CN108886351A - 弹性波元件以及通信装置 - Google Patents

Abstract

弹性波元件(1)具备：具有多个电极指(32)的IDT电极(3)和位于其两侧的反射器电极(4)。IDT电极(3)具备：主部(3a)、位于主部(3a)与反射器电极(4)之间并且与主部(3a)沿着弹性波的传播方向而被配置的至少1个端部(3b)。至少1个端部(3b)的多个电极指(32)的间距与主部(3a)中的多个电极指(32)的间距大致相同，至少1个端部(3b)相对于主部(3a)被电并联连接，并且至少1个端部(3b)被分割为2个以上，相互被电串联连接。

Description

弹性波元件以及通信装置

技术领域

本公开涉及弹性波元件以及通信装置。

背景技术

近年来，在移动终端等的通信装置中，对从天线发送/接收的信号进行滤波的分波器中利用弹性波元件。弹性波元件包括：压电基板、和形成在压电基板的主面的IDT(InterDigital Transducer：叉指换能器)电极。弹性波元件是利用能够按IDT电极与压电基板的关系而将电信号与弹性表面波(SAW：Surface Acoustic Wave)相互变换的特性的元件。在JP特开平5-183380号公报中，公开了将多个弹性波元件连接为梯型而成的滤波器。

发明内容

-发明要解决的课题-

为了提高这种滤波器的性能，谋求损耗少的弹性波元件。因此，本公开是鉴于这种情况而提出的发明，其目的在于，提供一种抑制损耗的产生并具有较高的谐振器特性的弹性波元件以及通信装置。

-解决课题的手段-

本公开的一实施方式所涉及的弹性波元件具备：具有多个电极指的IDT电极和位于其两侧的反射器电极。所述IDT电极具备主部和至少1个端部。至少1个端部位于所述主部与所述反射器电极之间，并且与所述主部沿着弹性波的传播方向而被配置。此外，所述至少1个端部的所述多个电极指的间距与所述主部大致相同。所述至少1个端部相对于所述主部被电并联连接。所述至少1个端部被分割为2个以上，相互被串联电连接。

本公开的一实施方式所涉及的通信装置具备天线、弹性波滤波器、和RF-IC。弹性波滤波器使用上述弹性波元件，与所述天线电连接。RF-IC与所述弹性波滤波器电连接。

-发明效果-

根据本公开的弹性波元件以及通信装置，能够提供损耗少的谐振器，能够提高通信质量。

附图说明

图1是表示弹性波元件1的IDT电极的结构的示意图。

图2是表示图1所示的弹性波元件的变形例的IDT电极的结构的示意图。

图3A是表示图1所示的弹性波元件的变形例的IDT电极的结构的示意图。

图3B是表示图1所示的弹性波元件的变形例的IDT电极的结构的示意图。

图4是表示弹性波元件1A的结构的俯视图。

图5是弹性波元件1A的端部3b近旁的主要部分放大俯视图。

图6A是表示弹性波元件1的IDT电极3的结构的主要部分俯视图。

图6B是表示弹性波元件1B的IDT电极3B的结构的主要部分俯视图。

图6C是表示弹性波元件1C的IDT电极3C的结构的主要部分俯视图。

图7A是表示实施例与比较例的阻抗的频率特性的图。

图7B是比较实施例与比较例的阻抗的相位特性的图。

图8A是比较实施例与比较例的阻抗的相位特性的图。

图8B是比较实施例与比较例的阻抗的相位特性的图。

图8C是比较实施例与比较例的阻抗的相位特性的图。

图9A是表示实施例与比较例的阻抗的频率特性的图。

图9B是比较实施例与比较例的阻抗的相位特性的图。

图10A是比较实施例与比较例的阻抗的相位特性的图。

图10B是比较实施例与比较例的阻抗的相位特性的图。

图10C是比较实施例与比较例的阻抗的相位特性的图。

图11A是表示实施例与比较例的阻抗的频率特性的图。

图11B是比较实施例与比较例的阻抗的相位特性的图。

图12A是比较实施例与比较例的阻抗的相位特性的图。

图12B是比较实施例与比较例的阻抗的相位特性的图。

图12C是比较实施例与比较例的阻抗的相位特性的图。

图13A是表示实施例与比较例的阻抗的频率特性的图。

图13B是比较实施例与比较例的阻抗的相位特性的图。

图14A是比较实施例与比较例的阻抗的相位特性的图。

图14B是比较实施例与比较例的阻抗的相位特性的图。

图14C是比较实施例与比较例的阻抗的相位特性的图。

图15A是表示实施例与比较例的阻抗的频率特性的图。

图15B是比较实施例与比较例的阻抗的相位特性的图。

图16A是比较实施例与比较例的阻抗的相位特性的图。

图16B是比较实施例与比较例的阻抗的相位特性的图。

图16C是比较实施例与比较例的阻抗的相位特性的图。

图17A是比较实施例所涉及的模型与比较例所涉及的模型的阻抗的频率特性的图。

图17B是比较实施例所涉及的模型与比较例所涉及的模型的阻抗的相位特性的图。

图17C是比较实施例所涉及的模型与比较例所涉及的模型的阻抗的相位特性的图。

图17D是比较实施例所涉及的模型与比较例所涉及的模型的阻抗的相位特性的图。

图17E是比较实施例所涉及的模型与比较例所涉及的模型的阻抗的相位特性的图。

图18A是比较实施例所涉及的模型与比较例所涉及的模型的阻抗的相位特性的图。

图18B是比较实施例所涉及的模型与比较例所涉及的模型的阻抗的相位特性的图。

图18C是比较实施例所涉及的模型与比较例所涉及的模型的阻抗的相位特性的图。

图19A是比较使IDT电极3的电极指32的总根数不同时的实施例与比较例所涉及的模型的阻抗的相位特性的图。

图19B是比较使IDT电极3的电极指32的总根数不同时的实施例与比较例所涉及的模型的阻抗的相位特性的图。

图19C是比较使IDT电极3的电极指32的总根数不同时的实施例与比较例所涉及的模型的阻抗的相位特性的图。

图20是通信装置的概略图。

图21是分波器的电路图。

图22A是表示使反射电极指的根数不同时的谐振器的最大相位的线状图。

图22B是表示使反射电极指的根数不同时的谐振器的电特性的线状图。

具体实施方式

以下，参照附图对本公开的一实施方式所涉及的弹性波元件以及通信装置进行说明。另外，以下的说明中使用的图是示意性的，附图上的尺寸以及比例等未必与现实的情况一致。

弹性波元件可以将任意的方向设为上方或者下方，但以下为了方便，定义正交坐标系xyz，并且将z方向的正侧设为上方而使用上表面、下表面等的用语。

<弹性波元件1>

作为实施方式所涉及的弹性波元件的一例，对使用SAW的弹性波元件1(SAW元件1)的结构进行说明。

SAW元件1具备：IDT电极3、和沿着SAW的传播方向而设置在IDT电极3的两侧的反射器电极4。

在此，利用图1对IDT电极3的结构进行详细叙述。图1是表示SAW元件1的IDT电极3的电连接状态的示意图，省略了反射器电极4的图示。此外，尽管图1是表示电连接状态的示意图，但SAW的传播方向统一在一个方向。具体而言是附图纸面的左右方向。后述的图2、图3A、图3B也同样。

如图1所示，在进行信号的输入输出的2个端子(P1、P2)之间连接有IDT电极3，IDT电极3沿着SAW的传播方向而被分割为主部3a、端部3b。在此，所谓“分割”是在构造上进行的。也就是说，是在空间上被分割，而可以将电气上分割的部分彼此连接。端部3b设置在反射器电极4与主部3a之间，只要具有至少1个即可，但是在该例中端部3b为2个，被设置在主部3a的两侧。并且，端部3b相对于主部3a而被电并联连接。此外，由于端部3b是将1个的IDT电极3分割而得到的，因此用于激励SAW的结构与主部3a大致相同。具体而言，后述的电极指32的反复排列间隔(间距)在主部3a与端部3b中大致相同。在此，所谓大致相同，假定是指电极指32的反复排列间隔的差分低于±2％。

1个端部3b进一步被分割为2个以上。在该例中，沿着SAW的传播方向，被分割为第1部3b1、第2部3b2。第1部3b1与主部3a相邻，第2部3b2从主部3a向反射器电极4而与第1部3b1相邻。也就是说，第2部3b2位于第1部3b1与反射器电极4之间。并且，在电路上，端部3b从端子P1向端子P2而按第1部3b1、第2部3b2的顺序被串联连接。

对于第1部3b1与第2部3b2，既可以将端部3b等分割，也可以按不同的比例进行分割。在后者的情况下，第1部3b1可以分割得比第2部3b2小。也就是说，可以在俯视下随着从主部3a向反射器电极4远离，而增大分割部的面积。

这种的第1部3b1与第2部3b2被电串联连接。并且，在主部3a、端部3b(第1部3b1、第2部3b2)中，SAW的传播方向大致平行。另外，在该例中，在主部3a、端部3b(第1部3b1、第2部3b2)中，SAW的传播方向大致相同。也就是说，在主部3a、端部3b，振动的中心被配置为一致。

通过形成这种的结构，相比于SAW元件1的反谐振频率附近而能够减少高频域侧的损耗。具体而言，由于能够通过减弱端部3b的振动从而使弹性波集中在IDT电极3的中央附近(也就是说，主部3a的中央附近)，因此作为结果能够抑制弹性波向传播方向的泄露。此外，由于端部3b内的分割方向是沿着传播方向的，因此端部3b的电极指32的配置不会与主部3a中产生的SAW的传播发生干扰，因此SAW元件1能够更为抑制损耗。

在此，主部3a用于产生SAW元件1中被激励的SAW，在被分割的区域之中成为面积最大的部分，对于与端部3b的具体的大小比较在后面叙述。

<SAW元件1A>

接下来，对作为SAW元件1的变形例的SAW元件1A进行说明。SAW元件1A与SAW元件1的端部3b的分割数不同。以下，仅对不同点进行说明。图2是表示SAW元件1A的IDT电极3A的电连接状态的示意图。

如图2所示，端部3b在电气上被3分割，沿着SAW的传播方向，具备：与主部3a相邻的第1部3b1、位于第1部3b1的与主部3a相反的一侧的第2部3b2、和位于第2部3b2与反射器电极4之间的第3部3b3。第1部3b1、第2部3b2、第3部3b3相互被电串联连接。

<SAW元件1B、SAW元件1C>

接下来，对作为SAW元件1的变形例的SAW元件1B、1C进行说明。SAW元件1B、1C与SAW元件1的端部3b的分割方向不同。以下，仅对不同点进行说明。图3A是表示SAW元件1B的IDT电极3B的电连接状态的示意图。图3B是表示SAW元件1C的IDT电极3C的电连接状态的示意图。

如图3A、图3B所示，在SAW元件1B、1C中，端部3b在与SAW的传播方向不同的方向上进行分割。具体而言，在与SAW的传播方向正交的方向上，进行2分割(SAW元件1B)或者3分割(SAW元件1C)，都是将分割的部分彼此电串联连接。

端部3b中，从端子P1向端子P2，第1部3b1、第2部3b2(SAW元件1C中直至第3部3b3)进行串联连接。并且，主部3a与第1部3b1、第2部3b2(SAW元件1C中为第3部3b3)的SAW的传播方向大致平行，但是振动中心不一致。

在形成为这种结构的情况下，在SAW元件1B、1C中也能够减少比反谐振频率附近更靠高频域侧的损耗。此外，SAW元件1B、1C中，用于将端部3b从端子P1至端子P2进行串联连接的布线容易，SAW元件1B、1C的布局的自由度高且小型化成为可能。

另外，在上述的SAW元件1、1A～1C中，端部3b被设置在主部3a的两侧，但也可以仅设置在单侧。

<具体结构：SAW元件1A>

图4中表示图2所示的SAW元件1A的具体的结构的俯视图。如图4所示，SAW元件1A具有：压电基板2、被设置在压电基板2的上表面2A的IDT电极3A以及反射器4。另外，图4中电极指32的根数与实际的根数不同。

压电基板2包含具有压电性的单晶的基板，该单晶的基板包含铌酸锂(LiNbO₃)结晶或者钽酸锂(LiTaO₃)结晶。具体而言，例如压电基板2包含36°～48°Y切割-X传播的LiTaO₃基板。压电基板2的平面形状以及各种尺寸可以适当设定。作为一例，压电基板2的厚度(z方向)为0.1mm以上且0.5mm以下。

如图4所示，IDT电极3A具有多个电极指32，被排成在附图的x方向上反复排列。

IDT电极3A包含彼此啮合的1对梳齿电极30。如图4所示，梳齿电极30具有：相互对置的2根母线31、和从各母线31向另外的母线31侧延伸的多个电极指32。并且，1对梳齿电极30的连接于一个母线31的电极指32和连接于另一个母线31的电极指32被配置为在弹性波的传播方向上相互啮合(交叉)。这样，IDT电极3A具备多个电极指32，这些电极指沿着SAW的传播方向进行排列。换言之，电极指32的排列方向是SAW的传播方向。该电极指32的排列间隔(间距)从主部3a至端部3b大致相同。

并且，IDT电极3A在电气上被分割为主部3a、位于主部3a的两侧的端部3b。端部3b在电气上被分离为第1端部3b1、第2端部3b2、第3端部3b3。这种电气上的分割在该例中通过对母线31进行分离来实现。

在此，为了方便，在平面配置上，将端子P1侧的母线31设为第1母线31a，将端子P2侧的母线31设为第2母线31b。主部3a、第1部3b1、第2部3b2、第3部3b3基本上都是通过将两个母线31(第1母线31a、第2母线31b)进行分离从而在电气上使其分割。之后，第1部3b1与第2部3b2通过将彼此的第2母线31b电连接从而被串联连接。第2部3b2与第3部3b3通过将彼此的第1母线31a电连接而被串联连接。由此，成为按第1部3b1～第3部3b3的顺序被串联连接的端部3b。并且，在主部3a与第1部3b1将彼此的第1母线31a电连接，在主部3a与第3部3b3通过布线将彼此的第2母线31b电连接，从而主部3a与端部3b被电并联连接。通过这种的母线31的连接关系，实现了图2所示的电连接关系。

母线31例如以大致恒定的宽度被形成为直线状延伸的长条状。因此，母线31的相互对置的一侧的边缘部为直线状。多个电极指32例如以大致恒定的宽度被形成为直线状延伸的长条状，在SAW的传播方向以大致恒定的间隔被排列。

另外，母线31的宽度也可以不恒定。只要母线31的相互对置的一侧的(内侧)的边缘部为直线状即可，例如可以是将内侧的边缘部设为梯形的底边的这种形状。

构成IDT电极3A的多个电极指32被设定为间距是Pt1。Pt1是多个电极指32的中心间的间隔(反复间隔)，例如被设置为与想要使其谐振的频率下的SAW的波长λ的半波长相等。波长λ(也就是说，2×Pt1)为例如1.5μm以上且6μm以下。IDT电极3通过将多个电极指32的所有的间距配置为成为Pt1，多个电极指32以恒定反复间隔被配置，因此能够有效地产生SAW。

各电极指32的SAW的传播方向上的宽度w1根据SAW元件1被要求的电特性等而被适当设定。电极指32的宽度w1例如相对于间距Pt1为0.3倍以上且0.7倍以下。

另外，在主部3a中，可以在电极指32的排列的两端部附近，间距Pt1不同。即便在该情况下，IDT电极3中作为整体被激励的SAW中，由SAW的振幅强度最高的中心附近的间隔所决定的频率的弹性波处于支配地位。

产生在与该多个电极指32正交的方向上传播的SAW。因此，考虑到压电基板2的结晶方位的基础上，2根母线31被配置为在与想要使SAW传播的方向交叉的方向上相互对置。多个电极指32被形成为在相对于想要使SAW传播的方向正交的方向上延伸。

多个电极指32的长度(从母线31至电极指32的前端的长度)例如被设定为大致相同。另外，也可以改变各电极指32的长度，例如可以随着向传播方向前进而变长、或者变短。具体而言，通过使各电极指32的长度相对于传播方向而变化，可以构成变迹型的IDT电极3A。该情况下，能够减少横模式的纹波、或者提高耐电力性。

IDT电极3A包含导电层，该导电层例如包含金属。作为该金属，列举例如A1或者以Al为主成分的合金(Al合金)。Al合金例如为Al-Cu合金。另外，IDT电极3A也可以包含多个金属层。IDT电极3A的各种尺寸根据SAW元件1A被要求的电特性等而被适当设定。IDT电极3A的厚度S(z方向)例如为50nm以上且600nm以下。

IDT电极3A可以直接被配置在压电基板2的上表面2A，也可以隔着其他部件而被配置在压电基板2的上表面2A。其他部件例如包含Ti、Cr或者它们的合金等。在隔着其他部件将IDT电极3A配置在压电基板2的上表面2A的情况下，其他部件的厚度被设定为对IDT电极3A的电特性几乎不会带来影响的程度的厚度(例如，在Ti的情况下为IDT电极3的厚度的5％左右的厚度)。

此外，可以在构成IDT电极3A的电极指32上，为了提高SAW元件1的温度特性，而层叠质量附加膜。作为质量附加膜，能够使用例如包含SiO₂等的膜。

若IDT电极3A被施加电压，则在压电基板2的上表面2A附近激励在x方向传播的SAW。被激励的SAW在与电极指32的非配置区域(相邻的电极指32间的长条状的区域)的边界进行反射。并且，形成以电极指32的间距Pt1为半波长的驻波。驻波被变换为与该驻波相同频率的电信号，通过电极指32被取出。这样，SAW元件1A作为1端口的谐振器而发挥功能。

反射器电极4被配置在在弹性波的传播方向上夹着IDT电极3A。反射器电极4被形成为大致栅格状。也就是说，反射器电极4具有：在与弹性波的传播方向交叉的方向上相互对置的反射器母线41、在这些母线41间在与SAW的传播方向正交的方向上延伸的多个反射电极指42。反射器母线41例如以大致恒定的宽度被形成为直线状延伸的长条状，在SAW的传播方向被平行地配置。

多个反射电极指42基本上以使IDT电极3A中被激励的SAW反射的间距Pt2而被配置。间距Pt2是多个反射电极指42的中心间的间隔(反复间隔)，在将IDT电极3A的间距Pt1设定为SAW的波长λ的半波长的情况下，只要设定为与间距Pt1相同的程度即可。波长λ(2×Pt2)例如为1.5μm以上且6μm以下。

此外，多个反射电极指42以大致恒定的宽度被形成为直线状延伸的长条状。反射电极指42的宽度w2能够设定为例如与电极指32的宽度w1大致相等。反射器电极4例如由与IDT电极3A相同的材料形成，并且形成为与IDT电极3A相等的厚度。

反射器电极4相对于IDT电极3空出间隔而被配置。在此，间隔是指从IDT电极3A的位于反射器电极4侧的端部的电极指32的中心至反射器电极4的位于IDT电极3A侧的端部的反射电极指42的中心为止的间隔。间隔G通常被设定为与IDT电极3A的间距Pt1(或者间距Pt2)相同。

保护层(未图示)被设置在压电基板2上，以使得覆盖IDT电极3A以及反射器电极4上。具体而言，保护层覆盖IDT电极3A以及反射器电极4的表面，并且覆盖压电基板2的上表面2A之中从IDT电极3A以及反射器电极4露出的部分。保护层的厚度例如为1nm以上且50nm以下。

保护层包含绝缘性的材料，有助于保护IDT电极3A以及反射器电极4的导电层以防止腐蚀等。优选地，保护层由若温度上升则弹性波的传播速度加快的SiO₂等的材料形成，由此还能够将SAW元件1A由于温度变化而引起的电特性的变化抑制得较小。此外，在由气密特性优良的SiNx等材料形成的情况下，也能够形成为IDT电极3A以及反射器电极4难以腐蚀、且可靠性高的元件。此外，也可以设为它们的层叠构造。

通过形成为这种结构，能够将图2所示的SAW元件1A具体化，在输入输出高频率信号的端子P1与端子P2之间作为谐振器发挥功能。

在此，利用图5对端部3b中的电极指32排列的一例进行说明。图5是表示端部3b近旁处的电极指32的排列的主要部分放大俯视图。

由于端子P1、P2被施加高频率信号，因此高电位侧与低电位侧连续地反复反转，但是为了方便，表示端子P1为高电位侧、端子P2为低电位侧的瞬间的各电极指32的极性。图5中，为了方便，对处于相同电位的部分赋予相同的阴影，电位从高侧到低侧依次表示为++、+、-、--。

在SAW元件1A中，为了抑制与在主部3a被激励的SAW的传播的无意干扰，可以将在主部3a的电极指32被激励的SAW的相位与在端部3b的电极指32被激励的SAW的相位设为同相。为了将两者的相位设为同相，将电位较高的一侧的电极指32与较低的一侧的电极指32交替配置。

主部3a与第1部3b1中，第1母线31a与第2母线31b的电位的高低关系相同。因此，彼此相邻的位于主部3a的一端的电极指32与位于第1部3b1的一端的电极指32成为一方被连接于第1母线31a、另一个被连接于第2母线31b的通常的交替配置。

另一方面，在第1部3b1与第2部3b2中，第1母线31a与第2母线31b的电位的高低关系相反。因此，在两者的边界部，彼此相邻的位于第1部3b1的一端的电极指32与位于第2部3b2的一端的电极指32被连接于相同侧的母线。在该例中，在第1部3b1与第2部3b2之间作为尚未电连接的一侧的母线的第1母线31a侧所连接的电极指32相邻。同样地，由于在第2部3b2与第3部3b3中第1母线31a与第2母线31b的电位的高低关系也反转，因此在两者的边界部，彼此相邻的位于第2部3b2的一端的电极指32与位于第3部3b3的一端的电极指32被连接于相同侧的母线。也就是说，在第1部3b1与第2部3b2之间作为尚未被电连接的一侧的母线的第2母线31b所连接的电极指32并排。

通过形成这种排列，能够使在主部3a被激励的SAW与在端部3b的各部被激励的SAW的相位全部为同相。由此，能够在主部3a与端部3b的各部被激励的SAW不会相互干扰的情况下单纯地发挥由本公开的结构所带来的效果，能够减少谐振器的损耗。

另外，在上述的例子中以电连接于一个母线31的电极指32的前端直接与另一个母线对置的情况为例进行了说明，但是也可以设置连接于另一个母线并与电极指32的前端对置的虚设电极。

<具体结构：SAW元件1、1B、1C>

图6A～图6C中表示SAW元件1、1B、1C的图1、图3A、图3B所示的IDT电极3、3B、3C的具体的结构。图6A～图6C中省略了反射器电极4等。

图6A表示IDT电极3的结构。第1部3b1与第2部3b2通过将母线31彼此电连接而被串联连接。通过将主部3a的第1母线31a与第1部3b1的第1母线31a电连接、将主部3a的第2母线31b与第2部3b2的第1母线31a通过布线进行电连接，从而将主部3a与端部3b的两者并联连接。

在此，将第2部3b2的第1母线31a与端子P2连接的布线可以配置为迂回未图示的反射器电极4，也可以与反射器电极4电连接并将反射器电极4取入为布线的一部分。该情况下，能够节省布线的空间，因此能够使得元件小型化。

此外，在SAW元件1中，为了使在主部3a与端部3b被激励的SAW的相位为同相，也将第1母线31a与第2母线31b的电位的高低关系相反的位于第1部3b1的一端(最外侧)的电极指32与位于第2部3b2的一端的电极指32连接于彼此相同侧的母线(该情况下为第1母线31a)。

图6B表示IDT电极3B的结构。IDT电极3B的端部3b在与SAW的传播方向正交的方向上被分割为2个。具体而言，在第1母线31a与第2母线31b之间设置沿着SAW的传播方向延伸的第3母线31c，设有连接于第3母线31c且向第1母线31a侧延伸的电极指32、向第2母线31b侧延伸的电极指32。由此，第1部3b1包括位于第1母线31a与第3母线31c之间的电极指32，第2部3b2包括位于第3母线31c与第2母线31b之间的电极指32。

在这种结构中，端部3b中，第1部3b1与第2部3b2通过第3母线31c被电串联连接。主部3a与第1部3b1通过第1母线31a被连接，主部3a与第2部3b2通过第2母线31b被连接，由此主部3a与端部3b被并联连接。

根据IDT电极3B，不需要用于将端部3b与端子P2连接的布线，能够实现小型化。此外，在由相同根数的电极指32构成端部3b的情况下，由于也能够使SAW的传播方向上的长度较短，因此能够提供小型的SAW元件。

另外，该情况下，也可以使在主部3a的电极指32被激励的SAW的相位与在端部3b的电极指32被激励的SAW的相位为同相。为了使两者的相位为同相，如图示那样，在端部3b1、3b2各自中，只要使得电位较高的一侧的电极指32和较低的一侧的电极指32的顺序与主部3a中的电位较高的一侧的电极指32和较低的一侧的电极指32的顺序相同即可。

图6C表示IDT电极3C的结构。IDT电极3C的端部3b在与SAW的传播方向正交的方向上被分割为3个。具体而言，在第1母线31a与第2母线31b之间设置沿着SAW的传播方向延伸的第3母线31c和第4母线31d，构成第1部3b1、第2部3b2、第3部3b3。直到端部3b中的第1部3b1、第2部3b2、第3部3b3的串联连接方法、主部3a与端部3b的并联连接方法与图6B所示的例子相同。

另外，该情况下，也可以使在主部3a的电极指32被激励的SAW的相位与在端部3b的电极指32被激励的SAW的相位为同相。为了使两者的相位为同相，如图示那样，在端部3b1、3b2各自中，只要使得电位较高的一侧的电极指32和较低的一侧的电极指32的顺序与主部3a中的电位较高的一侧的电极指32和较低的一侧的电极指32的顺序相同即可。

此外，在图6B、图6C所示的例子中，示出了在端部3b中在第1母线31a与第2母线31b之间其其他母线(31c、31d)以均等间隔被配置的例子，但并不限定于此。

例如，图6C中，在使第3母线31c与第4母线31d的间隔小于其他的母线间隔的情况下，由于将弹性波封闭在IDT电极3的中央附近的效果较明显，因此能够提供减少了损耗的SAW元件。具体而言，在图6C所示的例子的情况下，使得第3母线31c与第4母线31d的间隔，小于第1母线31a与第3母线31c的间隔以及第4母线31d与第2母线31b的间隔。

此外，通过使第3、第4母线31c、31d位于从SAW的传播方向的中心偏离的位置，也能够抑制母线(31c、31d)的影响并减少损耗。也就是说，在图6C所示的例子的情况下，也可以使第3母线31c与第4母线31d的间隔大于其他的母线彼此的间隔。

<<验证>>

关于SAW元件1、1A，制作使构成端部3b的电极指32的根数不同的元件来进行评价。所制作的SAW元件的基本结构如下所示。

[压电基板2]

材料：42°Y切割X传播LiTaO₃基板

[IDT电极3、3A]

材料：Al-Cu合金

(其中，在与压电基板2之间具有6nm的包含Ti的基底层。)

厚度(Al-Cu合金层)：154nm

IDT电极3的电极指32：

(根数)200根

(间距Pt1)1.00μm

(占空比：w1/Pt1)0.5

(交叉宽度W)20λ(λ＝2×Pt1)

[反射器电极4]

材料：Al-Cu合

(其中，在与压电基板2之间具有6nm的包含Ti的基底层)

厚度(Al-Cu合金层)：154nm

反射电极指42的根数：30根

反射电极指42的交叉宽度：20λ(λ＝2×Pt1)

反射电极指42的间距Pt2：1.00μm(＝Pt1)

与IDT电极3的间隔G：Pt1

[保护层]

材料：SiO₂

厚度：15nm

首先，使1个端部3b整体的电极指32的根数不同来制造SAW元件，并测定谐振器特性。此外，作为比较例，制造了不设置端部3b(全部的IDT电极3由主部3a构成)的SAW元件。其结果，确认了：如果端部3b的根数为30根左右，则谐振频率与反谐振频率之间的特性不会出现劣化。

接下来，在SAW元件1的结构中，使构成端部3b的电极指32的根数不同来制造SAW元件1。具体而言，使端部3b的第1部3b1与第2部3b2的电极指32的根数如以下那样变更。以下，在第1部3b1的电极指32的根数为4根，第2部3b的电极指32的根数为10根的情况下，表示为(4/10)。

实施例1：(4/4)

实施例2：(10/10)

实施例3：(14/14)

实施例4：(6/12)

实施例5：(4/14)

图7A、图7B、图8A～图8C中表示比较例与实施例1～3的频率特性的测定结果，图9A、图9B、图10A～图10C中表示比较例、实施例2、4、5的频率特性的测定结果。在图7A、图9A中，横轴表示频率(MHz)，纵轴表示阻抗，在图7B、图9B以及图8A～图8C、图9A～图9C中，横轴表示频率(MHz)，纵轴表示阻抗的相位(deg)。并且，图8A、图10A表示谐振频率近旁的阻抗的相位的频率特性，图8B、图10B表示谐振频率与反谐振频率之间的阻抗的相位的频率特性，图8C、图10C表示反谐振频率的近旁的阻抗的相位的频率特性。

另外，图中比较例表示为CE(Comparative Example)，实施例1～5表示为E1～E5。以下，接下来的实施例也以同样的规则表示。

由图7A、图7B、图9A、图9B可知，能够确认：任意的实施例的谐振频率与反谐振频率之间的特性都没有大幅劣化而能够维持作为谐振器的特性。另外，关于谐振器的损耗，通过比较阻抗的相位，能够清楚地掌握其差值，因此以后根据相位特性来进行评价。

在此，阻抗的相位反映了谐振豁的损耗，表示出：在比谐振频率更靠低频率侧以及比反谐振频率更靠高频率侧相位越是接近于-90°，此外，在谐振频率与反谐振频率之间的频率相位越是接近于+90°，则损耗越小。

在任意的实施例中，能够确认出：与CE相比，从反谐振频率附近起，比反谐振频率更靠高频率侧的损耗在宽的范围被减少(图8C、图10C)。此外，在实施例2中，能够确认出：谐振频率的低频率侧的纹波能够得以抑制，谐振频率近旁的损耗也能够减少(图8A、图10A)。另一方面，在实施例3、5中，能够确认出：对谐振频率近旁～比谐振频率更靠高频率侧的损耗具有些许的影响。

另外，与设置了端部3b相应地，SAW元件1整体的容量值变小，因此，各实施例的SAW元件的阻抗些许变高，但是这能够通过调整主部3a的尺寸(电极指32根数、交叉宽度)从而调整至与比较例同等水平。

接下来，制造了SAW元件1A。具体而言，使端部3b的第1部3b1、第2部3b2、第3部3b3的电极指32的根数如以下那样变更。以下，在第1部3b1的电极指32的根数为4根，第2部3b2的电极指32的根数为10根，第3部3b3的根数为12根的情况下，表示为(4/10/12)。

实施例6：(2/2/2)

实施例7：(6/6/6)

实施例8：(10/10/10)

实施例9：(4/8/12)

实施例10：(2/6/12)

图11A、图11B、图12A～图12C中表示比较例与实施例6～8的频率特性的测定结果，图13A、图13B、图14A～图14C中表示比较例、实施例7、9、10的频率特性的测定结果。在图11A、图13A中，横轴表示频率(MHz)，纵轴表示阻抗。在图11B、图13B、图12A～图12C、图14A～图14C中，横轴表示频率(MHz)，纵轴表示阻抗的相位(deg)，图12A、图14A表示谐振频率近旁的阻抗的相位的频率特性，图12B、图14B表示谐振频率与反谐振频率之间的阻抗的相位的频率特性，图12C、图14C表示反谐振频率近旁的阻抗的相位的频率特性。

在任意的实施例中，都确认出能够维持作为谐振器的特性(图11A、图11B、图13A、图13B)。进而，在任意的实施例中，都能够确认出：从反谐振频率附近起，比反谐振频率更靠高频率侧的损耗在比比较例宽的范围中被减少(图12C、图14C)。此外，在实施例7、9中，确认出：能够抑制谐振频率的低频域侧的纹波，也能够减少谐振频率近旁的损耗(图12A、图14A)。进而，在实施例7中，能够确认出谐振频率的高频率侧近旁的损耗也被减少(图12B)。另一方面，在实施例8、10中，确认出：对谐振频率近旁～比谐振频率更靠高频率侧的损耗具有些许的影响(图12B、图14B)。

接下来，制造了SAW元件1B(实施例11)、1C(实施例12)。具体而言，对于端部3b的第1部3b1、第2部3b2(SAW元件1C中为第3部3b3)的电极指32的根数，沿着SAW的传播方向，实施例11中设为16根份，实施例12中设为18根份。

图15A、图15B、图16A～图16C中表示比较例与实施例11、12的频率特性的测定结果。图15A中，横轴表示频率(MHz)，纵轴表示阻抗。在图15B、图16A～图16C中，横轴表示频率(MHz)，纵轴表示阻抗的相位(deg)。并且，图16A表示谐振频率近旁的阻抗的相位的频率特性，图16B表示谐振频率与反谐振频率之间的阻抗的相位的频率特性，图16C表示反谐振频率近旁的阻抗的相位的频率特性。

在任意的实施例中，都确认出：谐振频率与反谐振频率之间的阻抗特性中没有大的紊乱，作为谐振器而发挥功能。并且，在任意的实施例中，都确认出：从反谐振频率附近起，比反谐振频率更靠高频率侧的损耗在宽的范围被减少(图16C)。此外，在实施例11、12中，确认出：能够抑制谐振频率的低频域侧的纹波，也能够减少谐振频率近旁的损耗(图16A)。另一方面，确认出对于比谐振频率更靠高频率侧的损耗具有些许的影响(图16B)。

<基于模拟的确认>

接下来，为了针对端部3b的具体的结构进行更为详细的研究，进行了基于COM(CoupledMode)法、有限元分析法(FEM)的模拟。在具体的研究之前，对利用上述比较例、实施例1～10的设计参数制作模型并进行的模拟数据与实测数据进行比较，确认了两者良好地一致。

接下来，以SAW元件1的结构为例，进行了使第1端部3b1、第2端部3b2的电极指32的根数不同的模型1～模型8(等分割模型：模型1～4，非对称分割模型：模型5～8)、比较例的SAW元件的模型即参考模型的模拟。表1中表示各模型的设计参数以及模拟结果。

[表1]

表1中，将各模型的性能分为3个效果来表示。也就是说，第1效果是从反谐振频率近旁至高频率侧的损耗减少，第2效果是从谐振频率近旁至低频率侧的纹波抑制以及损耗减少，作为第3效果，是谐振频率的高频率侧近旁的损耗抑制。表中，针对比较例，在确认到效果的情况下设为“○”，在没有差异的情况下设为“-”，在没有效果的情况下设为“Δ”。

在所有的模型1～8中，确认出相比于参考而具有第1效果。

也就是说，确认出通过设置端部3b而实现第1效果。另外，具有构成端部3b的电极指的根数越多则第1效果越提高的趋势。考虑到实测值与模拟结果，从第1效果的观点出发，推测为优选构成端部3b的电极指32的根数为10根以上。如果进行等分割，则最好是第1端部3b1、第2端部3b2各自为6根以上的组合。

接下来，对第3效果进行验证。在等分割模型中，具有若构成端部3b的电极指32的根数较少则实现第3效果的趋势。具体而言，在第1部3b1、第2部3b2各自为12根以上时存在恶化趋势，即便是10根也会出现些许影响。另一方面，在6根、8根的情况下(模型1、2)反而比参考要好。考虑到实测值与模拟结果，从第3效果的观点出发，在等分割的情况下，最好是第1端部3b1、第2端部3b2各自为12根以下的组合。

在非对称分割模型中，更为复杂，并不是仅由构成端部3b的电极指32的总根数来决定，具有在分别构成第1端部3b1、第2端部3b2的电极指32的根数的差较小时实现效果的趋势。考虑到实测值和模拟结果，从第3效果的观点出发，在非对称分割的情况下，最好是分别构成第1端部3b1、第2端部3b2的电极指32的根数的差分为6根以下的组合。

接下来，对第2效果进行验证。在等分割模型中，在第1部3b1、第2部3b2各自为6根～10根时实现效果。特别地，8根、10根的模型2、3的效果较好，但是若考虑第2效果，则可以说分别构成第1部3b1、第2部3b2的电极指32的根数为8根的模型2是最能够实现第2效果、第3效果的结构。

在非对称分割模型中，更为复杂，并不是仅由构成端部3b的电极指32的总根数、分别构成第1部3b1、第2部3b2的电极指32的根数来决定，确认出模型5(10/14根)可实现第2效果。模型5即便是第3效果的观点下在所有的模型中也是能够期待最佳效果的模型。另外，对于模型8而言，乍一看发现可实现第2效果，但是在谐振频率的高频率侧近旁产生了较大的纹波，因此推测并没有抑制纹波而是纹波的位置发生了偏移，其大小变大了。

以上，在SAW元件1中，优选构成1个端部3b的电极指32数为10根以上且30根以下，在等分割的情况下优选各部位为6～10根，更为优选8根或者10根。特别地，能够确认在8根时有效地实现第1效果至第3效果的全部效果。另一方面，在非对称分割的情况下，可以进行分割以使得各部的差分为6根以下。特别地，能够确认在将第1部3b1、第2部3b2的根数分别设为10根、14根时能够有效地实现第1效果至第3效果的全部效果。

接下来，以SAW元件1A的结构为例，进行使第1部3b1、第2部3b2、第3部3b3的电极指32的根数不同的模型9～模型14(等分割模型：模型9～11，非对称分割模型：模型12～14)和比较例的SAW元件的模型即参考模型的模拟。表2中表示各模型的设计参数以及模拟结果。在表中，相对于比较例，在确认出效果的情况下设为“○”，在没有差异的情况下设为“-”，在没有效果的情况下设为“Δ”。

[表2]

在所有的模型9～15中，确认出相比于参考而具有第1效果。另外，具有构成端部3b的电极指的根数越多则第1效果越提高的趋势。考虑到实测值和模拟结果，从第1效果的观点出发，推测出优选构成端部3b的电极指32的总根数为10根以上。如果进行等分割，则最后是第1部3b1、第2部3b2、第3部3b3各自为4根以上的组合。

接下来，对第3效果进行验证。在等分割模型中，具有若构成端部3b的电极指32的根数较多则效果恶化的趋势。考虑到实测值和模拟结果，从第3效果的观点出发，只要将第1部3b1、第2部3b2、第3部3b3分别设为8根以下即可。

接下来，对第2效果进行验证。在等分割模型中，确认出在第1部3b1、第2部3b2、第3部3b3各自为4根、6根时可实现效果，特别地在6根时几乎没有纹波。

在非对称分割模型中，在任意的结构中对于第2效果都没有确认出显著的效果，但是确认出模型13实现了些许效果。实际上，进一步增加根数来进行了模拟，但是仅关注于第2效果时，并未确认出改善趋势。

以上，在SAW元件1A的结构中，对第1部3b1～第3部3b3进行等分割时能够发现第1效果至第3效果的全部效果，特别地，最好将其根数各设为4根，或者各设为6根。

此外，若与主部3a相比，将第1部3b1～第3部3b3的电极指32间距设为1.001倍～1.003倍，则第1效果进一步提高。

图17A～图17E中表示比较例、实施例7、在实施例7的端部3b中将间距设为1.002倍的实施例13、仅将第1部3b1的间距设为1.002倍的实施例14的频率特性的FEM模拟结果。在图17A～图17E中，横轴是频率(MHz)，图17A的纵轴表示阻抗，图17B～图17E的纵轴表示阻抗的相位。图17C～图17E是将图17B的一部分放大的图，图17C表示谐振频率近旁的相位，图17D表示谐振频率与反谐振频率之间的相位，图17E表示反谐振频率近旁的相位。如根据这些图所能够确认的那样，通过调整间距能够提高第1效果。

图18A～图18C中表示参考模型、模型2、5、10的阻抗的相位特性的FEM模拟结果。在图18A～图18C中，横轴表示频率(MHz)，纵轴表示阻抗的相位(deg)，图18A表示谐振频率近旁的频率特性，图18B表示谐振频率与反谐振频率之间的频率特性，图18C表示从反谐振频率的近旁至高频率侧的频率特性。由图18A～图18C可知，确认出各模型相比于参考模型在所有的频率区域都表现出优异的特性。

对上述的模型1～14、参考模型的端部3b的根数相同、使IDT电极3的电极指32的总根数不同的情况下的影响进行模拟。具体而言，将IDT电极3的总根数设为100根、200根、300根。在任意的模型中，表现出如下趋势：即便使IDT电极3的电极指32的总根数不同，因端部3b的结构差异带来的效果也相同。也就是说，基于端部3b的效果、因端部3b的具体的结构(电极指根数的组合)所带来的第1效果～第3效果表现出的趋势相同。因此，可知在任意的电极指32根数的IDT电极3中，端部3b的根数的优选的组合是相同的。图19A～图19C中表示在模型1～4的端部结构中使IDT电极3的电极指32的总根数不同的情况下的COM法模拟结果。具体而言，图19A表示IDT电极3的电极指总根数为100根的情况，图19B表示IDT电极3的电极指总根数为200根的情况，图19C表示IDT电极3的电极指总根数为300根的情况。由图19可知，在任意的电极指32根数的IDT电极3中，最能实现第2效果的模型是模型2。此外，实际制造了元件并进行了测定，能够确认出与模拟相同的趋势。

对于使压电基板2的结晶切割角不同的情况，也确认了同样的结果。具体而言，针对46°切割的情况进行了模拟的结果，由端部3b所带来的效果、由端部3b的具体的结构(电极指根数的组合)所带来的第1效果～第3效果表现出的趋势得到与42°切割同样的结果。再有，在使压电基板2薄层化并在其背面贴合了支承基板的结构中，也确认出同样的结果。具体而言，作为在压电基板2的背面贴合了Si单晶基板的复合基板，对将压电基板2的厚度设为10λ、20λ的情况进行了模拟的结果，获得了与使用通常的厚基板的情况同样的趋势。由此，为了改善温度特性而使用复合基板来制作SAW元件的情况下，也确认出可发挥本发明的效果。此外，实际制造了元件并进行了测定，能够确认出与模拟相同的趋势。

进而，对于使电极指32的间距不同的情况也获得了同样的结果。

如以上所述，确认出：能够并不依赖于压电基板的厚度、结晶角、IDT电极的电极指根数、频率，而通过端部3b来获得第1效果～第3效果，并且，由构成端部3b的具体的电极指32个数的组合所带来的第1效果～第3效果的强弱的趋势也是同样的。

此外，由于在使压电基板2薄层化并配置在支承基板上的情况下也表现出同样的趋势，因此确认出也并不依赖于基板结构、能够通过端部3b而获得第1效果～第3效果。

<其他的实施方式>

上述的各模型中，反射电极指42的根数为30根，设为恒定的。该根数是不具有端部3b的通常的SAW谐振器的情况下所需的根数，但是在具有端部3b的情况下，也可以减少反射电极指42的根数。这是由于：通过具有端部3b从而IDT端部的振动变弱，所以泄漏至反射器电极4侧的振动也变小。换言之，这是由于：端部3b是激励SAW的电极，同时也作为对主部a的强振动进行反射的反射器电极4而进行动作。在通常的SAW谐振器(参考模型)、模型2以及模型10的结构中，通过FEM(有限元)法对使反射电极指42的根数变化时的、反谐振频率处的Q值(Qa)的值的变化以及阻抗的相位的最大值(最大相位z)的变化进行模拟。图22A、图22B中表示其结果。另外，Qa反映反谐振频率附近的损耗(Qa越大损耗越小)，最大相位反映了谐振频率-反谐振频率的中间部附近的损耗(最大相位越接近于90°则损耗越小)。

图22A表示反射电极指42的根数与最大相位的关系，横轴表示反射电极指42的根数，纵轴为最大相位Z(单位：degree)。图22B表示反射电极指42的根数与Qa的关系，横轴为反射电极指42的根数，纵轴为Qa(单位：-)。

由图22A可知，相比于参考模型，在模型2、模型10的结构中，能够确认出因反射电极指42的根数的变化所引起的最大相位值的变化较少，即便是2/3倍即20根也没有特性变化。

再有，由图22B可知，关于Qa的值，在反射电极指42的根数相同时，相比于参考模型，在模型2、模型10中确认出能够提高Q值。再有，在模型2、模型10中确认出即便将反射电极指42的根数设为1/2倍即15根，也能够获得与参考模型中将反射电极指42的根数设为30根的情况同等以上的Q值。特别地，确认出：在分割数多的模型10中，即便是1/3倍的根数即10根，也能够获得与参考模型中将反射电极指42的根数设为30根的情况同等以上的Q值。

据此可知，在具备端部3b的SAW元件1中，即便使反射电极指42的根数比通常考虑所需的根数少，也能够抑制Q值的降低。特别地，通过将反射器电极指42的根数设为15根以上且20根以下，能够维持最大相位值以及Qa值的双方的特性，能够使得SAW元件1小型化。此外，在端部3b被三分割的情况下，即便设为10根以上且15根以下也能够维持Qa值的特性。

另外，由于SAW元件1具备端部3b，因此相比于将主部3a和端部3b合并的电极指32的根数相同的通常的SAW谐振器，容量值变少。在此，在SAW元件1中，在增加主部3a的电极指32的根数从而实现了相同的容量值的情况下，IDT电极3的大小与通常的SAW谐振器相比而变大。相对于此，通过减少反射电极指42的根数，从而能够削减与增加主部3a的电极指32的根数相应的空间，作为SAW元件1整体，能够抑制尺寸的增加。

具体而言，在IDT电极3的电极指32的根数为200根的情况下如模型10那样构成端部3b时，相比于电极指的根数为200根的通常的SAW谐振器的情况，减少32根份的容量。为了对此进行补充，若将主部3b的电极指32的根数追加32根，则IDT电极3的大小出现15％的大型化。相对于此，将位于IDT电极3的两侧的反射器4的反射电极指42的根数分别设为1/2倍的15根，从而能够缩小30根份的空间，能够在SAW元件1整体抑制面积的增加。进而，通过将反射电极指42的根数设为1/3倍的10根，能够减少40根份的空间，与通常的谐振器相比SAW元件1整体能够小型化。

另外，根据上述的模拟结果，确认出：具备端部3b的SAW元件1通过具备通常的根数的反射电极指42，能够提高Qa值，能够提供电特性优异的SAW元件1。

<滤波器元件以及通信装置>

图20是表示本发明的实施方式所涉及的通信装置101的主要部分的框图。通信装置101进行利用了电波的无线通信。分波器7具有在通信装置101中对发送频率的信号和接收频率的信号进行分波的功能。

在通信装置101中，包含要发送的信息的TIS(发送信息信号)由RF-IC103进行调制以及频率的提升(向载波频率的高频率信号的变换)，形成为TS(发送信号)。TS被带通滤波器10除去发送用的通频带以外的不必要成分，被放大器107进行放大并被输入至分波器7。被放大的TS中有时通过放大器107而混入噪声。分波器7从这种被输入的TS除去发送用的通频带以外的不必要成分(噪声等)并输出至天线109。天线109将被输入的电信号(TS)变换为无线信号并进行发送。

在通信装置101中，由天线109接收的无线信号通过天线109被变换为电信号(RS(接收信号))并输入至分波器7。分波器7从被输入的RS除去接收用的通频带以外的不必要成分并输出至放大器111。被输出的RS由放大器111进行放大，由带通滤波器113除去接收用的通频带以外的不必要成分。作为由带通滤波器113除去的不必要成分，例如列举出由放大器111混入的噪声等。然后，RS被RF-IC103进行频率的降低以及解调而形成为RIS(接收信息信号)。

TIS以及RIS可以是包含适当信息的低频率信号(基带信号)，例如，是模拟的声音信号或者被数字化的声音信号。无线信号的通频带可以是基于UMTS(Universal MobileTelecommunications System：通用移动电信系统)等的各种标准的频带。调制方式可以是相位调制、振幅调制、频率调制或者这些的任意2种以上的组合。此外，也可以使RF-IC103具有带通滤波器105以及带通滤波器113的功能，而省略这些滤波器。

图21是表示本发明的一实施方式所涉及的分波器7的结构的电路图。分波器7是在图20中通信装置101中所使用的分波器。分波器7具有构成作为第1滤波器的发送滤波器11以及作为第2滤波器的接收滤波器12的至少一方的SAW滤波器元件。构成发送滤波器11以及接收滤波器12的至少一方的SAW滤波器元件具有SAW元件1～1C的任意元件。该例中设为SAW元件1。

分波器7主要包括：天线端子8、发送端子9、接收端子10、被配置在天线端子8与发送端子9之间的发送滤波器11、和配置在天线端子8与接收端子10之间的接收滤波器12。

发送端子9中被输入来自放大器107的TS，被输入至发送端子9的TS在发送滤波器11中被除去发送用的通频带以外的不必要成分并被输出至天线端子8。此外，天线端子8中从天线109输入RS，在接收滤波器12中除去接收用的通频带以外的不必要成分并输出至接收端子10。

发送滤波器11例如由梯型SAW滤波器构成。具体而言，发送滤波器11具有：在其输入侧与输出侧之间被串联连接的3个串联臂谐振器S1、S2、S3、和在用于将串联臂谐振器S1、S2、S3彼此连接的布线即串联臂与基准电位部Gnd之间设置的3个并联臂谐振器P1、P2、P3。也就是说，发送滤波器11是3级结构的梯型滤波器。其中，在发送滤波器11中梯型滤波器的级数是任意的。并且，在发送滤波器11中，发送端子9作为输入端子发挥功能，天线端子8作为输出端子发挥功能。另外，在由梯型滤波器构成接收滤波器12的情况下，天线端子8作为输入端子发挥功能，接收端子10作为输出端子发挥功能。

有时在并联臂谐振器P1、P2、P3与基准电位部Gnd之间设有电感器L。通过将该电感器L的电感设定为规定的大小，从而在发送信号的通频率的频带外形成衰减极，增大频带外衰减。多个串联臂谐振器S1、S2、S3以及多个并联臂谐振器P1、P2、P3分别包含SAW元件1这种的SAW谐振器。

接收滤波器12例如具有多重模式型SAW滤波器17、和在其输入侧串联连接的辅助谐振器18。另外，在本实施方式中，多重模式包含双重模式。多重模式型SAW滤波器17具有平衡-不平衡变换功能，接收滤波器12被连接于输出平衡信号的2个接收端子10。接收滤波器12并不限于由多重模式型SAW滤波器17构成，可以由梯型滤波器构成，也可以是不具有平衡-不平衡变换功能的滤波器。

可以在发送滤波器11、接收滤波器12以及天线端子8的连接点与接地电位部Gnd之间，插入包含电感器等的阻抗匹配用的电路。

可以将本实施方式的SAW元件1用于串联臂谐振器S1～S3、并联臂谐振器P1～P3、辅助谐振器18的任意谐振器。通过将SAW元件1用于串联臂谐振器S1～S3、并联臂谐振器P1～P3、辅助谐振器18的至少1个，能够构成损耗少的滤波器。在梯型滤波器中，由于比并联臂谐振器的反谐振略高的高频率侧的频率对应于滤波器通频带内的高频率侧的端部，特别地在将本发明的SAW元件1用于并联臂谐振器P1～P3的情况下，根据第1效果能够减少滤波器通频带内的高频率侧的损耗。此外，根据第3效果，能够减少滤波器的通频带内的损耗。进而，在梯型滤波器中，由于比串联臂谐振器的谐振略低的低频率侧的频率对应于滤波器通频带内的低频率侧的端部，因此特别地在将本发明的SAW元件1用于串联臂谐振器S1～S3的情况下，根据第2效果能够减少滤波器通频带内的低频率侧的损耗。此外，根据第3效果能够减少滤波器的通频带内的损耗。

此外，由图8C等可知，由于第1效果在比反谐振频率更靠高频率侧的宽范围发挥作用，因此还具有比滤波器的通频带更靠高频率侧的损耗减少的效果。根据该效果，能够避免分波器7的发送滤波器11的频带外的损耗使得接收滤波器12的频带内的损耗恶化的这种现象。该效果在接近于发送滤波器11的天线端口8的谐振器(串联臂谐振器S1以及并联谐振器P1)中使用了本发明的SAW元件1的情况下较为显著。此外，能够改善发送滤波器11与接收滤波器12之间的隔离。进而，在组合2个分波器7的四路转换器等、组合多个滤波器的多路转换器的情况下，也能够避免1个滤波器的频带外的损耗使得其他滤波器的频带内的损耗恶化的现象，因此能够实现损耗特性良好的设备。

另外，可以在分波器7中的全部的弹性波滤波器应用SAW元件1，但是分波器7的弹性波滤波器也可以包含通常的弹性波元件即第2弹性波元件和SAW元件1的双方。另外，第2弹性波元件具备第2IDT电极和位于其两侧的第2反射器电极。第2IDT电极是并没有如SAW元件1的IDT电极3那样被分割为主部3a和端部3b的、通常的IDT电极。第2反射器电极具备沿着SAW的传播方向而配置的多个第2反射电极指。

在包含这样的2种弹性波元件(SAW元件1和第2弹性波元件)的情况下，可以使SAW元件1的反射电极指42的根数比第2弹性波元件的反射电极指根数少。通过采用这种的结构，发现了基于SAW元件1的第1效果～第3效果的效果，同时能够抑制分波器7的大型化。

如以上所述，通过将本公开的SAW元件应用于分波器，能够提供通信品质优异的通信装置。此外，并不仅限于分波器，也能够应用于四路转换器等。

符号说明

1：弹性波元件(SAW元件)、2：压电基板、2A：上表面、3：激励电极(IDT电极)、30：梳齿电极、31：母线(第1母线31a、第2母线31b)、32：电极指、3a：主部、3b：端部、4：反射器电极、41：反射器母线、42：反射电极指、5：保护层、7：分波器、8：天线端子、9：发送端子、10：接收端子、11：发送滤波器、12：接收滤波器、101：通信装置、103：RF-IC、109：天线、S1～S3：串联臂谐振器、P1～P3：并联臂谐振器。

Claims (13)

1.一种弹性波元件，具备：具有多个电极指的IDT电极和位于其两侧的反射器电极，

所述IDT电极具备：

主部；和

至少1个端部，位于所述主部与所述反射器电极之间，并且与所述主部沿着弹性波的传播方向而被配置，

所述至少1个端部的所述多个电极指的间距与所述主部中的所述多个电极指的间距大致相同，

所述至少1个端部相对于所述主部被电并联连接，并且

所述至少1个端部被分割为2个以上，相互被电串联连接。

2.根据权利要求1所述的弹性波元件，其中，

所述至少1个端部沿着弹性波的传播方向而被分割为2个以上的部分。

3.根据权利要求1或2所述的弹性波元件，其中，

电极指被反复排列，以使得在所述主部被激励的弹性波的相位与在所述至少1个端部被激励的弹性波的相位大致相同。

4.根据权利要求2所述的弹性波元件，其中，

所述至少1个端部的所述多个电极指的根数为4根～30根。

5.根据权利要求2或4所述的弹性波元件，其中，

所述至少1个端部的被分割的各个区域的所述多个电极指的根数相同。

6.根据权利要求2、3、4、5的任意一项所述的弹性波元件，其中，

所述至少1个端部被分割为与所述主部相邻的第1部、和位于所述第1部与所述反射器电极之间的第2部，

所述第1部与所述第2部各自的所述多个电极指的根数为6根～12根。

7.根据权利要求2所述的弹性波元件，其中，

所述至少1个端部被分割为与所述主部相邻的第1部、和位于所述第1部与所述反射器电极之间的第2部，

所述第1部的所述多个电极指的根数为8～12根，

所述第2部的所述多个电极指的根数为12～16根。

8.根据权利要求2所述的弹性波元件，其中，

所述至少1个端部被分割为：与所述主部相邻的第1部、在所述第1部的与所述主部相反的一侧相邻的第2部、和位于所述第2部与所述反射器电极之间的第3部，

所述第1部、所述第2部以及所述第3部各自的所述多个电极指的根数为4～10根。

9.根据权利要求8所述的弹性波元件，其中，

所述第1部、所述第2部以及所述第3部的任意一个的所述多个电极指的间距相比于所述主部中的所述多个电极指的间距为1.001倍～1.003倍。

10.根据权利要求1所述的弹性波元件，其中，

所述至少1个端部在与弹性波的传播方向不同的方向上被分割为2个以上的部分。

11.根据权利要求1至10的任意一项所述的弹性波元件，其中，

所述反射器电极具备沿着弹性波的传播方向被配置的多个反射电极指，

所述多个反射电极指的根数为10根以上且20根以下。

12.一种通信装置，具备：具有第1通频带的第1滤波器、和具有不同于所述第1通频带的第2通频带的第2滤波器，

所述第1滤波器或者所述第2滤波器所使用的弹性波滤波器中利用权利要求1至11的任意一项所述的弹性波元件。

13.根据权利要求12所述的通信装置，其中，

所述弹性波滤波器包含：所述弹性波元件、和具备第2IDT电极以及位于其两侧的第2反射器电极的第2弹性波元件，

所述弹性波元件的所述反射器电极具备沿着弹性波的传播方向而被配置的多个反射电极指，所述第2弹性波元件的所述第2反射器电极具备沿着弹性波的传播方向而被配置的多个第2反射电极指，

所述反射电极指的根数比所述第2反射电极指的根数少。