CN107302357A - 一种双通道tiadc线性频响失配和非线性失配的联合校正方法 - Google Patents
一种双通道tiadc线性频响失配和非线性失配的联合校正方法 Download PDFInfo
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Abstract
本发明的方法分别通过适当阶的多项式和泰勒级数表示双通道时间交织模数转换器（2‑TIADCs）系统的线性频响失配特性和非线性失配特性，对输入信号采用轻微的过采样获取失配信息，并基于归一化最小均方误差（NLMS）算法对线性失配误差和非线性失配误差并行地进行实时边估计边校正，从而得到比对任意单一误差进行校正更好的校正效果，该方法对TIADC系统的失配误差考虑更全面，并且简单易行，补偿效果好。
Description
技术领域
本发明涉及信号采样与处理技术领域，更具体地，涉及一种双通道TIADC线性频响失配和非线性失配的联合校正方法。
背景技术
随着集成电路技术的不断发展，数字化技术的推广，对模数转换器件ADC的采样速率以及采样精度的要求越来越高，不仅要求数据采集系统有高的采样率，还要有高的采样精度。在实际的运用中，对实时采样速率以及采样精度有极高的依赖性。然而ADC的最大采样速率受限于它的分辨率，分辨率与采样速率之间是一对矛盾体，高采样速率要求较短的转换时间，而高分辨率则要求较长的转换时间。根据目前的IC设计工艺，要实现更高速的采样速率，需要开发一种基于新结构和新方法的ADC模块。现有技术所提供的能够实现超高速采样的系统就是利用时间交织(Time-interleaved)结构的ADC系统(TIADC)。
这种结构的ADC系统利用M片有着相同采样率fs的单个ADC模块，采用并行的结构，每片ADC模块以相隔1/(M*fs)的时间间隔进行采样，以达到采样率为M*fs(总采样率f＝M*fs)的效果。理论上，这种M通道并行交替采样的ADC系统能够使得整个系统的采样率达到单个ADC模块的M倍。但是由于制造工艺本身固有的缺点，不可能使得每一片ADC模块完全一模一样，所以必然会使得各个通道的ADC模块之间存在失配误差，且每片ADC自身带有微分和积分非线性特性，从而严重降低了整个ADC系统的信噪比。
目前，大多数方法主要针对线性失配，例如增益误差，时间误差等进行估计和校正，部分方法针对模数转换器(ADC)自身的积分和微分非线性造成的失配进行估计和校正。然而，为了提高TIADC的整体性能，不论是线性失配和非线性失配，都应该纳入考虑范围并得到估计和校正。
发明内容
本发明为解决以上现有TIADC技术只单独对线性失配误差或非线性失配误差进行估计和补偿所导致的校正效果不佳的技术缺陷，提供了一种双通道TIADC线性频响失配和非线性失配的联合校正方法。
为实现以上发明目的，采用的技术方案是：
一种双通道TIADC线性频响失配和非线性失配的联合校正方法，包括以下步骤：
S1.设置输入信号x(t)满足奈奎斯特采样定理，并采用轻微过采样获取2-TIADCs系统的输出y(n)；
S2.确定通道频率响应函数的阶数P，利用P阶多项式表征2-TIADCs系统的线性频响失配：系统的归一化频率响应函数为其中cp为p阶多项式系数，dp(n)为p阶微分器，则线性频响失配误差
S3.利用泰勒级数表示2-TIADCs系统通道的非线性失配特性，则2-TIADCs系统第m通道的非线性传输特性函数其中L表示泰勒级数的阶数，表示2-TIADCs系统第m通道泰勒多项式的第l阶的系数，令则非线性失配误差其中xl(n)表示x(n)的l次方；
S4.利用2-TIADCs系统的输出y(n)，设计一个NLMS算法对线性频响失配误差et(n)进行参数的迭代估计：
设计相应的高通滤波器f(n)，使高通滤波器f(n)的截止频率高于采样信号的截止频率，令迭代估计的公式如下：
其中Yd f(n)＝Yd(n)*f(n)＝[y1(n)*f(n)...,yp(n)*f(n)...,yP(n)*f(n)]T，μ表示收敛因子，cont表示常数；
并利用估计参数对线性频响失配误差et(n)进行重构：其中Yd(n)＝[y1(n)...,yp(n)...,yP(n)]T，yp(n)＝dp(n)*y(n)(-1)n.
S5.利用2-TIADCs系统的输出y(n)，设计一个NLMS算法对非线性失配误差eh(n)进行参数的迭代估计：
设计相应的高通滤波器f(n)，使高通滤波器f(n)的截止频率高于采样信号的截止频率，令迭代估计的公式如下：
其中YS f(n)＝Py*f(n)，YD f(n)＝Py(-1)n*f(n)，μ表示收敛因子，cont表示常数；
并利用估计参数对非线性失配误差eh(n)进行重构：其中Py＝[1,y(n),...,yL(n)]，yL(n)表示y(n)的L次方；
S6.利用2-TIADCs系统的输出y(n)减去步骤S4重构的线性频响失配误差和步骤S5重构的非线性失配误差，得到校正后的结果进行输出，即
与现有技术相比，本发明的有益效果是：
本发明的方法分别通过适当阶的多项式和泰勒级数表示双通道时间交织模数转换器(2-TIADCs)系统的线性频响失配特性和非线性失配特性，对输入信号采用轻微的过采样获取失配信息，并基于归一化最小均方误差(NLMS)算法对线性频响失配误差和非线性失配误差并行地进行实时边估计边校正，从而得到比对任意单一误差进行校正更好的校正效果，该方法对TIADC系统的失配误差考虑更全面，并且简单易行，补偿效果好。
附图说明
图1为时间交织模数转换器的结构示意图。
图2为带有线性和非线性通道失配的双通道TIADC模型示意图。
图3为本发明提供的联合校正方法的校正示意图。
图4为频率响应线性失配的自适应估计和校正示意图。
图5为非线性失配误差的自适应估计和校正示意图。
图6为校正方法的流程图。
具体实施方式
附图仅用于示例性说明，不能理解为对本专利的限制；
以下结合附图和实施例对本发明做进一步的阐述。
实施例1
如图6所示，本发明提供的方法具体包括有以下步骤：
S1.设置输入信号x(t)满足奈奎斯特采样定理，并采用轻微过采样获取2-TIADCs系统的输出y(n)；
S2.确定通道频率响应函数的阶数P，利用P阶多项式表征2-TIADCs系统的线性频响失配：系统的归一化频率响应函数为其中cp为p阶多项式系数，dp(n)为p阶微分器，则线性频响失配误差
S3.利用泰勒级数表示2-TIADCs系统通道的非线性失配特性，则2-TIADCs系统第m通道的非线性传输特性函数其中L表示泰勒级数的阶数，表示2-TIADCs系统第m通道泰勒多项式的第l阶的系数，令则非线性失配误差其中xl(n)表示x(n)的l次方；
S4.利用2-TIADCs系统的输出y(n)，设计一个NLMS算法对线性频响失配误差et(n)进行参数估计，并利用估计参数对线性频响失配误差et(n)进行重构：其中Yd(n)＝[y1(n)...,yp(n)...,yP(n)]T，yp(n)＝dp(n)*y(n)(-1)n.
S5.利用2-TIADCs系统的输出y(n)，设计一个NLMS算法对非线性失配误差eh(n)进行参数估计，并利用估计参数 对非线性失配误差eh(n)进行重构：其中Py＝[1,y(n),...,yL(n)]，yL(n)表示y(n)的L次方；
S6.利用2-TIADCs系统的输出y(n)减去步骤S4重构的线性频响失配误差和步骤S5重构的非线性失配误差，得到校正后的结果进行输出，即
在具体的实施过程中，所述步骤S4设计NLMS算法对参数进行迭代估计的具体过程如下：
设计相应的高通滤波器f(n)，使高通滤波器f(n)的截止频率高于采样信号的截止频率，令迭代估计的公式如下：
其中Yd f(n)＝Yd(n)*f(n)＝[y1(n)*f(n)...,yp(n)*f(n)...,yP(n)*f(n)]T，μ表示收敛因子，cont表示常数。
在具体的实施过程中，所述步骤S5设计NLMS算法对参数和进行迭代估计的具体过程如下：
设计相应的高通滤波器f(n)，使高通滤波器f(n)的截止频率高于采样信号的截止频率，令迭代估计的公式如下：
其中YS f(n)＝Py*f(n)，YD f(n)＝Py(-1)n*f(n)，μ表示收敛因子，cont表示常数。
实施例2
本实施例在实施例1的基础上，进行了具体的实验：
如图1所示为时间交织模数转换器的结构示意图，输入信号以M通道输入，每条通道以相同的采样率但不同的采样时刻(相邻通道相差Ts时刻)对高速输入信号采样，最终合并出输出信号，以此实现高速采样的模数转化。本实施例的实验中，采用22个频率的多正弦信号作为输入，通过图2所示的双通道TIADC系统，得到校正前的TIADC输出y(n).
采用3阶频率响应多项式对TIADC系统线性失配进行建模，即P＝3，频响失配参数为c＝[-0.025,0.003,0.001]，设计1～P的微分滤波器，长度为N＝41，对应的滤波器系数为：
d1＝[-0.0351 0.0213 0.0380 -0.0550 0.0651 -0.0667 0.0572 -0.03710.0107 0.0149-0.0315 0.0332 -0.0180 -0.0102 0.0425 -0.0658 0.0656 -0.0267 -0.0737 0.3322 0 -0.3322 0.0737 0.0267 -0.0656 0.0658 -0.0425 0.0102 0.0180 -0.0332 0.0315 -0.0149 -0.0107 0.0371 -0.0572 0.0667 -0.0651 0.0550 -0.0380 -0.0213 0.0351]
d2＝[0.0360 0.0309 -0.0467 0.0205 -0.0065 -0.0045 0.0149 -0.02230.0232 -0.0154 -0.0003 0.0196 -0.0352 0.0390 -0.0253 -0.0072 0.0529 -0.09770.1083 0.0998 -0.2986 0.0998 0.1083 -0.0977 0.0529 -0.0072 -0.0253 0.0390 -0.0352 0.0196 -0.0003 -0.0154 0.0232 -0.0223 0.0149 -0.0045 -0.0065 0.0205 -0.0467 0.0309 0.0360]
d3＝[0.0360 -0.0531 0.0038 0.0274 -0.0299 0.0272 -0.0208 0.00930.0062 -0.0216 0.0307 -0.0278 0.0108 0.0168 -0.0459 0.0624 -0.0502 -0.00760.1264 -0.1770 0 0.1770 -0.1264 0.0076 0.0502 -0.0624 0.0459 -0.0168 -0.01080.0278 -0.0307 0.0216 -0.0062 -0.0093 0.0208 -0.0272 0.0299 -0.0274 -0.00380.0531 -0.0360]
采用三阶多项式对TIADC系统的非线性失配进行建模即L＝3，令非线性失配参数为C0＝[-0.0015,0.003,0.004,-0.003]，C1＝[0.0015,-0.001,-0.001,0.001]，此时S＝[0,0.001,0.0015,-0.001]，D＝[-0.0015,0.002,0.0025,-0.002].
如图3所示，对系统的线性频响失配和非线性失配并行实时地估计并补偿校正，其中线性频响失配参数的估计和误差校正结构如图4所示，非线性失配参数的估计和误差校正结构如图5所示，最终线性失配参数迭代收敛后的估计值为可见其可以有效收敛到真值；非线性参数迭代收敛后的估计值为对比可知在误差允许范围内收敛到真值。
信号未经过校正前，存在大量的噪声毛刺，其幅度最高可以达到-40dBc。而通过校正之后，噪声频谱受到抑制，其最高的毛刺的幅度可降低到-78dB左右。
显然，本发明的上述实施例仅仅是为清楚地说明本发明所作的举例，而并非是对本发明的实施方式的限定。对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其它不同形式的变化或变动。这里无需也无法对所有的实施方式予以穷举。凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明权利要求的保护范围之内。
Claims (3)
1.一种双通道TIADC线性频响失配和非线性失配的联合校正方法，其特征在于：包括以下步骤：
S1.设置输入信号x(t)满足奈奎斯特采样定理，并采用轻微过采样获取2-TIADCs系统的输出y(n)；
S2.确定通道频率响应函数的阶数P，利用P阶多项式表征2-TIADCs系统的线性频响失配：系统的归一化频率响应函数为其中cp为p阶多项式系数，dp(n)为p阶微分器，则线性频响失配误差
S3.利用泰勒级数表示2-TIADCs系统通道的非线性失配特性，则2-TIADCs系统第m通道的非线性传输特性函数其中L表示泰勒级数的阶数，表示2-TIADCs系统第m通道泰勒多项式的第l阶的系数，令则非线性失配误差其中xl(n)表示x(n)的l次方；
S4.利用2-TIADCs系统的输出y(n)，设计一个NLMS算法对线性频响失配误差et(n)进行参数估计，并利用估计参数对线性频响失配误差et(n)进行重构：其中Yd(n)＝[y1(n)...,yp(n)...,yP(n)]T，yp(n)＝dp(n)*y(n)(-1)n.
S5.利用2-TIADCs系统的输出y(n)，设计一个NLMS算法对非线性失配误差eh(n)进行参数估计，并利用估计参数 对非线性失配误差eh(n)进行重构：其中Py＝[1,y(n),...,yL(n)]，yL(n)表示y(n)的L次方；
S6.利用2-TIADCs系统的输出y(n)减去步骤S4重构的线性频响失配误差和步骤S5重构的非线性失配误差，得到校正后的结果进行输出，即
2.根据权利要求1所述的双通道TIADC线性频响失配和非线性失配的联合校正方法，其特征在于：所述步骤S4设计NLMS算法对参数进行迭代估计的具体过程如下：
设计相应的高通滤波器f(n)，使高通滤波器f(n)的截止频率高于采样信号的截止频率，令迭代估计的公式如下：
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其中Yd f(n)＝Yd(n)*f(n)＝[y1(n)*f(n)...,yp(n)*f(n)...,yP(n)*f(n)]T，μ表示收敛因子，cont表示常数。
3.根据权利要求1所述的双通道TIADC线性频响失配和非线性失配的联合校正方法，其特征在于：所述步骤S5设计NLMS算法对参数和进行迭代估计的具体过程如下：
设计相应的高通滤波器f(n)，使高通滤波器f(n)的截止频率高于采样信号的截止频率，令迭代估计的公式如下：
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其中YS f(n)＝Py*f(n)，YD f(n)＝Py(-1)n*f(n)，μ表示收敛因子，cont表示常数。
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