯是与设置电动助力车1等的电动机的装置连接且消耗电力的构成要素。此外，关于灯等，也存在如图7A至图7C般进行连接的情况。

图7A的例是控制部1020等通过分离开关1040从二次电池101侧获得电源。如果二次电池101为可放电的状态，则可获得相对稳定的电压。

图7B的例是控制部1020等通过分离开关1040从变频器部1030侧获得电源。即使二次电池101放尽电或拆除，如果进行行驶，则也通过电动机105的发电与变频器部1030的反升压效应而获得电源。而且，由此也可正确地再生控制变频器部1030，将二次电池101充电。但是，存在稳定性的问题等，也存在必须进行高电压对策的情况。

图7C的例是如果通过在分离开关1040的两侧连接二极管的阳极(图7C为二极管1045或1046)，将二极管1045及1046的阴极连接于控制部1020等而构成二极管OR，则对于控制部1020等以二次电池101的输出电压与变频器电源电压中的高电压供给电力。若为连接有二次电池101且可放电或正在行驶中的任一情况则获得电源，即便无电池余量，也可通过再生进行充电。但是，有时也必须实施高电压对策。

[实施方式1]

此处，以分离开关1040中采用图6D或图6E所示的开关为前提，对于用来进行更适当的损耗控制的构成，使用图8至图11进行说明。

图8中表示本实施方式中以运算部1021实现的功能块构成例。

利用运算部1021实现的损耗制动控制功能具有再生制动目标转矩产生部2201、驱动参数产生部2202、电压FB控制部2203(FB：Feedback：反馈)、及驱动波形产生部2204，且控制PWM调制部1029与载波产生部2206。另外，运算部1021具有动力运转目标转矩产生部2207，且与驱动参数产生部2202联动地也实施动力运转驱动。动力运转目标转矩产生部2207根据踏板转矩输入及车速等产生动力运转目标转矩，且将产生的动力运转目标转矩输出到驱动参数产生部2202。驱动参数产生部2202是在无以下所述的制动请求的情况下，使用动力运转目标转矩及车速，产生并输出动力运转用参数。对于动力运转目标转矩的产生，例如通过踏板转矩输入×辅助比(但，辅助比也存在依据法律等具有对应于车速的限制的情况)而算出。更具体来说，例如应参照国际专利公开公报2012/0864591A等。将所述国际专利公开公报及对应美国专利申请编入于本申请中。此外，驱动参数产生部2202在存在制动请求的情况下，进行下述处理。

再生制动目标转矩产生部2201如果被输入制动请求，则根据来自车速输入部1024的车速，将制动目标转矩输出到驱动参数产生部2202。制动请求是例如通过从剎车传感器104接收表示存在制动的信号而从剎车输入部1025输出。此外，例如对应于车速预先设定有制动目标转矩。也可与车速以外的条件建立对应地预先设定制动目标转矩。另外，关于制动目标转矩，应参照例如国际专利公开公报2012/086459A1等。此外，即便未人为地通过剎车操作等赋予制动指示的情况下，出现较陡下坡或过大速度的情况下等进行自动再生制动时的制动目标转矩也应参照国际专利公开公报2014/200081A1等。将所述国际专利公开公报及对应美国专利申请编入于本申请中。

如果也在损耗制动移行时采用与再生制动时相同的制动目标转矩，则驾驶者可在无异样感且相同的制动感之下持续进行驾驶。另外，再生制动目标转矩产生部2201可将与再生制动时相同的制动目标转矩持续地输出，但在由第1温度传感器1051检测的电动机105的温度，或由第2温度传感器1031检测的变频器部1030的温度过度上升的情况下，也可使制动目标转矩比再生时降低。此外，如果因某些状况而将制动移行时的制动目标转矩抑制为较低的状态，则也存在可向损耗制动模式移行后使制动目标转矩逐渐上升的情况。

如果驱动参数产生部2202通过制动模式标志检测为损耗制动模式，则根据车速及制动目标转矩，输出用于损耗制动的提前角及预定平均占空比。另一方面，如果通过制动模式标志检测为再生模式，则驱动参数产生部2202根据车速及制动目标转矩，输出用于再生制动的提前角及预定平均占空比。如上所述，损耗制动模式是在检测出二次电池101为充满电状态、或二次电池101的温度为低温、或因产生其他异常而再生电流无法流向二次电池101的现象的情况下，通过分离控制部2100来判定，且以制动模式标志表示。对于用于损耗制动的提前角及预定平均占空比，随后详细叙述，但基本上以损耗制动模式下获得制动目标转矩的方式设定。

如果电压FB控制部2203通过制动模式标志检测为损耗制动模式，则进行用来将从第2AD输入部1028输入的变频器电源电压设为特定的目标电压的反馈控制。但是，对于电压FB控制部2203，如果就变频器部1030或平滑电容器1050等的驱动电路耐压来说不存在问题，则也可不设置。对于电压FB控制部2203的详情随后进行叙述。

电压FB控制部2203的输出也就是校正后平均占空比是输出到驱动波形产生部2204，且驱动波形产生部2204与来自驱动参数产生部2202的提前角一起使用，产生具有与所述平均占空比对应的振幅及提前角的例如正弦波(一般来说不限于正弦波)的信号，且将所述信号输出到调制部2205。利用驱动波形产生部2204产生的信号是在3相电动机的情况下，表示3相驱动波形瞬时占空比D_u、D_v及D_w。

PWM调制部2205是对于驱动波形产生部2204的输出，基于从载波产生部2206输出的信号进行PWM调制，且将对于变频器部1030中所含的开关元件的切换驱动信号输出。但是，也存在调制PWM不仅为PWM，也为PNM(Pulse Number Modulation：脉冲数调制)、PDM(Pulse Density Modulation：脉冲密度调制)、PFM(Pulse Frequency Modulation：脉冲频率调制)等的情况。

在本实施方式中，分离开关1040根据用来断开的分离控制信号而断开，变频器部1030与二次电池101等基础电源成为被分离的状态。在成为这种情况下，平均占空比及提前角的组合与制动转矩及变频器电源电压的关系成为图9A及图9B所示。

在图9A中，纵轴表示提前角，横轴表示平均占空比，且在某一车速下，将相同的制动转矩所产生的平均占空比及提前角的组合以等转矩线表示。具体来说，从0.5Nm到4Nm为止，表示0.5Nm刻度的等转矩线。如图9A可知，即使平均占空比产生变化，制动转矩也不变化，且如果提前角减少则制动转矩增加。

另一方面，在图9B中，纵轴表示提前角，横轴表示平均占空比，且在某一车速下，将相同的变频器电源电压所产生的平均占空比及提前角的组合以等电压线表示。具体来说，从10V到100V为止，以10V刻度表示等电压线。如图9B可知，变频器电源电压大致与平均占空比成反比地变化。

在本实施方式中，为了利用分离开关1040将变频器部1030与二次电池101等基础电源分离，而强制性使再生电流成为零，且变频器部1030在再生时作为1/平均占空比的升压变频器进行作用。因再生电流未流动，所以如果平均占空比改变则变频器电源电压改变，从而仅产生对应于提前角的制动转矩。

另外，图9A及图9B表示某车速下的关系，而在其他车速下，可获得具有如所述特征的其他关系。

如此，如果为了利用分离开关1040将变频器部1030与二次电池101等基础电源分离而赋予车速，则用来获得制动目标转矩的提前角被确定。此外，也可根据电路其他各种情况(包含采用强励磁电流法与弱励磁电流法的任一者)，任意设定变频器电源电压的目标电压。因此，根据车速及提前角确定与变频器电源电压的目标电压对应的平均占空比即可。

就图9A及图9B来说，也可不严格地设定变频器电源电压的目标电压。在所述情况下，也如上所述不使用电压FB控制部2203，而以变频器电源电压达到某一程度的宽度的方式选择平均占空比即可。

如此，与矢量控制中进行电流反馈控制，使再生电流为零的情况相比，因采用损耗制动模式下被断开的分离开关1040，所以用于损耗制动的控制的自由度变得极高。

使用图10及图11，说明例如优选时间常数固定地进行线性控制的实例中的电压FB控制部2203的构成例。

电压FB控制部2203包含校正量产生部301、加法器302、乘法器303、除法器304、下限限制部305、延迟器306、及多工器307。

校正量产生部301是根据变频器电源电压Vo，算出每1处理单位时间(帧)的校正量ΔV。校正量ΔV是例如根据图11决定。在图11中，横轴表示变频器电源电压Vo，纵轴表示ΔV。由图11可知，如果变频器电源电压处于从变频器电源电压的目标电压偏离正负dV的宽度中，则ΔV以较小倾斜度变化，如果变频器电源电压脱离所述宽度，则ΔV至ΔV上限或ΔV下限为止急剧地变化。也就是说，在变频器电源电压从目标电压背离程度不大的情况下，以较小增益负反馈，在大幅背离的情况下，以较大增益负反馈。但是，此种曲线为一例，也可采用单纯的直线。

加法器302是算出变频器电源电压Vo+ΔV＝Vn，且输出到除法器304。另一方面，乘法器303算出从延迟器306输出的上次输出平均占空比Do与变频器电源电压Vo的积也就是推测平均电动机驱动电压Vm，且输出到除法器304。

除法器304利用Vm/Vn(＝Vo*Do/(Vo+ΔV))算出目标平均占空比Dnx。如果目标平均占空比Dnx为下限值以下，则下限限制部305输出下限值，如果为下限值以上，则输出目标平均占空比Dnx。为防止平均占空比过度降低，变频器部1030的输出电压比设想更上升，而对占空比设定下限值。下限值是例如使用以下2个值中的较大者。

(1)转换率限制前的速度下的相当于电动势的占空比的75％

(2)固定占空比即20％

下限限制部305的输出Dn是输出到延迟器306，延迟器306是在1处理单位时间后，将所述输出Dn作为上次平均占空比Do输出。另外，在延迟器306中设定有预定平均占空比作为初始值。

此外，下限限制部305的输出Dn也输出到多工器307，且多工器307在通过制动模式标志检测出损耗制动模式之后，将来自下限限制部305的输出Dn作为校正后平均占空比输出。另一方面，在通过制动模式标志检测出再生模式的情况下，多工器307将预定平均占空比作为校正后平均占空比输出。

也可不采用这种构成，而简单地采用如将变频器电源电压的相对目标电压的背离量负反馈的电压FB控制部2203。

[实施方式2]

此处，对于分离开关1040中采用图6B的构成的情况进行叙述。

也在本实施方式中，在损耗制动模式下断开分离开关1040a的MOSFET1041a，将二次电池101等基础电源从变频器部1030分离。

并且，进行与第1实施方式相同的控制，但在本实施方式中，有目的地以比第1实施方式的平均占空比更低的平均占空比进行控制，且有目的地始终将变频器电源电压设为高于二次电池101的电池电压。

如此，因二次电池101的电池电压与变频器电源电压的电位差，损耗制动模式下电流不流入到分离开关1040a的二极管1042a，从而实质上可发挥与将图6D及图6E所示的双向电流截止的分离开关1040c或1040d相同的作用。

即使平均占空比不同，也因电流自身为零，流入到电动机105的电流波形不改变，而仅变频器电源电压不同，制动转矩与第1实施方式的制动转矩相同。

即便存在二次电池101的电池电压的变动或其他各种常数的偏差等的情况下，也只要保证变频器电源电压至少高于电池电压且为电路耐压以下即可，所以与第1实施方式相同，可不进行变频器电源电压控制，也可大致对目标电压进行反馈控制。

但是，在本实施方式中，优选为了在可使用的平均占空比的范围内，维持变频器电源电压高于二次电池101的电池电压，而采用矢量控制法中的强励磁电流法。

在本实施方式中，也可不采用高价的分离开关，且在因其他目的而在相同位置设置相同开关的情况下，也可直接使用所述开关，所以硬件的成本较低即可。

此外，在采用图6B的构成的情况、或在图6E的构成中仅断开MOSFET1041a从而实质上以与图6B相同的状态使用的情况下，即便并非损耗制动模式的动力运转状态下，也可阻止意外的再生电流。

具体来说，使用图12进行说明。图12(a)至(c)的纵轴表示电池电流，横轴表示时间。

在动力运转状态下，如图12(a)中虚线所示，电流平均地在正方向也就是放电方向流动。但是，例如因速度或电流等的检测误差、电动助力车1中矢量转矩传感器103的检测误差、或因路面状况产生的振动或噪声的检测误差、使用这些误差的驱动常数(提前角、平均占空比)的计算时的舍入误差等的影响，而同时流入随机的AC纹波电流。

如加速时或爬坡时等动力运转目标转矩较大的情况下，如图12(a)所示，即使AC纹波，也始终成为放电方向的电流，不会特别产生问题。

但是，在巡航时等以低转矩行驶中，如图12(b)所示，导致电流瞬间且频繁地在负方向也就是充电方向流动。如此，如果对二次电池101反复进行放电与充电的频繁切换，则对电池寿命有不良影响。因此，典型来说，限制低转矩动力运转时的最低辅助转矩。也就是说，在某一值以上的动力运转目标转矩的情况下，稍多地进行辅助，且在动力运转目标转矩低于所述某一值的情况下，立即断开辅助，尽可能不使意外的瞬间再生电流流入。但是，如果进行此种对策，则损及辅助转矩的线性，从而低转矩巡航时对驾驶者赋予不流畅的辅助感，或因进行较多辅助而电池消耗变多。

因此，在本实施方式中，以未达特定阈值的低转矩动力运转进行巡航时，通过以与损耗制动模式相同的方式，断开分开开关1040a的MOSFET1041a而阻止再生电流。如此，如图12(c)所示，电池电流确实地仅在放大方向上流动。

另外，在所述情况下，与一般的动力运转时相比，优选施加仅高出分离开关1040a的二极管1042a的顺向下降电压量的电压的方式，对用于动力运转驱动的平均占空比加上补偿。二极管1042a的顺向下降电压在巡航时为低电流时与电池电压相比极小，所以下降损耗完全不成问题。而且，因无需如上所述的较多辅助，反而电力损耗减少，也确保辅助转矩的线性，从而可获得自然的辅助感觉。

[实施方式3]

在本实施方式中，对于采用图6C所示的分离开关1040b的情况进行叙述。

即便所述情况下，也在损耗制动模式下断开分离开关1040b的MOSFET1041b，将二次电池101等基础电源从变频器部1030分离。此后，进行与第1实施方式相同的控制。

但是，有目的地以比第1实施方式的平均占空比更高的平均占空比进行控制，有目的地始终维持比二次电池101的电池电压更低的变频器电源电压。

因二次电池101的电池电压与变频器电源电压的电位差，而在损耗制动模式下电流不流入到分离开关1040b的二极管1042b，从而实质上可实现与使用图6C或图6D的分离开关1040的第1实施方式的损耗制动模式相同的作用。

即使变频器部1030的平均占空比不同，也因电流自身为零，所以流入到电动机105的电流波形不改变，而仅变频器电源电压不同，从而控制转矩成为与第1实施方式相同。

即使在存在二次电池101的电池电压的变动或其他各种常数的偏差等情况下，也只要维持变频器电源电压最低限度低于二次电池101的电池电压即可，所以与第1实施方式相同，可不进行变频器电源电压的控制，也可大致对目标电压进行反馈控制。

但是，在第3实施方式中，因在可使用的平均占空比的范围中维持变频器电源电压低于二次电池101的电池电压，所以优选使用矢量控制法中的弱励磁电流侧。

在本实施方式中，也可不采用高价的分离开关，且在因其他目的而在相同位置设置相同开关的情况下，可直接使用所述开关，所以硬件的成本较便宜即可。

[实施方式4]

在矢量控制的损耗制动中，使用用来产生制动转矩且回收制动的机械能量的第1电流(转矩电流)、与用于因电动机线圈内的电阻成分而消耗所述机械能量的第2电流(与第1电流为90°相位差的同一频率的电流(励磁电流))。

与此相对，也可与第1到第3实施方式相同地，采用分离开关1040，且第2电流中使用与第1电流不同频率的电流。

与基波不同频率的成分(以下称作异频成分)的转矩成为反电动势的基波与异频成分的乘积，所以得出基波与异频成分的和频率及差频率的转矩成分。由此，只要使用与基波不同的频率，便不会产生DC转矩成分，而仅产生AC纹波转矩。进而，在3相电动机且AC转矩成分具有以+/-120°为单位的相位差的情况下，3相的合计转矩成为零，所以不产生作为电动机的AC振动转矩。

因此，作为与基波不同的频率，可为高于基波的频率(例如高次谐波)，也可为低于基波的频率。

将基于此种想法而利用运算部1021实现的功能构成例表示在图13。

通过运算部1021实现的损耗制动控制功能具有再生制动目标转矩产生部2301、驱动参数产生部2302、电压FB控制部2303、异频产生部2304、基波产生部2305、加法器2306到2308、及乘法器2309到2311，且控制PWM调制部1029与载波产生部2313。另外，运算部1021具有动力运转目标转矩产生部2314，且与驱动参数产生部2302联动地也实施动力运转驱动。驱动参数产生部2314与图8的动力运转目标转矩产生部2207相同。驱动参数产生部2302是在无剎车请求的情况下，使用动力运转目标转矩及车速，产生并输出动力运转用参数。关于动力运转目标转矩的产生，与驱动参数产生部2202的处理相同。此外，驱动参数产生部2302在存在制动请求的情况下，进行下述处理。

再生制动目标转矩产生部2301如果被输入制动请求，则根据来自车速输入部1024的车速，将制动目标转矩输出到驱动参数产生部2302。再生制动目标转矩产生部2301与第1实施方式的再生制动目标转矩产生部2201相同。

驱动参数产生部2302根据车速及制动目标转矩，确定并输出用于再生制动的提前角及预定平均占空比、与用来产生消耗与再生电力相同的电力的异频成分的异频含有率。在本实施方式中，不限于制动模式标志，而与矢量控制相同地输出用于再生制动的提前角及预定平均占空比。另一方面，在制动模式标志表示再生模式的情况下，异频含有率成为零。

此处，如果设为线圈电阻R、线圈电感L、异频成分的角频率ω_rf、异频成分的实效电流I_rf、实效电压E_rf，则异频成分的消耗电力P成为如下所述。

P＝I_rf ²×R

＝[E_rf/{R²+(Lω_rf)²}^1/2]²×R

＝E_rf ²×R)/{R²+(Lω_rf)²}

如此，异频成分的消耗电力P与实效电压E_rf的平方成正比地增加，所以也可以说与异频成分的实效电压相对于基波的实效电压的比率也就是异频含有率的平方成正比地增加。

由此，预先确定并设定异频成分的消耗电力P与因再生制动所得的电力一致的实效电压E_rf、及异频含有率。与基波不同的频率的波形如果其频率与基波的频率不一致则为任意波形。

如果电压FB控制部2303通过制动模式标志检测为损耗制动模式，则对预定平均占空比进行对应于变频器电源电压的反馈，产生且输出校正后平均占空比，电压FB控制部2303的处理也可与电压FB控制部2203的处理相同。

基波产生部2305是对于3相的各相，产生且输出具有驱动参数产生部2302输出的再生用提前角的振幅1的基波(一般不限于正弦波)。

此外，异频产生部2304对于3相的各相，产生且输出具有与驱动参数产生部2302输出的异频含有率对应的振幅的异频成分的波形。

接着，加法器2306至2308将来自基波产生部2305的输出与来自异频产生部2304的对应的输出相加后输出。乘法器2309至2311进行加法器2306至2308的输出与校正后平均占空比的乘法计算，产生3相驱动波形瞬时占空比D_u、D_v及D_w。

PWM调制部1029是对于乘法器2309至2311的输出，基于从载波产生部2313输出的信号进行PWM调制，将对于变频器1030中所含的开关元件的切换驱动信号输出。PWM调制部1029及载波产生部2313是与第1实施方式的PWM调制部1029及载波产生部2206相同。

通过进行这种处理，便可进行损耗制动。

另外，也可以此方式与分离开关的导入无关地安装使用异频成分(以及下述包含高次谐波的情况)消耗由再生制动回收的电力的技术性要素。也就是说，如果可以对于二次电池101等基础电源的再生电流始终为零的方式进行控制，则不设置分离开关也可安装所述技术性要素。

[实施方式5]

在第4实施方式中，导入了产生与异频含有率对应的异频成分的波形的异频产生部2304，但也可不使用所述异频产生部2304，而在基波产生部2305中产生较多地含有高次谐波的非正弦波。

在所述情况下，因异频含有率成为固定，所以无法进行第4实施方式的控制。因此，在采用充分含有高次谐波成分的波形作为驱动波形后，并用第1实施方式的提前角及平均占空比的制动转矩及变频器电源电压控制。

具体来说，将图8的驱动波形产生部2204中产生的信号的波形变更为图14A至图14D所示的非正弦波。在图14A至图14D中，纵轴表示电压，横轴表示时间。

图14A至图14D(a)至(c)表示U相、V相及W相的信号波形例。图14A的例是基本上为120°的矩形波，但在上升前及下降后，设置60°断开期间(高阻抗)的间歇驱动的例。如果是产生这种波形的信号的电动机驱动控制装置，则可不变更且容易地进行安装。

进而，图14B的例是也在图14A中设置的60°断开期间设为接地且连续地通电驱动。在可产生如图14A的波形的情况下，不难产生图14B的波形的信号。

此外，图14C是表示180°矩形波且180°接地的例，图14D是表示240°矩形波且120°接地且连续通电驱动的例。

通过采用这种波形，与基波为同一频率且90°相位差的电力消耗用电流变得比第1到第3实施方式减少相当于与高次谐波成分相应地流动的高次谐波电流量，所以因提前角误差造成的转矩变动变少。也就是说，容易进行稳定的控制。但是，存在容易听到因高次谐波电流成分造成的线圈鸣声、也就是噪声的方面，但可通过隔音措施进行缓和。

如本实施方式，如果采用包含高次谐波的畸变的波形，则可进一步进行电力消耗。

[关于其他技术性要素A]

对于损耗控制模式的分离控制部2100等的详细控制时序及信号变化，使用图15及图16进行说明。在图15及图16中，纵轴表示电压，横轴表示时间。

首先，使用图15，说明朝向损耗制动模式移行时的动作。

分离控制部2100在检测出因二次电池101的充满电状态等原因而无法使再生电流流入到二次电池101的现象之后，如图15(a)所示，将内部的充电限制标志由关闭(许可)设为开启(禁止)(时序(1))。

之后，分离控制部2100之再生制动中充电限制标志开启之后，如图15(c)所示，将内部的变频器关闭指示标志设为高(关闭)，使变频器部1030成为高阻抗状态(时序(2))。其原因是再生制动的驱动参数与损耗制动模式的驱动参数不同，所以无法将过渡状态输出到电动机105。

之后，如图15(d)所示，分离控制部2100指示将分离控制信号断开(分离)，对于分离开关1040将二次电池101等基础电源分离(时序(3))。例如，如果是图6D则断开MOSFET1041c。如此，在时序(2)后进行二次电池101等基础电源的分离的原因是如果并非变频器部1030成为断开后则存在硬件破损的可能性。本实施方式是在时序(3)，如图15(j)所示，分离控制部2100将制动模式标志从再生模式变更为表示损耗制动模式。

如此一来，如图15(h)所示，设定损耗制动模式下的变频器电源电压的目标电压，如图15(f)所示，设定用于与车速及制动目标转矩对应的损耗控制的提前角，且如图15(g)所示，校正后平均占空比产生变化(时序(4))。另外，如图15(b)所示，二次电池101的电池电压不变，在本实施方式中，如图15(e)所示，在再生制动中与损耗制动模式中，制动目标转矩不变。

之后，如图15(c)所示，分离控制部2100将变频器关闭指示标志设为低(开启)，进行损耗制动模式下的变频器部1030的控制(时序(5))。如此一来，如图15(i)所示，变频器电源电压以接近目标电压的方式变化。

如此一来，可安全地从再生制动向损耗制动进行模式转换。

接着，使用图16，说明向再生制动转换时的动作。

分离控制部2100在检测出因二次电池101的充电状态等原因而无法使再生电流流入到二次电池101的现象之后，如图16(a)所示，将内部的充电限制标志由开启(禁止)设为关闭(许可)(时序(1))。

之后，分离控制部2100在充电限制标志关闭之后，如图16(h)所示将变频器电源电压的目标电压设为二次电池101的电池电压(图16(b))(时序(2))。其原因在于将分离开关1040的例如MOSFET1041c接通的情况下突波电流不流动。

如此，如图16(g)所示，校正后平均占空比例如上升，且如图16(i)所示，变频器电源电压逐渐朝向与二次电池101的电池电压相同的电位变化。

之后，分离控制部2100在检测出变频器电源电压与二次电池101的电池电压成为相同电位之后，如图16(c)所示，将变频器关闭指示标志自低(开启)设为高(关闭)，将变频器部1030设为高阻抗状态(时序(3))。其原因在于不将模式转换时的过渡状态输出到电动机105。

之后，分离控制部2100指示将分离控制信号设为接通(连接)，且对于分离开关1040连接二次电池101等基础电源(时序(4))。例如，图6(D)中将MOSFET1041c设为接通。如此，时序(3)后进行二次电池101的连接的原因在于如果并非变频器部1030成为断开后则存在硬件破损的可能性。本实施方式是在时序(4)，如图16(j)所示，分离控制部2100将控制模式标志从损耗制动模式变更为表示再生模式。

之后，设置用于再生制动的提前角及平均占空比，且如图16(g)及图16(f)所示，提前角及校正后占空比产生产生变化(时序(5))。

到此为止准备结束，所以如图16(c)所示，分离控制部2100将变频器关闭指示标志从高(关闭)设为低(开启)，进行再生制动中的变频器部1030的控制(时序(6))。

通过进行这种动作，而安全地由损耗制动向再生制动进行模式转换。

动力运转与再生是因目标转矩不同而提前角及平均占空比不同，所以作为控制模式作成为相同的处理。

另外，分离控制信号与制动模式标志在图15及图16中成为相同形式，但实际不相同，制动模式标志为逻辑信号电平，分离控制信号是通过分离开关的类型进行控制的极性、输出电位或振幅不同。在所述例中，统一表示为N沟道的MOSFET用途。

在图15及图16中，变频器电源电压的目标电压与根据其变化的变频器电源电压在所述例中将图6B、图6D或图6E设为与图6B或图6D等效的使用方法的情况的例。因此，分离开关为断开(分离)状态时变频器电源电压相比电池电压成为高电压。

与此相对，在将图6C的连接或图6E设为与图6C等效的使用方法的情况下，如果与图15及图16同样地进行动作，则在分离开关为断开(分离)时，变频器电源电压相反地相比电池电压成为低电压。

由此，与分离开关并联的二极管也成为分离状态，实质上可进行与双向断开的开关等效的动作。

[关于其他技术性要素B]

在损耗制动模式中，用来以电动机线圈消耗电力的第2电流(励磁电流)或包含异频成分的电流等极其大于一般动力运转时或再生制动时，且所述极大的电流流入到变频器部1030内的多个开关元件，所以它们的发热量与电流的平方成正比地飞跃性增加。

因此，变频器部1030中的切换频率由载波产生部2206或2313设定，所以根据模式改变所述频率。具体来说，如果成为损耗制动模式，则例如分离控制部2100指示载波产生部2206或2313使用比一般动力运转时或再生制动时的切换频率更低的频率。如此一来，可减少开关元件造成开关损耗的发热。

如果采用较低的切换频率，则因电动机线圈的感抗成分增加而电流衰减量减少，从而切换频率的纹波电流成分增加，所以在一般动力运转时或再生制动时驱动效率降低，因而欠佳。但是，在损耗制动模式中，原本的目的是以电动机线圈等使电力消耗，因此不产生问题。

[关于其他技术性要素C]

在使用3相电动机的情况下，一般来说，驱动波形产生部2204的波形产生方法如图17(a)所示，存在产生以接地电位(Gnd0％)与电源电压(电源100％)的中点为中心(50％)的3相交流电压的3线调制3相驱动法、及如图17(b)所示在各瞬间将成为该3线的最低电压的线的电位始终偏移固定为接地电位，且其他2线也仅偏移相同电位驱动的2线调制3相驱动法。另外，图17中，虽表示了正弦波驱动的例，但设想即便非正弦波驱动也相同。另外，图17中，纵轴表示电压，横轴表示时间。

3线间的相对电位差的自由度原本仅为2，任一驱动下相对电位差波形也相同，因此采用任一驱动方法都无妨。典型来说，在调制开关次数较少为2/3，且多余的辐射或开关损耗降低之方面有利，且3线间的最大电位差成为与电源电压相同，因此使用电压范围设为较广的2线调制3相驱动法的情况较多。

但是，在损耗制动模式中，流入到变频器部1030所含的开关元件的电流极大，且所述接通电阻损耗的发热与电流的平方成正比地增加，所以变得极大。

此时，2线调制3相驱动法是以接地电位为基准进行驱动，而并非以接地电位与电源电压的中点为中心驱动，所以3相驱动波形瞬时占空比的平均变得极低的情况较多。因此，电流流入到变频器部1030的下侧开关元件(图5的S_ul、S_vl及S_wl)的时间比极大，下侧开关元件与上侧开关元件(图5的S_uh、S_vh及S_wh)的发热平衡大幅崩溃，下侧开关元件的发热成为问题。

因此，作为第1方法，考虑以下方法：通过在再生制动时或动力运转时使用2相调制3相驱动法(图17(b))而最大效率化，且仅在损耗制动模式时使用中点中心的3线调制3相驱动法(图17(a))，由此，对于上侧及下侧开关元件的发热取得平衡，使下侧开关元件的发热最小化。

此外，作为第2方法，如果与图17(b)相反，可产生以电源电压为基准的2线调制3相驱动法(图17(c))的波形，则可通过以充分长于变频器部1030的开关周期且充分短于热时间常数的周期(例如1到十几秒左右)，切换接地基准的2线调制3相驱动法与电源电压基准的2线调制3相驱动法，而保持着发挥2线调制3相驱动法的长处，取得上侧及下侧开关元件的发热平衡。另外，接地基准的2线调制3相驱动法的实施期间与电源电压基准的2线调制3相驱动法的实施期间既可不相同，也可动态地变更。

进而，作为第3方法，也可以通过根据平均占空比输入，补偿3相驱动波形瞬时占空比，而如图17(d)所示，将3相驱动波形瞬时占空比的平均值始终维持为50％左右。在所述情况下，驱动波形与2线调制3相驱动的波形相同，但因电位保持为接地电位的时间消失，所以实质上成为与3线调制3相驱动法相同。

在采用第3方法的情况下，例如变更为图18所示的构成即可。具体来说，追加加法器2210至2213。

而且，加法器2213中，运算50％－平均占空比，产生补偿，且利用加法器2210到2212，对驱动波形产生部2204产生的2线调制3相驱动波形瞬时占空比加上补偿，由此，产生图17(d)所示的波形。

根据所述方法，通过使上侧及下侧开关元件的发热平衡并最小化，便可抑制特定的开关元件的温度上升，从而可最大限度较长地确保可使损耗制动持续的时间。

以上说明了本发明的实施方式，但本发明并不限定于此。例如也可将各实施方式中说明的技术性要素部分部分地去除，或选择性使用任意的技术性要素，或组合多个实施方式。进而，也存在对所述实施方式加上其它技术性要素而实施的情况。

控制部1020的具体构成为一例，也可采用可根据运算部1021其他构成实现同样功能的各种构成。对于运算部1021，也可通过专用电路、执行特定程序的微处理器与专用电路的组合等而实现所述构成。另外，在图8及图13中，作为适用于电动助力车的例，说明了利用动力运转目标转矩产生部2202及2314产生与人力的踏板转矩输入及车速等对应的辅助目标转矩作为动力运转目标转矩，但本实施方式的适用对象并不限定于这种电动辅助车。也就是说，也可适用于具有动力运转目标转矩产生部的一般电动车辆及其电动装置，所述动力运转目标转矩产生部构成为产生取代根据踏板转矩输入而根据油门踏板、油门手柄或油门杆等的操作量的动力运转目标转矩，或以自动地控制速度或加速度的方式产生动力运转目标转矩。

另外，所述实施方式中说明了适用于电动助力车的例，但本发明并不限定于电动助力车等(利用对应于人力的电动机等电动机(也称作动力装置)辅助而移动的移动体(例如货车、轮椅、升降机等。也称作电动辅助装置))，且可适用于电动摩托车、电动轮椅、电动汽车、混合动力汽车、电车、缆车、电梯、其他机械类等使用电动机的所有机器中需要自如地施加电动机控制的情况。

此外，所述实施方式中，说明了使用电池作为基础电源的例，但作为基础电源，不仅适用于电池，而且也可适用于一次电池、或以电线连接者、利用架空线供给到移动体的外部直流电源装置、直流电源线的情况等情况。

进而，如也在二次电池或线路可再生的直流电源般一般可再生者不仅可适用于暂时无法再生的情况，也可适用于使用原本无法充电的一次电池的情况、或因使用二极管整流的变电站等的情况而在电车或无轨电车等对于电力供给架空线作为无法再生的直流线路供给的情况等一般无法再生的情况。

适用于该等的情况是不使用其他电力消耗装置，且不会破坏一次电池或电源装置，或带来不良印象，此外，也不会对连接于相同电源的其他机器带来不良影响，仍可自如地控制转矩施加电动机控制。

总结以上所述的实施方式，而如下所述。

本实施方式的电动机驱动控制装置具有：(A)变频器部，驱动电动机；(B)分离开关，用来将电源从变频器部电分离；及(C)控制部，在检测出应不使再生电流从变频器部流入电源地实施制动的现象的情况下，指示分离开关将电源从变频器部分离，且以进行与速度及制动目标转矩对应的开关的方式控制变频器部。

通过导入如上所述地动作的分离开关，而可使再生电流不流向电池等电源，进行使电动机自身消耗电力的控制。

另外，有时所述分离开关也可以是如下开关：(b1)用来将从电源流向变频器部的电流与来自变频器部的电流截止的开关、(b2)用来将从电源流向变频器部的电流与从变频器部流向电源的电流选择性或同时截止的开关、(b3)用来将从变频器部流向电源的电流截止的开关、及(b4)用来将从电源流向变频器部的电流截止的开关。

如果为(b1)，则可使再生电流及放电电流为零，对于一次电池而言也可安全使用。进而，无论变频器部侧的电压为高电压还是低电压均可对应。如果可在(b2)中选择性地截止其中一电流，则也可运用于其他用途(例如动力运转时或再生制动时)。对于(b3)及(b4)而言，也可在各自的制约条件下使用。

进而，在可截止充电方向的电流的情况下，以上所述的控制部在利用未达特定阈值的动力运转目标转矩进行动力运转时，也可以指示分离开关将从变频器部流向电源的电流截止。如此一来，可防止动力运转时也可能产生的瞬间再生电流造成电池劣化。

另外，本电动机驱动控制装置也可在比分离开关更靠变频器部侧还具有平滑电容器。这种平滑电容器的电容大于设置在电源侧的其他电容器的电容。

此外，在本电动机驱动控制装置中，也存在对于控制部或连接于设置电动机的装置且消耗电力的构成要素，以通过分离开关从变频器部侧供给电力的方式进行连接的情况。进而，也存在对于控制部或连接于设置电动机的装置且消耗电力的构成要素，以通过分离开关从电源侧供给电力的方式进行连接的情况。进而，也存在对于控制部或连接于设置电动机的装置且消耗电力的构成要素，以从分离开关的变频器部侧与分离开关的电源侧之中电压较大者供给电力的方式进行连接的构成。

进而，以上所述的控制部也可具有(d1)第1产生部，产生对应于速度及控制目标转矩的第1信号；及(d2)产生部，基于利用第1产生部产生的第1信号，产生用来使变频器部进行切换的第2信号。在所述情况下，所述第1产生部也可根据速度及制动目标转矩，设定第1信号的波形的提前角、与对应于平均占空比的振幅中至少任一者。根据本实施方式，因采用分离开关，故在对提前角及平均占空比的控制中自由度提高。

另外，以上所述的第1产生部也可根据速度及制动目标转矩，仅设定第1信号的波形的提前角。其原因在于也存在可不控制分离开关的变频器部侧的电压的情况。

此外，以上所述的第1产生部也可基于分离开关的变频器部侧的目标电压，设定平均占空比。进而，以上所述的第1产生部也可基于分离开关的变频器部侧的当前的电压及目标电压，调整或控制平均占空比。如此一来，便可适当地控制变频器电源电压。

进而，以上所述的控制部也可具有(d3)第1产生部，产生对应于速度及制动目标转矩的第1信号；及(d4)第2产生部，基于利用第1产生部产生的第1信号，产生用来使变频器部进行切换的第2信号。在所述情况下，所述第1信号也可包含与再生制动用的特定基波不同的频率成分。如此一来，便可以与基波不同的频率成分，在电动机线圈等消耗已回收的机械能量。

此外，以上所述的第1产生部也可基于对应于速度及制动目标转矩的异频含有率，设定所述不同的频率成分。由此可调整消耗电力。

进而，所述(d3)的第1产生部也可基于分离开关的变频器部侧的目标电压，设定第1信号的平均占空比，或基于分离开关的变频器部侧的当前的电压及目标电压，调整第1信号的平均占空比。如此一来，便可适当地控制变频器电源电压。

进而，以上所述的第1信号也可包含再生制动用的特定基波的高次谐波成分。其原因在于存在进行控制方面优选高次谐波的情况。此外，也存在以上所述的第1信号为非正弦波波形(例如矩形波)的信号的情况。因损耗变多而可消耗电力，所以较佳。

在第1信号包含与基波不同的频率成分的情况下等，以上所述的第1产生部也可根据速度及制动目标转矩，设定第1信号的波形的提前角与对应于平均占空比的振幅中至少任一者。由此可适当地控制制动转矩或消耗电力。

另外，也存在以上所述的电动机为3相电动机(例如3相线圈驱动电动机)的情况。在此情况下，以上所述的控制部也可具有(d1)第1产生部，产生对应于速度及制动目标转矩的第1信号；及(d2)第2产生部，基于利用第1产生部产生的第1信号，产生用来使变频器部进行切换的第2信号。而且，也存在以上所述的第1信号为基于2线调制3相驱动的信号中加上特定补偿值所得的信号的情况。由此，变得容易平衡变频器部中的开关元件的发热。

此外，以上所述的第1产生部也可在检测以上所述现象的期间，产生基于2线调制3相驱动的信号作为所述第1信号。即使使用这种方法，也容易平衡变频器部中的开关元件的发热。

进而，以上所述的第1产生部也可通过反复切换基于以接地为基准的2线调制3相驱动的信号、与以电源电压为基准的2线调制3相驱动的信号，产生第1信号。即使使用这种方法，也容易平衡变频器部中的开关元件的发热。

另外，以上所述的控制部也可使变频器部的切换频率相较检测所述现象前的切换频率下降。由此，便可削减变频器部的发热量。

进而，以上所述的制动目标转矩也可与进行再生制动时的制动目标转矩相同。如此一来，可使驾驶者不感到异样感。此处所谓的相同包含驾驶者实质上感到相同的范围。

进而，在再生制动中检测到所述现象的情况下，也可将再生制动中的制动目标转矩用作刚刚检测到所述现象后的制动目标转矩，且此后的制动目标转矩平滑地变化。平滑地转换为损耗制动模式后，也可以为削减发热量而逐渐降低制动目标转矩，在制动转矩较小的状态下，转换为损耗制动模式的情况下，也可逐渐增加制动目标转矩。

这种构成并不限定于实施方式中所述的事项，也存在以实质上发挥相同效果的其他构成实施的情况。

此外，既存在对于电动机驱动控制装置的一部分或全部，以专用电路实现的情况，也存在利用微处理器执行程序而实现如上功能的情况。

Claims

1.一种电动机驱动控制装置，具有：

变频器部，驱动电动机；

分离开关，用来将电源从所述变频器部电分离；以及

控制部，在检测出应不使再生电流从所述变频器部流入到所述电源而实施制动的现象的情况下，指示所述分离开关将所述电源自所述变频器部分离，且以进行与速度及制动目标转矩对应的切换的方式控制所述变频器部。

2.根据权利要求1所述的电动机驱动控制装置，其中

所述电源为电池。

3.根据权利要求1所述的电动机驱动控制装置，其中

所述分离开关是用来将从所述电源流向所述变频器部的电流与从所述变频器部流向所述电源的电流截止的开关。

4.根据权利要求1所述的电动机驱动控制装置，其中

所述分离开关是用来将从所述电源流向所述变频器部的电流与从所述变频器部流向所述电源的电流选择性或同时地截止的开关。

5.根据权利要求1所述的电动机驱动控制装置，其中

所述分离开关是用来将从所述变频器部流向所述电源的电流截止的开关。

6.根据权利要求4或5所述的电动机驱动控制装置，其中

在未达特定阈值的电力转动目标转矩所进行的电力转动时，指示所述分离开关将从所述变频器部流向所述电源的电流截止。

7.根据权利要求1所述的电动机驱动控制装置，其中

所述分离开关是用来将从所述电源流向所述变频器部的电流截止的开关。

8.根据权利要求1所述的电动机驱动控制装置，其中

在比所述分离开关更靠所述变频器部侧更具有平滑电容器。

9.根据权利要求1所述的电动机驱动控制装置，其中

对于所述控制部或连接于设置所述电动机的装置且消耗电力的构成要素，以利用所述分离开关从所述变频器部侧供给电力的方式进行连接。

10.根据权利要求1所述的电动机驱动控制装置，其中

对于所述控制部或连接于设置所述电动机的装置且消耗电力的构成要素，以利用所述分离开关从所述电源侧供给电力的方式进行连接。

11.根据权利要求1所述的电动机驱动控制装置，其中

对于所述控制部或连接于设置所述电动机的装置且消耗电力的构成要素，以从所述分离开关的所述变频器部侧与所述分离开关的所述电源侧之中电压较大一侧供给电力的方式进行连接。

12.根据权利要求1所述的电动机驱动控制装置，其中

所述控制部具有：

第1产生部，产生与所述速度及所述制动目标转矩对应的第1信号；以及

第2产生部，基于利用所述第1产生部产生的所述第1信号，产生用来使所述变频器部进行切换的第2信号；

所述第1产生部根据所述速度及所述制动目标转矩，设定所述第1信号波形的提前角与对应于平均占空比的振幅中至少任一者。

13.根据权利要求12所述的电动机驱动控制装置，其中

所述第1产生部根据所述速度及所述制动目标转矩，仅设定所述第1信号波形的提前角。

14.根据权利要求12所述的电动机驱动控制装置，其中

所述第1产生部基于所述分离开关的所述变频器部侧的目标电压，设定所述平均占空比。

15.根据权利要求12所述的电动机驱动控制装置，其中

所述第1产生部基于所述分离开关的所述变频器部侧的当前电压及目标电压，调整所述平均占空比。

16.根据权利要求1所述的电动机驱动控制装置，其中

所述控制部具有：

所述第1信号包含与再生制动用的特定基波不同的频率成分。

17.根据权利要求16所述的电动机驱动控制装置，其中

所述第1产生部基于与所述速度及制动目标转矩对应的异频含有率，设定所述不同的频率的成分。

18.根据权利要求16所述的电动机驱动控制装置，其中

所述第1信号包含再生制动用的特定基波的高次谐波成分。

19.根据权利要求18所述的电动机驱动控制装置，其中

所述第1信号是非正弦波波形的信号。

20.根据权利要求17至19中任一项所述的电动机驱动控制装置，其中

所述第1产生部根据所述速度及所述制动目标转矩，设定所述第1信号波形的提前角、与对应于平均占空比的振幅中的至少任一者。

21.根据权利要求1所述的电动机驱动控制装置，其中

所述电动机是3相电动机，

所述控制部具有：

所述第1信号是在基于2线调制3相驱动的信号中加上特定的偏移值所得的信号。

22.根据权利要求1所述的电动机驱动控制装置，其中

所述电动机是3相电动机，

所述控制部具有：

所述第1产生部在检测所述现象期间，产生基于3线调制3相驱动的信号作为所述第1信号。

23.根据权利要求1所述的电动机驱动控制装置，其中

所述电动机是3相电动机，

所述控制部具有：

所述第1产生部通过反复切换基于以接地为基准的2线调制3相驱动的信号、与基于以电源电压为基准的2线调制3相驱动的信号，而产生所述第1信号。

24.根据权利要求1所述的电动机驱动控制装置，其中

所述控制部使所述变频器部的切换频率相比检测所述现象前的切换频率下降。

25.根据权利要求1所述的电动机驱动控制装置，其中

所述制动目标转矩与进行再生制动时的制动目标转矩相同。

26.根据权利要求1所述的电动机驱动控制装置，其中

在再生制动中检测出所述现象的情况下，将所述再生制动中的制动目标转矩用作才检测出所述现象后的制动目标转矩，

随后之制动目标转矩平滑地变化。

27.根据权利要求26所述的电动机驱动控制装置，其中

所述随后的制动目标转矩逐渐降低。

28.根据权利要求16所述的电动机驱动控制装置，其中

所述第1产生部基于所述分离开关的所述变频器部侧的目标电压，设定所述第1信号的平均占空比。

29.根据权利要求16所述的电动机驱动控制装置，其中

所述第1产生部基于所述分离开关的所述变频器部侧的当前电压及目标电压，调整所述第1信号的平均占空比。

30.一种电动装置，包含根据权利要求1至29中任一项所述的电动机驱动控制装置。