CN106664074A - 弹性波元件、滤波器元件及通信装置 - Google Patents

弹性波元件、滤波器元件及通信装置 Download PDF

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Abstract

提供能够提高通带的特性的弹性波元件、滤波器元件及通信装置。本发明的弹性波元件具备：压电基板(2)；被配置在压电基板(2)上且具有多个电极指(32)的激励电极(3)；和被配置在压电基板(2)上且具有多个反射电极指(42)，并且在弹性波的传播方向上夹持激励电极(3)的2个反射器(4)，激励电极(3)在多个电极指(32)的排列的中心附近(3a)具有主区域，在该主区域中多个电极指(32)的中心间的间隔相同且为第1间隔，反射器(4)从主区域的电极指(32)起，相对于以第1间隔反复设定的虚设电极指位置，至少1根反射电极指(42)向激励电极(3)侧移位。

Description

弹性波元件、滤波器元件及通信装置
技术领域
本发明涉及弹性波元件、滤波器元件及通信装置。
背景技术
近年来，在移动终端等的通信装置中，弹性波元件被用于对从天线被发送·接收的信号进行滤波的分波器中。弹性波元件由压电基板、和形成在压电基板的主面的激励电极构成。弹性波元件利用的是能够根据激励电极与压电基板的关系将电信号与声表面波相互地变换的特性。
分波器通过使用多个弹性波元件，从而例如构成接收滤波器及发送滤波器(参照JP特开2007-214902号公报等)。分波器通过组合多个弹性波元件，从而能设定接收频带及发送频带的通带。
发明内容
-发明所要解决的技术问题-
这种分波器中，使接收频带或发送频带的通带内的特性提高成为课题之一。
因而，本发明是鉴于该事情而进行的，其目的在于，提供一种能够使信号在通带内的特性提高的弹性波元件、滤波器元件及通信装置。
-用于解决技术问题的手段-
本发明的一实施方式涉及的弹性波元件具备：压电基板；激励电极，被配置在该压电基板上且具有多个电极指；和2个反射器，被配置在所述压电基板上且具有多个反射电极指，在弹性波的传播方向上这2个反射器夹持所述激励电极。在此，所述激励电极在多个所述电极指的排列的中心附近具有主区域，在该主区域中多个所述电极指的中心间的间隔相同且为第1间隔。所述反射器具有移位部，在该移位部中，至少1根所述反射电极指相对于从所述主区域的所述电极指起以所述第1间隔反复设定的虚设电极指位置，向所述激励电极侧移位。
本发明的一实施方式涉及的滤波器元件，具备被连接在输入输出端子间的至少1个串联臂谐振器及至少1个并联臂谐振器的滤波器元件，该并联臂谐振器是上述弹性波元件。
本发明的一实施方式涉及的通信装置具备：天线；被电连接于该天线的上述滤波器元件；和被电连接于该滤波器元件的RF-IC。
-发明效果-
根据本发明的弹性波元件、滤波器元件及通信装置，能够使信号的通带内的特性提高。
附图说明
图1是表示本发明一实施方式涉及的弹性波元件构成的俯视图。
图2是相当于图1的弹性波元件中用Ic-Ic线切断后的剖面。
图3是在图1的弹性波元件中将激励电极的一部分放大后的放大俯视图。
图4是在图1的弹性波元件中将反射器的一部分放大后的放大俯视图。
图5是在图1的弹性波元件中将激励电极及反射器的一部分放大后的放大俯视图。
图6(a)是表示在图5的情况下使间隔G变化后的弹性波元件的阻抗特性的实测结果的图，(b)是将(a)的一部分放大后的图。
图7表示在图5的情况下使间隔G变化后的弹性波元件向压电基板的厚度方向的能量泄漏的模拟结果。
图8是对在图5的情况下使间隔G变化后的弹性波元件的相位特性进行比较的线图，(a)表示谐振频率与反谐振频率之间的频带中的特性、(b)表示比反谐振频率还高1％的高频侧的频带中的特性。
图9是表示本发明的变形例涉及的弹性波元件的构成的图，是将激励电极及反射器的一部分放大后的放大俯视图。
图10(a)表示在图9的情况下使反射电极指的间距Pt2变化后的弹性波元件的阻抗特性的实测结果，(b)为将(a)的一部分放大后的图。
图11是对在图7的情况下使反射电极指的间距Pt2变化的部位发生了变化的弹性波元件的相位特性进行比较的线图。
图12是表示本发明一实施方式的变形例涉及的弹性波元件的构成的图，是将激励电极及反射器的一部分放大后的放大俯视图。
图13(a)是表示在图12的情况下使电极指的间距Pt1变化后的弹性波元件的阻抗特性的实测结果的图，(b)是将(a)的一部分放大后的图。
图14是对本发明一实施方式涉及的通信装置进行说明的示意图。
图15是对本发明一实施方式涉及的分波器进行说明的电路图。
图16是表示本发明一实施方式涉及的分波器的滤波器特性与串联臂谐振器及并联臂谐振器的关系的概念图。
图17(a)是表示本发明一实施方式的变形例涉及的弹性波元件的阻抗特性的实测结果的图，(b)是将(a)的一部分放大后的图。
图18(a)是表示本发明一实施方式的变形例涉及的弹性波元件的阻抗特性的实测结果的图，(b)是将(a)的一部分放大后的图。
图19(a)是表示本发明一实施方式的变形例涉及的弹性波元件的阻抗特性的实测结果的图，(b)是将(a)的一部分放大后的图。
图20(a)是表示本发明一实施方式的变形例涉及的弹性波元件的阻抗特性的实测结果的图，(b)是将(a)的一部分放大后的图。
图21(a)是表示本发明一实施方式的变形例涉及的弹性波元件的阻抗特性的实测结果的图，(b)是将(a)的一部分放大后的图。
图22(a)是表示本发明一实施方式的变形例涉及的弹性波元件的阻抗特性的实测结果的图，(b)是将(a)的一部分放大后的图。
具体实施方式
以下，参照附图来说明本发明一实施方式涉及的弹性波元件、滤波器元件及通信装置。其中，以下的说明中采用的图是示意性的图，附图上的尺寸及比率等并非一定要与现实的尺寸及比率一致。
弹性波元件虽然可是将任一方向设为上方或下方的元件，但以下为了方便对正交坐标系xyz进行定义，并且将z方向的正侧作为上方，并使用上表面、下表面等用语。
<弹性波元件的构成的概要>
图1是作为本发明一实施方式涉及的弹性波元件的一例而表示使用了声表面波(SAW：Surface Acoustic Wave)的弹性波元件1的构成的俯视图。以下，将弹性波元件1略记为SAW元件1。图2是图1的Ic-Ic线处的剖面图。如图1所示，SAW元件1具有压电基板2、被设置在压电基板2的上表面2A的激励电极3(以下记载为IDT(Interdigital Transducer)电极3)及反射器4。
压电基板2通过铌酸锂(LiNbO3)结晶或钽酸锂(LiTaO3)结晶所构成的具有压电性的单晶体的基板来构成。具体是，例如压电基板2通过36°～48°Y-X切割的LiTaO3基板来构成。压电基板2的平面形状及各种尺寸能适宜地设定。作为一例，压电基板2的厚度(z方向)为0.2mm以上且0.5mm以下。
如图1所示，IDT电极3具有第1梳齿电极30a及第2梳齿电极30b。其中，在以下的说明中，将第1梳齿电极30a及第2梳齿电极30b简单地称为梳齿电极30，有时对这些电极不进行区别。
如图1所示，梳齿电极30具有相互对置的2根汇流条31、及从各汇流条31向另一汇流条31侧延伸的多个电极指32。而且，1对梳齿电极30被配置成第1电极指32a与第2电极指32b在弹性波的传播方向上相互咬合(交叉)。
再有，梳齿电极30具有与各自的电极指32对置的虚拟电极指33。第1虚拟电极指33a从第1汇流条31a朝向第2电极指32b延伸。第2虚拟电极指33b从第2汇流条31b朝向第1电极指32a延伸。另外，也可以在梳齿电极30不配置虚拟电极指33。
汇流条31形成为例如以大致恒定的宽度直线状地延伸的长条状。因此，汇流条31的相互对置一侧的边缘部为直线状。多个电极指32例如形成为以大致恒定的宽度呈直线状地延伸的长条状，以大致恒定的间隔排列在弹性波的传播方向上。
另外，汇流条31的宽度也可以不是恒定的。只要汇流条31的相互对置的一侧(内侧)的边缘部为直线状即可，例如也可以是将内侧的边缘部作为梯形的底边的形状。
此后，有时将第1汇流条31a及第2汇流条31b简单地称为汇流条31，不区别为第1与第2。同样地，有时将第1电极指32a及第2电极指32b简单地称为电极指32、将第1虚拟电极指33a及第2虚拟电极指33b简单地称为虚拟电极指33，不区别为第1与第2。
构成IDT电极3的一对梳齿电极30的多个电极指32并排地在附图的x方向上反复排列。更详细的是，如图2所示，第1电极指32a及第2电极指32b空出间隔地交替地反复配置在压电基板2的上表面2A。
这样，构成IDT电极3的一对梳齿电极30的多个电极指32被设定为具有间距Pt1。间距Pt1是多个电极指32的中心间的间隔(反复间隔)，例如被设置成与想要进行谐振的频率下的弹性波的波长λ的半波长同等。波长λ(2×Pt1)例如为1.5μm以上且6μm以下。IDT电极3通过将多个电极指32基本配置成具有间距Pt1，从而多个电极指32以恒定的反复间隔配置，因此能够有效地产生弹性波。
在此，如图3所示，间距Pt1指的是在弹性波的传播方向上从第1电极指32a的中心到与该第1电极指32a相邻的第2电极指32b的中心为止的间隔。各电极指32的弹性波的传播方向上的宽度w1可以根据SAW元件1所要求的电特性等适宜地设定。电极指32的宽度w1例如相对于间距Pt1为0.3倍以上且0.7倍以下。
这种IDT电极3中，电极指32的中央附近3a，具有从第1电极指32a的中心到与该第1电极指32a相邻的第2电极指32b的中心为止的间隔(间距)以第1间隔a保持恒定的主区域。图1～图3所示的例子中，表示多个电极指32的间距在整个区域内相同的情况。即，表示IDT电极3的全部由主区域构成的情况。
另外，在IDT电极3中，在电极指32的排列的两端部附近，间距Pt1也可以与第1间隔a不同。即便在该情况下，对于由IDT电极3作为整体而被激励的弹性波而言，由弹性波的振幅强度最高的中心附近3a中的第1间隔a来决定的频率的弹性波成为主导。
产生在与该多个电极指32正交的方向上传播的弹性波。因此，在考虑了压电基板2的结晶方位的基础上，2根汇流条31配置为在与想要传播弹性波的方向交叉的方向上相互对置。多个电极指32形成为在相对于想要传播弹性波的方向正交的方向上延伸。另外，弹性波的传播方向虽然是通过多个电极指32的朝向等来确定的，但在本实施方式中，为了方便有时将弹性波的传播方向作为基准而对多个电极指32的朝向等进行说明。
多个电极指32的长度(从汇流条31到电极指32的前端为止的长度)，例如大致相同地被设定。其中，可以改变各电极指32的长度，可以例如随着在传播方向上行进而增长、或缩短。具体是，也可以通过使各电极指32的长度相对于传播方向而变化，从而构成变迹型的IDT电极3。该情况下，能够使横模的寄生降低、或使耐电力性提高。
如图2所示，IDT电极3例如通过金属所构成的导电层15来构成。作为该金属，例如可列举Al或以Al为主成分的合金(Al合金)。A1合金例如为Al-Cu合金。其中，IDT电极3也可以由多个金属层构成。IDT电极3的各种尺寸能够根据SAW元件1所要求的电特性等适宜地设定。IDT电极3的厚度S(z方向)例如为50nm以上且600nm以下。
IDT电极3既可以直接配置于压电基板2的上表面2A，也可以隔着其他的构件而配置于压电基板2的上表面2A。其他的构件例如由Ti、Cr或者这些金属的合金等构成。在隔着其他的构件而将IDT电极3配置于压电基板2的上表面2A的情况下，其他的构件的厚度被设定成基本不会对IDT电极3的电特性造成影响的程度的厚度(例如Ti的情况下位IDT电极3的厚度的5％程度的厚度)。
再有，在构成IDT电极3的电极指32上，为了提高SAW元件1的温度特性，也可以层叠质量附加膜。作为质量附加膜，例如能够使用SiO2等所构成的膜。
若施加电压，则IDT电极3在压电基板2的上表面2A附近激发在x方向上传播的弹性波。被激发出的弹性波在与电极指32的非配置区域(相邻的电极指32间的长条状的区域)的边界处进行反射。而且，形成将电极指32的间距Pt1设为半波长的驻波。驻波被变换成与该驻波同一频率的电信号并由电极指32取出。这样一来，SAW元件1作为1端口的谐振器起作用。
反射器4被配置为在弹性波的传播方向上夹持IDT电极3。反射器4形成为大致栅格状。即，反射器4具有：在与弹性波的传播方向交叉的方向上相互对置的反射器汇流条41；以及在这些汇流条41间沿着与弹性波的传播方向正交的方向延伸的多个反射电极指42。反射器汇流条41例如形成为以大致恒定的宽度呈直线状延伸的长条状，在弹性波的传播方向上平行地配置。
多个反射电极指42基本上配置成使IDT电极3所激发的弹性波反射的间距Pt2。间距Pt2是多个反射电极指42的中心间的间隔(反复间隔)，在将IDT电极3的间距Pt1设定为弹性波的波长λ的半波长的情况下，只要设定为与间距Pt1相同的程度即可。波长λ(2×Pt2)例如为1.5μm以上且6μm以下。在此，如图4所示，间距Pt2指的是在传播方向上从反射电极指42的中心到相邻的反射电极指42的中心为止的间隔。
再有，多个反射电极指42形成为以大致恒定的宽度呈直线状延伸的长条状。反射电极指42的宽度w2能够设定为例如与电极指32的宽度wl大致同等。反射器4例如通过与IDT电极3相同的材料形成，并且形成为与IDT电极3同等的厚度。
反射器4相对于IDT电极3空出间隔G地进行配置。在此，间隔G指的是从IDT电极3的位于反射器4侧的端部的电极指32的中心到反射器4的位于IDT电极3侧的端部的反射电极指42的中心为止的间隔。间隔G通常被设定为与IDT电极3的位于中心附近3a的电极指32的间距Pt1(或间距Pt2)相同。
如图2所示，保护层5设置在压电基板2上，以便覆盖于IDT电极3及反射器4上。具体是，保护层5覆盖IDT电极3及反射器4的表面，并且覆盖压电基板2的上表面2A之中从IDT电极3及反射器4露出的部分。保护层5的厚度例如为1nm以上且50nm以下。
保护层5由绝缘性的材料构成，有助于保护导电层15不会腐蚀等。优选，保护层5通过若温度上升、则弹性波的传播速度加快的SiO2等材料形成，由此也能将弹性波元件1的温度的变化导致的电特性的变化抑制得较小。
本实施方式的SAW元件1中，反射器4的至少1根反射电极指42，具备与构成IDT电极3的多个电极指32的间距相比更靠IDT电极3侧配置的移位部。在此，“构成IDT电极3的多个电极指32的间距”指的是从主区域中的电极指32起以第1间隔a反复设定的虚设电极指位置。移位部既可以由构成反射器4的多个反射电极指42的全部来构成，也可以由一部分来构成。
本实施方式中，以下说明通过使反射器4接近IDT电极而将反射电极指42配置得比多个电极指32的间距更靠IDT电极3侧的情况。
反射器4被设定为：与IDT电极3的间隔G比位于IDT电极3的中心附近3a的电极指32的间距Pt1(第1间隔a)缩窄。在此，位于IDT电极3的中心附近3a的电极指32的间距Pt1指的是至少包含位于IDT电极3的中心的电极指32的2根以上的电极指32的间距Pt1。即，指的是第1间隔a。
本实施方式中，作为间隔G的比较对象，虽然使用位于中心附近3a的电极指32的间距Pt1的情况进行说明，但例如也可以使用IDT电极3的电极指32的间距Pt1的平均值、或使用占据IDT电极3的大部分的电极指32的间距Pt1。
间隔G相对于通常的间隔(IDT电极3的中心附近3a的间距Pt1；第1间隔a)在例如以0.8倍以上且0.975倍以下的范围缩窄了的位置处接近反射器4而配置。更优选，在以0.8倍以上且0.95倍以下的范围缩窄了的位置处接近反射器4而配置。换言之，反射器4配置在向IDT电极3侧移位通常的间隔的0.05倍以上且0.2倍以下的距离并接近的位置处。进而换言之，反射器4以0.025λ～0.1λ的范围向IDT电极3侧移位。
这样，通过使反射器4接近IDT电极3而配置，从而如图5所示，反射器4的反射电极指42与通常的间距相比更接近于IDT电极3侧。即，多个反射器电极指42全部从各自的虚设电极指位置更向IDT电极3侧移位，由反射器电极指42的全部构成移位部。
这样一来，能够降低反谐振点附近的谐振器的损耗。通过使反射器4接近IDT电极3而配置，从而可推测出IDT电极3所激励的弹性波(SAW)的相位和由反射器4反射的SAW的相位在反谐振点附近充分地匹配。为此，在反谐振点附近，能够防止SAW被变换成其他种类的弹性波而从谐振器泄漏，认为谐振器的损耗被改善。
针对如本实施方式的SAW元件1那样使反射器4接近了IDT电极3侧的情况，实际上制作SAW元件并进行了评价。制作出的SAW元件的基本构成如下所述。
[压电基板2]
材料：42°Y切割X传播LiTaO3基板
[IDT电极3]
材料：Al-Cu合金
(其中，压电基板2与导电层15之间存在6nm的Ti所构成的基底层。)
厚度(Al-Cu合金层)：154nm
IDT电极3的电极指32：
(根数)200根
(间距Pt1)1.06μm
(占空比：w1/Pt1)0.5
(交叉宽度W)20λ(λ＝2×Pt1)
[反射器4]
材料：Al-Cu合金
(其中，压电基板2与导电层15之间存在6nm的Ti所构成的基底层)
厚度(Al-Cu合金层)：154nm
反射电极指42的根数：30根
反射电极指42的交叉宽度：20λ(λ＝2×Pt1)
反射电极指42的间距Pt2：Pt1
IDT电极3的间隔G：Pt1
[保护层5]
材料：SiO2
厚度：15nm
作为本实施方式的SAW元件，针对将IDT电极3及反射器4的间隔G相对于IDT电极3的中心附近3a的间距Pt1而设成1.0倍及0.90倍的情况，制作样本并进行了评价。其中，间隔G相对于间距Pt1为1.0倍的情况是通常的情况。将制作出的样本的测定结果表示于图6中。图6中，横轴表示频率(MHz)、纵轴的左轴表示阻抗(ohm)、右轴表示相位(deg)。根据该结果可知：反谐振点附近的阻抗的相位在将间隔G缩窄了的情况下接近于-90°。由此，在比反谐振点更靠高频侧，谐振器的损耗越小则阻抗的相位越接近于-90°，因此根据该结果可知：在将间隔G缩窄了的情况下存在减小谐振器的损耗的效果。
(验证)
对上述的SAW元件1的特性改善进行了验证。如上述，反射器4具备移位部，由此考虑到在IDT电极3的端部与反射器4的端部之间通过使弹性波的相位匹配，从而比反谐振点更靠高频侧的损耗变小。
除了该机理以外，考虑到能够抑制弹性波向压电基板2的厚度方向的泄漏。以下，对该机理进行研究探讨。
制作了由IDT电极3和反射器4所构成的SAW元件的有限要素法中的模型，其中作为IDT电极3而具备了80根电极指32，反射器4具备20根配置在IDT电极3的两端的反射电极指42。在此，在SAW元件中，针对在反射器4未设置移位部的情况及设置了仅向IDT电极3侧移位0.1λ的移位部的情况，通过模拟而求出向压电基板2的厚度方向的能量泄漏量。
将该结果表示于图7。图7中，纵轴为向压电基板2的厚度方向的能量泄漏量，横轴表示电极指32及反射电极指42的排列方向。纵轴中负的值越变大则表示泄漏量越增多。模拟是在比反谐振频率还高1％的频率下进行的。再有，图7表示从压电基板2的上表面2A起在厚度方向上为3λ的深度的地点中的、向压电基板2的厚度方向的能量泄漏。实线表示未设置移位部的SAW元件中的泄漏量、虚线表示设置了移位部的SAW元件中的泄漏量。另外，未设置移位部的SAW元件是通常的SAW元件。具备移位部的SAW元件是本实施方式涉及的SAW元件。
如图7所示，通常的SAW元件中，在从IDT电极3与反射器4的边界起与电极指32或反射电极指42离开了20根程度的位置处泄漏最大。认为这是因IDT电极3与反射器4的边界附近处的电极指32和反射电极指42的不连续而被放射的体波在压电基板2沿厚度方向倾斜地传播，在距上表面2A为3λ的厚度位置处，到达从IDT电极3与反射器4的边界起电极指32离开了20根程度的位置的缘故。
与此相对，本实施方式涉及的SAW元件中，可以确认：IDT电极3侧及反射器4侧的双方中，与通常的SAW元件相比向压电基板2的厚度方向的泄漏能量量少。即，可知能量向压电基板2的厚度方向的泄漏被抑制。
据此，认为在作为谐振器的SAW元件1中，能够抑制能量的泄漏，能够抑制谐振器的损耗。
接着，对移位部向IDT电极3的一侧的移位量与谐振器特性的关系进行验证。将弹性波的波长λ设为2.0μm来制作模型，将移位部的移位量设为-0.15λ～0.05λ而进行了模拟。另外，图8中，在移位量为负的情况向IDT电极3的一侧接近，在正的情况下表示从IDT电极3远离。移位量为0λ的模型表示通常的SAW元件。
在此，在使移位量发生了变化时，在比谐振频率更高的高频侧、比反谐振频率更高的高频侧的2个频率区域中，能够确认出SAW元件的相位特性变化。在此，“比谐振频率更高的高频侧”是指谐振频率与反谐振频率之间的中心的频带，“比反谐振频率更高的高频侧”指的是比反谐振频率还高1％的高频侧的频带。
图8是表示相位特性相对于移位量的变化的图，将比谐振频率更高的高频侧中的相位特性表示于图8(a)，比反谐振频率更高的高频侧中的相位特性表示于图8(b)。在这些图中，横轴表示反射器移位量(×λ)、纵轴表示阻抗相位(deg)。
在谐振频率与反谐振频率之间的频带，谐振器的损耗越小则阻抗的相位越接近于90°。在此，如图8(a)所示，在比谐振频率更高的高频侧，若使向IDT电极3的一侧的移位量比0.1λ更大，则能够确认在相位从90°离开的方向急剧地恶化，损耗变大。该频带在将SAW元件用作为形成滤波器的并联臂谐振器的情况下相当于滤波器的通带的左肩(低频侧的端部)。为此，为了抑制通带的低频侧的端部中的损耗并使肩特性良好，需要将移位量抑制为0.1λ以下。
接着，在比反谐振频率更高的高频侧，谐振器的损耗越小则阻抗的相位越接近于-90°。在此，如图8(b)所示，在比反谐振频率更高的高频侧，能够确认通过使反射器4向IDT电极3的一侧移位，从而相位接近于-90°。另外，该改善倾向，若移位量变大而超过0.1λ，则达到饱和，进一步的改善能够确认到不是预期的样子。比反谐振频率更高的高频侧的频带，在将SAW元件用作为形成滤波器的并联臂谐振器的情况下，相当于滤波器的通带的右肩(高频侧的端部)。为此，为了抑制通带的高频侧的端部中的损耗并使肩特性良好，需要比0λ更接近IDT电极3的一侧。此外，最好抑制为0.1λ以下。尤其，在设为0.025λ以上且0.075λ以下的情况下滤波器的肩特性变得良好。
(SAW元件的变形例1)
上述中，虽然对在SAW元件1中将IDT电极3及反射器4的间隔G缩窄的情况进行了说明，但如图9所示，作为将反射电极指42配置得比虚设电极指位置更靠IDT电极3侧的方法，也可以将一部分的反射电极指42的间距Pt2缩窄。
具体是，反射器4也可以使位于IDT电极3侧的至少相邻的2根反射电极指42(第1反射电极指42a，第2反射电极指42b)的中心间的间隔即第2间隔b变得比位于IDT电极3的中心附近3a的电极指32的间距Pt1(第1间隔a)更窄。虽然使间距Pt2比间距Pt1更窄的反射电极指42只要至少2根即可，但也可以将反射电极指42的间距Pt2全部缩窄。
图9所示的例子中，将位于IDT电极3侧的第1反射电极指42a、和与之相邻且相对于第1反射电极指42a配置在IDT电极3的相反侧的第2反射电极指42b的间距设为第2间隔b。另外，第1反射电极指42a配置于虚设电极指位置。再有，与第2反射电极指42b相比更位于IDT电极3的相反侧的反射电极指42的间距和第1间隔a同等。由此，通过第2反射电极指42b、和与第2反射电极指42b相比更位于IDT电极3的相反侧的反射电极指42来形成移位部。换言之，由与第1反射电极指42a相比更位于IDT电极3的相反侧的反射电极指42群来构成移位部。
将间距Pt2缩窄的反射电极指42，相对于第1间隔a，能够在例如0.8倍以上且0.975倍以下的范围内设定间距Pt2。换言之，接近于激励电极3侧的距离相对于第1间隔a，例如只要设定成0.025倍以上且0.2倍以下的距离即可。进而换言之，相对于虚设电极指位置，以0.0125λ以上且0.1λ以下的距离向IDT电极3侧移位。
再有，本变形例虽然是将包含位于IDT电极3侧的端部的反射电极指42在内的2根反射电极指42的间距Pt2缩窄的情况，但未限于此，也可以将未处于IDT电极3侧的端部的(存在于DT电极3离开了的位置的反射电极指42的间距Pt2缩窄。还有，也可以针对反射电极指42的全部将间距Pt2缩窄。其中，在多个反射电极指42之中，间距Pt2与第1间隔a相比不会变大。
如本变形例那样通过仅将一部分的反射电极指42的间距Pt2缩窄，从而能够优选进行弹性波的反射，并且能够维持反谐振点附近的损耗改善效果、同时降低谐振点附近的特性恶化。
通过将反射电极指42的间距Pt2在至少一部分缩窄，从而如图9所示，能够使反射器4的反射电极指42的至少一部分与通常的间距(虚设电极指位置)相比更接近IDT电极3侧。结果，能够获得上述将IDT电极3及反射器4的间隔G缩窄的情况同样的效果。再者，因为将反射电极指42的间距Pt2缩窄，所以IDT电极3与反射器4之间的间隔G不会变小，因此能够难以引起耐ESD(Electrostatic Discharge)性、耐电力性的劣化。
接着，如本变形例的SAW元件1那样，针对将反射电极指42的一部分的间距Pt2缩窄了的情况制作SAW元件的样本并进行了阻抗特性的评价。对于样本的基本构成而言，与上述实施方式同样。本变形例的SAW元件1中，是将IDT电极3侧的2根反射电极指42的间距Pt2相对于第1间隔a设定成1.0倍及0.9倍的情况。另外，间距Pt2为间距第1间隔a的1.0倍的情况是通常的SAW元件的情况。
将制作出的样本的测定结果表示于图10。图10中，横轴表示频率(MHz)，纵轴的左轴表示阻抗绝对值(ohm)、右轴表示相位(deg)。图中的实线表示通常的SAW元件的特性、虚线表示本变形例的SAW元件1的特性。根据该图所表示的结果能够清楚地确认：变形例的SAW元件1与通常的SAW元件相比，在反谐振频率的高频侧的区域中相位接近于-90°。根据结果可知：与上述实施方式那样将间隔G缩窄了的情况同样地，能够获得抑制谐振器的损耗的效果。
再有，在反射器4中为了验证使将反射电极指42的一部分的间距Pt2缩窄的部位相异时的损耗抑制效果而制作出SAW元件的样本。具体是，制作模型1～9的SAW元件的样本并进行了阻抗的相位特性的评价。模型1是通常的SAW元件，模型2是将IDT电极3与反射器4的间隔G设为0.9λ的SAW元件，模型3～9是将反射电极指42的间隔设为第2间隔b的SAW元件。模型3～9是使将2根反射电极指42的间隔设为第2间隔b的部分(狭间距部)的位置相异的模型，依次错开成模型3设为位于激励电极3侧的端部的反射电极指42与从端部起第1根之间、模型4设为从端部起第1根与第2根之间，模型9设为从端部起第6根与第7根之间。这些例子中，位于IDT电极3侧的端部的反射电极指42成为第0根。另外，反射电极指42间的间隔，除了设为第2间隔b的部位以外都设为第1间隔a。第2间隔b设为0.9λ。
针对这种模型1～9测定了比反谐振频率还高1％的高频侧的频带中的相位。将该结果表示于图11。
图11描绘了模型1～9的反谐振频率的高频侧的相位特性值。图中，横轴表示各模型的编号(No.)、纵轴表示2070MHz的阻抗相位(deg)。由于是反谐振频率的高频侧，故相位越接近于-90°则作为谐振器的损耗越少。
根据图11所表示的结果能够清楚地确认：通过设置狭间距部而提高比反谐振频率更高的高频侧的相位特性，尤其在模型3(图7所示的构成)中，与对IDT电极3与反射器4的间隔G进行了调整的情况(模型2)相比相位特性更优越。再有，能够确认：虽然随着狭间距部从IDT电极3远离、相位特性提高的效果减少，从位于IDT电极3侧的端部的反射电极指42起至第6根与第7根之间为止相位特性充分地提高，作为谐振器而具备损耗改善特性。
(SAW元件的变形例2)
再有，SAW元件1中，作为使反射电极指42比构成IDT电极3的多个电极指32的间距配置得更靠IDT电极3侧的方法，如图12所示，也可以将IDT电极3的电极指32的间距Pt1缩窄。
具体是，对于IDT电极3而言，位于反射器4侧的至少相邻的2根电极指32的间距Pt1也可以变得比位于IDT电极3的中心附近3a的电极指32的第1间隔a更窄。将间距Pt1缩窄的IDT电极3只要至少2根即可。本变形例中，虽然是将IDT电极3中包含位于反射器4侧的端部的电极指32的2根电极指32的间距Pt1缩窄的情况，但未限于此，也可以将从端部离开了的电极指32的间距Pt1缩窄。
这样通过将电极指32的间距Pt1缩窄，如图12所示，从而反射器4的反射电极指42能够与通常的间距相比更接近于IDT电极3侧。结果，能够获得与上述的将IDT电极3及反射器4的间隔G缩窄的情况同样的效果。
如本变形例的SAW元件1那样，针对将IDT电极3的间距Ptを缩窄了的情况制作样本并进行了阻抗特性的评价。对于样本的基本构成而言，与上述的实施方式同样。本变形例的SAW元件1是将IDT电极3中的反射器4侧的2根电极指32的间距Pt1相对于IDT电极3的中心附近3a的间距Pt1而设定成0.9倍的情况。即，将IDT电极3中的反射器4侧的2根电极指32的间隔设为0.9a。将制作出的样本的测定结果表示于图13。图13中，横轴表示频率(MHz)、纵轴的左轴表示阻抗绝对值(ohm)、右轴表示相位(deg)。以实线表示通常的SAW元件的特性、以虚线表示本变形例的SAW元件1的特性。如图13(b)所示，可以确认：在反谐振频率更高的高频侧，变形例的SAW元件1与通常的SAW元件相比，相位更接近于-90°，能够抑制作为谐振器的损耗。根据该结果可知：本变形例的SAW元件1能够获得与上述实施方式那样将间隔G缩窄了的情况同样的效果。
<滤波器元件及通信装置>
图14是表示本发明的实施方式涉及的通信装置101的主要部分的框图。通信装置101进行利用了电波的无线通信。分波器7具有在通信装置101中对发送频率的信号与接收频率的信号进行分波的功能。
通信装置101中，包含应发送的信息的发送信息信号TIS由RF-IC103进行调制及频率的提升(向载波频率的高频信号的变换)并成为发送信号TS。发送信号TS由带通滤波器105除去发送用的通带以外的不需要的分量，由放大器107放大后被输入分波器7中。被放大后的发送信号TS中因通过放大器107有时会混入噪声。分波器7从这种被输入的发送信号TS中除去发送用的通带以外的不需要的分量(噪声等)并向天线109输出。天线109将所输入的电信号(发送信号TS)变换为无线信号后进行发送。
通信装置101中，由天线109接收到的无线信号被天线109变换成电信号(接收信号RS)后被输入分波器7中。分波器7从所输入的接收信号RS中除去接收用的通带以外的不需要的分量并向放大器111输出。被输出的接收信号RS被放大器111放大，由带通滤波器113除去接收用的通带以外的不需要的分量。作为被带通滤波器113去除的不需要的分量，例如可列举由放大器111混入的噪声等。而且，接收信号RS由RF-IC103进行频率的下拉及解调，由此成为接收信息信号RIS。
发送信息信号TIS及接收信息信号RIS最好是包含适宜的信息的低频信号(基带信号)，例如最好是模拟的声音信号或已被数字化的声音信号。无线信号的通带依据于UMTS(Universal Mobile Telecommunications System)等的各种标准。调制方式也可以是相位调制、振幅调制、频率调制或这些中的任意2个以上的组合的其中一个。再有，RF-IC103也可具备带通滤波器105及带通滤波器113的功能，省略这些的滤波器し。
图15是表示本发明的一实施方式涉及的分波器7的构成的电路图。分波器7是图14中通信装置101所使用的分波器。分波器7具有构成发送滤波器11及接收滤波器12的至少一方的滤波器元件。构成发送滤波器11及接收滤波器12的至少一方的滤波器元件包含串联臂谐振器与并联臂谐振器，且作为并联臂谐振器而采用SAW元件1。串联臂谐振器及并联臂谐振器与SAW元件1共享压电基板2。
SAW元件1例如是构成图14示出的分波器7中的发送滤波器11的梯子型滤波器电路的一部分的SAW元件。如图15所示，发送滤波器11具有压电基板2、和形成在压电基板2上的串联臂谐振器S1～S3及并联臂谐振器P1～P3。
分波器7主要由天线端子8、发送端子9、接收端子10、被配置在天线端子8与发送端子9之间的发送滤波器11、以及被配置在天线端子8与接收端子10之间的接收滤波器12构成。
向发送端子9输入来自放大器107的发送信号TS，被输入至发送端子9的发送信号TS在发送滤波器11中被除去发送用的通带以外的不需要的分量并被输出至天线端子8。再有，从天线109向天线端子8输入接收信号RS，在接收滤波器12中被除去接收用的通带以外的不需要的分量并被输出至接收端子10。
发送滤波器11例如由梯子型SAW滤波器构成。具体是，发送滤波器11具有：串联连接在其输入侧与输出侧之间的3个串联臂谐振器S1、S2、S3；以及被设置在用于将串联臂谐振器S1、S2、S3彼此连接的布线即串联臂与基准电位部Gnd之间的3个并联臂谐振器P1、P2、P3。即，发送滤波器11是3级构成的梯子型滤波器。其中，发送滤波器11中，梯子型滤波器的级数是任意的。而且，在发送滤波器11中，发送端子9作为输入端子起作用，天线端子8作为输出端子起作用。另外，在由梯子型滤波器来构成接收滤波器12的情况下，天线端子8作为输入端子起作用，接收端子10作为输出端子起作用。
并联臂谐振器P1、P2、P3与基准电位部Gnd之间有时设置有电感器L。通过将该电感器L的电感设定为给定的大小，从而在发送信号的通过频率的频带外形成衰减极，增大频带外衰减。多个串联臂谐振器S1、S2、S3及多个并联臂谐振器P1、P2、P3分别由SAW元件1这种的SAW谐振器构成。
接收滤波器12例如具有多次模式型SAW滤波器17和被串联连接在其输入侧的辅助谐振器18。另外，在本实施方式中，多次模式包含2次模式。多次模式型SAW滤波器17具有平衡-不平衡变换功能，接收滤波器12连接于输出平衡信号的2个接收端子10。接收滤波器12未限于由多次模式型SAW滤波器17构成的结构，既可以由梯子型滤波器构成，也可以是不具有平衡-不平衡变换功能的滤波器。
也可以在发送滤波器11、接收滤波器12及天线端子8的连接点与接地电位部Gnd之间插入电感器等所构成的阻抗匹配用的电路。
也可以将本实施方式的SAW元件1使用于并联臂谐振器P1～P3中任一个。通过将SAW元件1用于并联臂谐振器P1～P3的至少1个，从而能够降低滤波器的通带的高频侧端部附近的损耗。分波器7中，由于发送频带大多与接收频带相比更位于低频侧，故尤其在发送滤波器11中，在通带的高频侧需要陡峭的衰减特性。为此，通过将SAW元件1用于并联臂谐振器P1～P3，从而能够在降低通带的高频侧附近的损耗的同时使陡峭度提高，在分波器7中既能减小损耗、又能够使发送信号与接收信号的分离度提高。
图16是表示梯子型滤波器的通过特性和串联臂谐振器S1、S2、S3及并联臂谐振器P1、P2、P3的阻抗特性的频率位置的概念图。位于下方的是串联臂谐振器及并联臂谐振器的阻抗特性。以实线表示串联臂谐振器的特性、以虚线表示并联臂谐振器的特性。另外，横轴表示频率、纵轴表示阻抗。通过将这种串联臂谐振器及并联臂谐振器连接成梯子型，从而作为滤波器起作用。关于该滤波器的滤波器通过特性，示于图16的上方。在此，纵轴表示阻抗、横轴表示频率。
根据图16所示的阻抗特性可知，串联臂谐振器的谐振点与并联臂谐振器的反谐振点位于滤波器通带的大致中央。相当于滤波器通带的高频侧的端部的频率，如图16中以A所标示出的，与并联臂谐振器的反谐振点相比位于稍微高的高频侧。
在将本实施方式的SAW元件1利用于并联臂谐振器P1～P3的情况下，能够降低该频率区域内的损耗，因此作为结果能够降低滤波器的通带的高频侧端部附近的损耗。再有，本实施方式的SAW元件1，谐振频率近旁中的特性劣化。然而，并联臂谐振器P1～P3的谐振频率近旁比滤波器的通带更靠低频侧，作为滤波器整体的特性，能够难以成为大的缺点。
再有，尤其至少在并联臂谐振器P1～P3之中谐振频率最低的并联臂谐振器使用SAW元件1，由此在滤波器通带中能够抑制高频侧端部的损耗，使其结果的肩特性提高，能够使滤波器的通带中的陡峭性提高。即，在包含并联臂谐振器P1～P3之中第1并联臂谐振器和与其相比谐振频率更高的第2并联臂谐振器的情况下，优选将SAW元件1应用于第1并联臂谐振器。更优选，第1并联臂谐振器的谐振频率在并联臂谐振器之中最低。
本发明的SAW元件未限于上述的实施方式，也可以增加各种各样的变更。例如，上述的实施方式中，作为将反射电极指42配置得与构成IDT电极3的多个电极指32的间距相比更靠IDT电极3侧的方法，分别对将间隔G缩窄的情况、将反射电极指42的间距Pt2缩窄的情况、及将电极指32的间距Pt1缩窄的情况进行了说明，但也可以将这些进行组合。
即，作为将反射电极指42配置得与构成IDT电极3的多个电极指32的间距相比更靠IDT电极3侧的方法，也可以既将间隔G缩窄、又将反射电极指42的间距Pt2缩窄。该情况下，可以减小将间隔G缩窄的宽度、和将间距Pt2缩窄的宽度，因此能够降低各个构成中的特性的劣化。另外，既可以在将间隔G缩窄的同时将IDT电极3的电极指32的间距Pt1缩窄，也可以将间隔G、间距Pt1及间距Pt2全部缩窄。
再有，上述的实施方式的SAW元件与通带的频率无关地达到效果。图17～22虽然将通带的频率设定为800MHz带，但可知达到与上述实施方式同样的效果。具体是，图17～图22中，横轴表示频率(MHz)、纵轴表示相位(deg)。这些图中，以实线表示将间隔G相对于间距Pt1设为1.0倍的SAW元件的特性，以虚线表示将间隔G相对于间距Pt1设为0.9倍的SAW元件的特性。另外，间距Pt1的1.0倍的SAW元件是通常的SAW元件。这些图的全部图中，能够确认：以虚线表示的将间隔G相对于间距Pt1设为0.9倍的SAW元件，与设为1.0倍的SAW元件相比，比反谐振频率更高的高频侧的相位接近于-90°，抑制损耗的产生。
还有，在上述实施方式中，是将IDT电极3的电极指32的根数设为200根的情况。与此相对，制作从上述实施方式的SAW元件的基本构成变更了IDT电极3的电极指32的根数的SAW元件，将测定出的结果示于图17～19。具体是，图17、18、19是分别制作将IDT电极3的根数设定为100根、200根及300根的SAW元件并测定了相位特性的结果。电极指32的膜厚如标准化膜厚为7.7％那样设定成378μm(包含基底层的6nm)的情况。标准化膜厚是电极指32的膜厚相对于弹性波的波长的比例，将电极指32的膜厚除以波长的值。
如将结果示于图17～19，可知与电极指32的根数无关地达到本发明的效果。
另一方面，如图20～22所示，可知在改变了电极指32的膜厚的情况下能够获得与本实施方式的SAW元件同样的效果。图20～22是在上述实施方式的SAW元件中制作使电极膜厚变化、以使标准化膜厚变化的SAW元件并进行了测定的结果。具体是，图20～22分别是设定为标准化膜厚6.5％(电极膜厚320nm(包含基底层6nm))、7.7％(电极膜厚378nm(包含基底层6nm))、8.2％(电极膜厚400nm(包含基底层6nm))的图。根据该结果能够清楚：不拘于电极指32的膜厚，高改善频侧的损耗。尤其在膜厚薄的情况下知晓损耗的改善效果大且纹波也能够减小。
-符号说明-
1：弹性波元件(SAW元件)，2：压电基板，2A：上表面，3：激励电极(IDT电极)，30：梳齿电极(第1梳齿电极30a、第2梳齿电极30b)，31：汇流条(第1汇流条31a、第2汇流条31b)，32：电极指(第1电极指32a、第2电极指32b)，33：虚拟电极指(第1虚拟电极指33a、第2虚拟电极指33b)，3a：中心附近，4：反射器，41：反射器汇流条，42：反射电极指，5：保护层，7：分波器，8：天线端子，9：发送端子，10：接收端子，11：发送滤波器，12：接收滤波器，101：通信装置，103：RF-IC，109：天线，S1～S3：串联臂谐振器，P1～P3：并联臂谐振器。

Claims (13)

1.一种弹性波元件，具备：
压电基板；
激励电极，被配置在该压电基板上且具有多个电极指；和
2个反射器，被配置在所述压电基板上且具有多个反射电极指，在弹性波的传播方向上这2个反射器夹持所述激励电极，
所述激励电极在多个所述电极指的排列的中心附近具有主区域，在该主区域中多个所述电极指的中心间的间隔相同且为第1间隔，
所述反射器具有移位部，在该移位部中，至少1根所述反射电极指相对于从所述主区域的所述电极指起以所述第1间隔反复设定的虚设电极指位置，向所述激励电极侧移位。
2.根据权利要求1所述的弹性波元件，其中，
若将所述激励电极中的弹性波的波长设为λ，则所述移位部中的所述反射电极指从所述虚设电极指位置起以0.1λ以下的范围向所述激励电极侧移位。
3.根据权利要求1或2所述的弹性波元件，其中，
所述反射器之中位于所述激励电极侧的端部的所述反射电极指的中心和所述激励电极之中位于所述反射器侧的端部的所述电极指的中心的间隔，比所述第1间隔更窄。
4.根据权利要求1～3中任一项所述的弹性波元件，其中，
多个所述反射电极指具有：位于所述激励电极侧的第1反射电极指；及与该第1反射电极指相邻且位于所述激励电极的相反侧的第2反射电极指，
所述第1反射电极指及所述第2反射电极指的中心间的间隔比所述第1间隔更窄，
所述第2反射电极指及从该第2反射电极指起位于所述激励电极的相反侧的所述反射电极指的中心间的间隔为所述第1间隔以下，且所述第2反射电极指及从该第2反射电极指起位于所述激励电极的相反侧的所述反射电极指构成所述移位部。
5.根据权利要求4所述的弹性波元件，其中，
所述第1反射电极指位于所述反射器之中所述激励电极侧的端部。
6.根据权利要求1～5中任一项所述的弹性波元件，其中，
所述激励电极之中位于所述反射器侧且相邻的至少2根所述电极指的中心间的间隔比所述第1间隔更窄。
7.根据权利要求6所述的弹性波元件，其中，
所述激励电极之中位于所述反射器侧且相邻的至少2根所述电极指包含所述激励电极之中位于所述反射器侧的端部的所述电极指。
8.根据权利要求1～7中任一项所述的弹性波元件，其中，
所述移位部中的所述反射电极指，从所述虚设电极指位置起以所述第1间隔的0.8倍以上且0.975倍以下的范围向所述激励电极侧移位。
9.根据权利要求1～7中任一项所述的弹性波元件，其中，
若将所述激励电极中的弹性波的波长设为λ，则所述移位部中的所述反射电极指从所述虚设电极指位置起以0.025λ以上且0.075λ以下的范围向所述激励电极侧移位。
10.根据权利要求4所述的弹性波元件，其中，
所述反射器具备10根以上的所述反射电极指，所述第1反射电极指位于所述反射器之中从所述激励电极侧的端部起至第6根为止的电极指之间。
11.一种滤波器元件，
该滤波器元件是具备被连接在输入输出端子间的至少1个串联臂谐振器及至少1个并联臂谐振器的滤波器元件，
所述并联臂谐振器是权利要求1～10中任一项所述的弹性波元件。
12.根据权利要求11所述的滤波器元件，其中，
至少1个所述并联臂谐振器有多个，且包含第1并联臂谐振器和谐振频率比该第1并联臂谐振器更高的第2并联臂谐振器，
所述第1并联臂谐振器是所述弹性波元件。
13.一种通信装置，具备：
天线；
被电连接于该天线的权利要求11或12所述的滤波器元件；和
被电连接于该滤波器元件的RF-IC。
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