CN104969523A - 用于处理i/q下变频信号及双通道ti-adc的通道失配的方法和设备 - Google Patents

用于处理i/q下变频信号及双通道ti-adc的通道失配的方法和设备 Download PDF

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Abstract

用于处理同相和正交“I/Q”下变频信号的I/Q通道失配的方法和设备、以及设备的使用。获得(101)基于I/Q下变频信号的模数转换的离散时间复数值信号r(n)。所获得的离散时间复数值信号r(n)以2或更大的因子被过采样。从离散时间复数值信号r(n)形成(102)中间信号v(n)。中间信号v(n)对应于所获得的离散时间复数值信号r(n)的π/2频移版本的实部。用于获得双通道时间交织模数转换器“TI-ADC”的频率依赖失配的估计的过程被应用(103)到所形成的中间信号v(n)。由此获得TI-ADC失配估计。I/Q通道失配基于所获得的TI-ADC失配估计被估计(104)和/或补偿(105)。这对例如零-IF接收器中的I/Q下变频信号的复数信号失配估计和补偿问题提供例如实数信号处理解决方案。

Description

用于处理I/Q下变频信号及双通道TI-ADC的通道失配的方法和设备
技术领域
本文的实施例涉及方法、设备以及设备的使用。特别地，本文的实施例涉及用于处理I/Q下变频信号的同相和正交(I/Q)通道失配的方法和设备，并且涉及用于处理双通道时间交织模数转换器(TI-ADC)的频率依赖失配的方法和设备。
背景技术
在通信接收器的语境下，用于所涌现的低成本和灵活的无线电体系架构的潜在有吸引力的解决方案利用通过复杂的同相和正交(I/Q)下变频混合器执行到基带的直接转换的零-IF接收器。但是，这种混合器的问题是，由于模拟失配误差，它们在I和Q通道之间呈现出造成大的镜频干扰的不平衡，该大的镜频干扰对应于所期望信号的复数共轭的不想要的贡献。干扰可以例如比所期望的信号强50-100dB，而混合器单独只能提供例如大约30-40dB的衰减，在此类情况下，这显然不够。因此，需要添加附加的数字电路，以便补偿I/Q通道失配(不平衡)。在窄带应用中，把干扰建模为不依赖于频率的就足够了，并且失配和补偿则可以经由两个乘法器系数来进行。但是，对于增加的带宽，有必要代替地使用用于I/Q通道失配建模与补偿(包括失配的估计)的依赖频率的量。这种用于补偿I/Q通道失配并且直接或间接包括I/Q通道失配的估计的解决方案在例如以下文献中公开：
L.Yu和W.Snelgrove,“A novel adaptive mismatch cancellationsystem for quadrature IF radio receivers,”IEEE Trans.Circuits Syst.II:Analog and Digital Signal Processing,vol.46,no.6,pp.789–801,1999年6月，
K.Pun,J.Franca,C.Azeredo-Leme,C.Chan和C.Choy,“Correction of frequency-dependent I/Q mismatches in quadraturereceivers,”Electronics Lett.,vol.37,no.23,pp.1415–1417,2001年11月，
G.Xing,M.Shen和H.Liu,“Frequency offset and I/Q imbalancecompensation for direct-conversion receivers,”IEEE Trans.WirelessComm.,vol.4,no.2,pp.673–680,2005年3月,
B.Kirei,M.Neag和M.Topa,“Blind frequency-selective I/Qmismatch compensation using subband processing,”IEEE Trans.Circuits Syst.II:Express Briefs,vol.59,no.5,pp.302–306,2012年5月,及
Anttila,M.Valkama和M.Renfors,“Circularity-based I/Qimbalance compensation in wideband direct-conversion receivers,”IEEE Trans.Vehicular Technology,vol.57,no.4,pp.2099–2113,2008年7月。
发明内容
本文实施例的目标是启用估计和/或补偿I/Q下变频信号的同相和正交(I/Q)通道失配的另选途径。
根据本文实施例的第一方面，该目标是通过用于处理I/Q下变频信号的同相和正交“I/Q”通道失配的方法实现的。获得基于I/Q下变频信号的模数转换的离散时间复数值信号r(n)。所获得的离散时间复数值信号r(n)以2或更大的因子被过采样。从离散时间复数值信号r(n)形成中间信号v(n)。中间信号v(n)对应于所获得的离散时间复数值信号r(n)的π/2频移版本的实部。对所形成的中间信号v(n)应用用于获得双通道时间交织模数转换器“TI-ADC”的频率依赖失配的估计的过程，由此获得TI-ADC失配估计。接着，基于所获得的TI-ADC失配估计来估计和/或补偿I/Q通道失配。
根据本文实施例的第二方面，该目标是通过用于处理I/Q下变频信号的同相和正交“I/Q”通道失配的设备实现的。该设备包括被配置为基于I/Q下变频信号的模数转换来获得离散时间复数值信号r(n)的获得电路。所获得的离散时间复数值信号r(n)以2或更大的因子被过采样。该设备还包括被配置为从离散时间复数值信号r(n)形成中间信号v(n)的形成电路。中间信号v(n)对应于所获得的离散时间复数值信号r(n)的π/2频移版本的实部，其中Re指实部并且j是虚部单位。此外，该设备还包括被配置为对所形成的中间信号v(n)应用用于获得双通道时间交织模数转换器“TI-ADC”的频率依赖失配的估计的过程以由此获得TI-ADC失配估计的应用电路。而且，该设备包括被配置为基于所获得的TI-ADC失配估计来分别估计和/或补偿I/Q通道失配的估计电路和/或补偿电路。
根据本文实施例的第三方面，该目标是通过根据第二方面的用于估计和/或补偿I/Q下变频信号的I/Q通道失配的设备的使用来实现的。
根据本文实施例的第四方面，该目标是通过用于处理双通道时间交织模数转换器“TI-ADC”的频率依赖失配的方法实现的。获得基于由双通道TI-ADC对连续时间信号执行的模数转换的离散时间信号v(n)。该离散时间信号v(n)带宽局限到带通区域。形成对应于(-j)n乘以所获得离散时间信号v(n)的解析表示的中间信号r(n)，其中j是虚部单位。对所形成的中间信号r(n)应用用于获得I/Q下变频信号的同相和正交“I/Q”通道失配的估计的过程。由此，获得I/Q通道失配估计。双通道TI-ADC的频率依赖失配是基于所获得的I/Q通道失配估计来估计和/或补偿的。
根据本文实施例的第五方面，该目标是通过用于处理双通道时间交织模数转换器“TI-ADC”的频率依赖失配的设备实现的。该设备包括被配置为基于由双通道TI-ADC对连续时间信号执行的模数转换的离散时间信号v(n)的获得电路。该离散时间信号v(n)带宽局限到带通区域。该设备还包括被配置为形成对应于(-j)n乘以所获得离散时间信号v(n)的解析表示的中间信号r(n)的形成电路，其中j是虚部单位。此外，该设备包括被配置为对所形成的中间信号r(n)应用用于获得I/Q下变频信号的同相和正交“I/Q”通道失配的估计的过程以由此获得I/Q通道失配估计的应用电路。而且，该设备包括被配置为基于所获得的I/Q通道失配估计来分别估计和/或补偿双通道TI-ADC的频率依赖失配的估计电路和/或补偿电路。
根据本文实施例的第六方面，该目标是通过根据第五方面的用于估计和/或补偿双通道TI-ADC的频率依赖失配的设备的使用来实现的。
以上各方面的基础是本发明人已经能够示出I/Q下变频信号(即，例如在低IF(包括零IF)接收器中存在的复数值信号)的I/Q通道失配问题与在双通道TI-ADC中存在的实数信号通道失配问题相关。由此，通过以上提到的各个中间信号的形成，I/Q通道失配可以通过利用可用于TI-ADC中的失配估计和/或补偿的任何过程被估计和/或补偿(这常常被称为平衡)，反之亦然。由于这些领域是彼此独立地发展的，因此一个主要的优点就是本文所描述的实施例将关于估计和/或补偿失配的过程在它们之前未被用于的领域中使用，由此启用另选的并且在许多情况下是改进的估计和/或补偿。改进是例如在需要执行I/Q和TI-ADC通道失配校正这两者的情况下启用的，因为可以使用相同的补偿和估计原理用于两个应用，这例如可以节省硬件资源。而且，TI-ADC失配估计和/或补偿过程的使用对例如零-IF接收器中的I/Q下变频信号的复数信号失配估计和补偿问题提供实数信号处理解决方案。
附图说明
参考附图更详细地描述本文实施例的例子，其中：
图1是根据本文实施例示出用于处理I/Q下变频信号的同相和正交“I/Q”通道失配的方法的流程图。
图2是根据本文实施例示出用于处理I/Q下变频信号的同相和正交(I/Q)通道失配的设备的示例性框图。
图3(a)-(c)是示出本文实施例被用来补偿是I/Q下变频信号的通道失配的情形的示意性框图。
图4(a)-(b)是示出因子为2的多相插值的例子、基于换向器(commutator)的原理和实现的示意性框图。
图5(a)-(b)是示出从r(n)到v(n)的转换的例子、基于换向器的原理和实现的示意性框图。
图6是示出同时进行按二的插值和从rw(m)到v(n)的转换的例子的示意性框图。
图7(a)-(b)是示出从vc(n)到rc(n)的转换的相应例子、以及同时进行的按二抽取和从vc(m)到rwc(n)的转换的示意性框图。
图8是根据本文实施例示出用于处理双通道时间交织模数转换器(TI-ADC)的频率依赖失配的方法的流程图。
图9是根据本文实施例示出用于处理双通道TI-ADC的频率依赖失配的设备的示意性框图。
图10是示出其中本文实施例被用来补偿双通道TI-ADC的频率依赖失配的情形的示意性框图。
具体实施方式
作为朝本文实施例的发展的一部分，发明人已经能够示出对于I/Q下变频信号(即，例如在低IF(包括零IF)接收器中存在的复数值信号)的同相和正交(I/Q)通道失配问题与在可被称为TI-ADC的双通道时间交织(TI)模数转换器(ADC)中存在的实数信号通道失配问题相关。在给定一个问题时该问题可以经由相对简单的信号处理操作转换成另一问题的意义上，这些问题可以被看作是相关的。这意味着I/Q失配可以通过利用可用于TI-ADC中的失配估计和/或补偿的任何过程被补偿(这常常被称为平衡)，并且反之亦然。由此，它基本上变成信号的适当转换的问题，例如“I/Q下变频信号”到对应“TI-ADC信号”的转换，以能够利用可用于“TI-ADC信号”的估计和/或补偿过程。在应用这种过程之后，估计的失配和/或补偿的信号可以转换回对应的估计的“I/Q信号”失配和/或补偿的“I/Q信号”。
在文献中，已经彼此独立地开发出用于这两个不同“问题域”的补偿方案以及一般而言关于这些“问题域”的解决方案。换句话说，“I/Q问题域”中用于I/Q下变频信号的补偿过程已经在不考虑来自“TI-ADC问题域”中用于TI-ADC的补偿过程的知识的情况下被开发出来，并且反之亦然。
以上可以看作作为本文实施例基础的基本概念并且在例如存在执行I/Q和TI-ADC两者通道失配校正的需求的情况下可以有利地被使用，因为可以对两个应用使用相同的补偿和估计原理，这可以例如节省硬件资源。而且，TI-ADC失配估计和/或补偿的使用对例如零-IF接收器中的I/Q下变频信号的复数信号失配估计和补偿问题提供实数信号处理解决方案。
根据以上讨论的基本概念，可以认识到，利用如何执行补偿的两个基本选项或另选方案是有可能的。这在下面更详细地讨论，但是简而言之，第一种另选方案是给定I/Q或TI-ADC失配问题之一，估计和补偿都是通过使用可用于另一问题的技术实现的。第二种另选方案是只有估计部分经由可用于另一问题的技术进行，而补偿是以用于原始问题的更常规途径进行的。
鉴于以上提到的关系，在给出关于本文实施例的更详细信息之前讨论与TI-ADC相关的问题和现有解决方案——即，以与在以上背景部分中讨论I/Q下变频器相关问题和解决方案类似的方式讨论TI-ADC相关的问题和解决方案——合适的。
在模数转换的语境下，多个并行模数转换器(ADC)的时间交织(即TI-ADC)是增加整个变频器的有效采样率的潜在有吸引力技术。利用M-通道时间交织ADC，有效采样率以因子M被增加。不幸的是，由于通道失配误差，在整个转换器中不维护单独通道转换器的有效解析度(resolution)。因此，有必要补偿这些误差，以便恢复该解析度。高至某个解析度时，可以假设通道频率响应具有依赖于频率的幅度和相位延迟响应，这对应于静态增益和线性相位(时间-偏斜)失配误差。如果没有增益误差，这种情况对应于不均匀的采样，则问题是从不均匀采样序列恢复均匀采样序列。大量论文已经在过去的几十年里解决了这个问题。但是，为了对高速转换达到非常高的解析度，需要将通道模型扩展为一般频率响应，因此具有频率依赖的幅度和相位延迟响应。在这种情况下，必须补偿这些频率响应失配误差，而不仅是静态增益和线性相位部分(对应于真正响应的近似)。这种更一般的问题和用于解决该问题(即，用于估计和/或补偿失配)的各种过程在例如以下文献中公开：
T.Tsai,P.J.Hurst和S.H.Lewis,“Bandwidth mismatch and itscorrection in time-interleaved analog-to-digital converters,”IEEETrans.Circuits Syst.II,vol.53,no.10,pp.1133–1137,2006年10月，
M.Seo,M.J.W.Rodwell和U.Madhow,“Comprehensive digitalcorrection of mismatch errors for a 400-msamples/s 80-dB SFDRtime-interleaved analog-to-digital converter,”IEEE Trans.Microwawe Theory Techniques,vol.53,no.3,pp.1072–1082,2005年3月，
S.Mendel和C.Vogel,“A compensation method for magnituderesponse mismatches in two-channel time-interleaved analog-to-digital converters,”in Proc.IEEE Int.Conf.Electronics,Circuits,Syst.,Nice,France,2006年12月，
——,“On the compensation of magnitude response mismatchesin M channeltime-interleaved ADCs,”in Proc.IEEE Int.Symp.Circuits,Syst.,New Orleans,USA,2007年5月,pp.3375–3378，
M.Seo,M.J.W.Rodwell和U.Madhow,“Generalized blindmismatch correction for two-channel time-interleaved A-to-Dconverters,”in Proc.IEEE Int.Conf.Acoustics,Speech,SignalProcessing,Hawaii,USA,2007年4月，
——,“Generalized blind mismatch correction for a two-channeltime interleaved ADC:Analytic approach,”in Proc.IEEE Int.Symp.Circuits Syst.,New Orleans,USA,2007年5月27–30日，
P.Satarzadeh,B.C.Levy和P.J.Hurst,“Bandwidth mismatchcorrection for a two-channel time-interleaved A/D converter,”in Proc.IEEE Int.Symp.Circuits Syst.,New Orleans,USA,2007年5月，
H.Johansson和P.“A least-squares filter designtechnique for the compensation of frequency-response mismatcherrors in time interleaved A/D converters,”IEEE Trans.Circuits Syst.II:Express Briefs,vol.55,no.11,pp.1154–1158,2008，
H.Johansson,“A polynomial-based time-varying filter structurefor the compensation of frequency-response mismatch errors in time-interleaved ADCs:Special issue on DSP techniques for RF/analogcircuit impairments,”IEEE J.Selected Topics Signal Processing,vol.3,no.3,pp.384–396,2009年6月，
Y.C.Lim,Y.X.Zou,J.W.Lee和S.C.Chan,“Time-interleavedanalog-to-digital converter compensation using multichannel filters,”IEEE Trans.Circuits Syst.I:Regular Papers,vol.56,no.10,pp.2234–2247,2009年10月，及
C.Vogel和S.Mendel,“A flexible and scalable structure tocompensate frequency response mismatches in time-interleavedADCs,”IEEE Trans.Circuits Syst.I:Regular papers,vol.56,no.11,pp.2463–2475,2009年11月。
在电路的误差校正的语境下使用术语“校准”是常见的。但是，在本文的语境下，校准相当于通道失配的估计和补偿通道失配。补偿通常是在时间域中利用某个滤波器阶的一个或几个滤波器进行的。估计通常相当于确定滤波器系数。这可以间接进行，例如给定测出的通道响应失配，或者直接进行，例如通过最小化适当的成本测量，例如就像在以上提到的一些现有技术过程中一样的循环平稳性或不正确的程度。因此，失配的估计包括可直接或间接用作用于补偿的滤波器系数的信息。间接估计的滤波器系数可以例如涉及估计失配误差，并且因此是基于估计的失配误差确定滤波器系数的滤波器设计的事情。例如上面提到的关于估计和/或补偿过程、方案、结构等等的现有技术提供关于来自估计的结果如何可以在补偿中使用并且估计和补偿可以如何执行的具体例子。因此，这种细节在本文不作任何详细讨论。作为替代，焦点在于以上提到的关系、信号转换以及这可以如何被使用。
根据以上所述，可以认识到，当术语“估计”在本文被用作主题以及还有“估计的失配”时，这可以对应于一个或多个参数或者由这一个或多个参数表示，其中所述参数对应于或者可被用来确定用于补偿失配的滤波器系数。
以下解释主要是要用来帮助除本领域技术人员之外的本公开内容的其它读者，即针对与本领域技术人员相对照的可能没有很好认识到本文所使用的一些命名和表达式意味着和/或指什么的读者。例如表示为xDT的离散时间(DT)信号被称为xDT(n)，其中xDT仅仅是示例表示并且n是指定义了离散时间信号xDT的离散时间实例的整数变量。这可以与例如表示为xCT的被称为xCT(t)的连续时间(CT)信号进行比较，其中xCT仅仅是示例表示并且t是指定义xCT的连续时间值的时间变量。两个连续整数n之间的时间距离通常表示为T并且通常对应于采用周期。在实践中，离散时间信号(例如xDT(n))对应于xDT的值的序列，每个整数n有相应的值，例如其中n＝1,2,…N。用于CT信号的典型频率变量是角频率ω，单位是弧度/秒(rad/s)。用于DT信号的典型频率变量是ωT，其单位是弧度(rad)。复数值信号包括实部和虚部。实部可以被称为实数值部分并且虚部可以被称为虚数值部分。如果实部被称为例如RE(n)并且虚部被称为例如IM(n)，则复数信号可以表示为RE(n)+jIM(n)，其中j是所谓的虚部单位，其中j＝√(-1)。
现在将参考图1中所绘出的流程图来详细描述本文关于用于处理I/Q下变频信号的同相和正交“I/Q”通道失配的方法的实施例。该方法包括以下动作，这些动作可以以任何合适的次序发生。另外，动作可以被组合。
动作101
获得基于I/Q下变频信号的模数转换的离散时间复数值信号r(n)。所获得的信号以2或更大的因子被过采样。两倍的过采样具有特定的优点，因为它使得能够有简单且高效的实现。如本领域技术人员认识到的，至少两倍的过采样对应于r(n)具有使得ωcT<π/2的角截止频率，并且因此r(n)带宽限制到[-ωcT,ωcT|，其中ωc是角截止频率并且T对应于在模数转换中使用的采用周期。
在一些实施例中，动作101包括子动作101a，其中宽频带离散时间复数值信号rw(m)基于I/Q下变频信号的模数转换被获得。在这里，“宽频带”指示rw(m)具有使得ωcT≥π/2的角截止频率，其中ωc是角截止频率并且T对应于在模数转换中使用的采用周期。在这些实施例中，子动作101a之后跟着子动作101b，其中rw(m)被插值，以获得以2或更大的因子被过采样的r(n)。与这些实施例关联的优点是对模数转换放松的要求，其可以以较低的采样率进行，并且使方法仍然能够高效地实现。
在一些实施例中，插值是以2或更大的因子进行的。这使得有可能在模数转换中完全不使用过采样，而是通过插值实现全部过采样。但是，应当指出，在一些实施例中，可以存在由模数转换提供的一些过采样以及由插值提供的一些过采样，从而导致以2或更大的因子被过采样的r(n)。
在一些实施例中，插值可以通过半频带滤波器执行。这使得能够进行特别高效的实现并且当r(n)以因子2被过采样时特别感兴趣的。
动作102
形成中间信号v(n)，这个中间信号v(n)对应于所获得的离散时间复数值信号r(n)的π/2频移版本的实部，即，中间信号v(n)是实数值。这对应于以上讨论的从“I/Q信号”问题到“TI-ADC信号”问题的转换。
在一些实施例中，中间信号v(n)对应于2Re{r(n)jn}，其中Re指实部并且j是虚部单位，即，Re{r(n)jn}指复数信号r(n)jn的实部。以下更详细的例子是基于这种实施例的。如本领域技术人员认识到的，r(n)乘以jn对应于使r(n)在频率域中“向右”偏移π/2。但是，应当认识到，这涉及在技术人员的能力范围内，在例如Re{r(n)jn}缩放不同于2倍和/或频移作为替代“向左”(即，在相反的方向)的实施例的情况下应用更具体的例子。如应当认识到的，形成中间信号v(n)可以以技术人员可用的几种不同途径实际实现。在一些实施例中，v(n)的形成可以包括从r(n)的各个实部和虚部交替地每个一个样本取样本。这使得能够进行特别高效的实现并且在以下更详细地讨论。
动作103
用于获得双通道时间交织模数转换器“TI-ADC”的频率依赖失配的估计的过程被应用到所形成的中间信号v(n)。由此，获得TI-ADC失配估计。
如技术人员所认识到的，存在可以在当前动作中使用的用于获得双通道TI-ADC的频率依赖失配的估计的多种过程，例如，在具体实施方式部分的介绍部分中提到并且关于估计的任何过程。通过根据前一动作的中间信号v(n)的形成，为获得双通道TI-ADC的频率依赖失配的估计而开发的过程在本语境下(即，在处理I/Q下变频信号的I/Q通道失配的语境下)变得可用。
为了便于理解，看待上述动作101-103的一种途径是r(n)可以被认为是在“I/Q问题域”中获得的，接着，r(n)被转换成v(n)并且由此被转移到“TI-ADC问题域”，这使得能够使用“TI-ADC域”中现有的和将来出现的过程来解决与“I/Q问题域”实际相关的失配问题。
动作104
这是可选的动作，其中I/Q通道失配基于从动作103获得的TI-ADC失配估计来被估计。所获得的TI-ADC失配估计包括可以被转换成I/Q通道失配的估计的信息，或者依赖于应用和/或技术人员可用的实现的选择，信息可以以某种其它途径被提取和/或使用。应当指出，在一些实施例中，见例如以下动作105，I/Q通道失配可以基于所获得的TI-ADC失配估计来补偿，而不明确地照此估计I/Q通道失配。
估计I/Q通道失配导致获得I/Q通道失配的估计可以被认为是隐含的，该估计适合用于补偿I/Q通道失配。例如，如以上所讨论的，估计可以被认为直接或间接地与可用于I/Q通道失配的补偿的滤波器系数相关。在本文不包括补偿的实施例的情况下，估计操作之后将通常跟着提供所获得的估计供将来使用，使得它可以在I/Q通道失配的补偿中被使用，例如通过把它提供给用于补偿I/Q通道失配的电路或设备。
动作105
这是可选的动作，其中I/Q通道失配基于从动作103获得的TI-ADC失配估计来被补偿。
在第一另选方案的一些实施例中，I/Q通道失配是通过对中间信号v(n)并且基于所获得的TI-ADC失配估计来应用用于补偿双通道TI-ADC的频率依赖失配的过程来补偿的。这个过程可以是与动作103中用于获得估计(即，用于获得双通道TI-ADC的频率依赖失配的估计)的过程相关联并且通常与其一起公开的。由此，获得中间信号v(n)的补偿版本vc(n)。接着，可以形成离散时间复数值信号r(n)的补偿(即，平衡)版本rc(n)，该补偿版本rc(n)对应于所述补偿版本vc(n)的解析表示的π/2频移，其中，与所获得的离散时间复数值信号r(n)的所述π/2频移版本相比，该π/2频移在相反的方向。即，在这里，频移应当在与动作102中的频移相反的方向，即如果动作102涉及“向右”频移，则是“向左”，反之亦然。例如，如果在动作102中中间信号v(n)对应于2Re{r(n)jn}，则补偿版本rc(n)可以表示为对应于所述补偿版本vc(n)乘以(-j)n的解析表示。当前动作可以看作与由动作102执行的转换相比而言在相反方向的转换。这在以下进一步讨论。第一另选方案的实施例可以看作在以上提到的“TI-ADC问题域”中进行I/Q下变频信号的实际补偿，从而产生包括对应于原始“I/Q问题域”中r(n)的补偿版本rc(n)并且可以转换成该补偿版本rc(n)的信息的补偿信号vc(n)。类似地，如以上对动作104所提到的，依赖于应用和/或技术人员可用的实现的选择，该信息可以以某种其它途径被提取和/或使用。
在第二另选方案的一些实施例中，I/Q通道失配通过首先基于所获得的TI-ADC失配估计来估计I/Q通道失配被补偿。接着，I/Q通道失配通过基于离散时间复数值信号r(n)和估计的I/Q通道失配来应用用于补偿I/Q下变频信号的I/Q通道失配的过程来补偿。由此，获得离散时间复数值信号r(n)的补偿版本rc(n)。即，这些实施例可以被看作I/Q通道失配的估计是在“TI-ADC问题域”中通过所获得的TI-ADC失配估计来进行的。其后，I/Q下变频信号的真实补偿可以在“I/Q问题域”中执行并且可以基于首先估计的I/Q通道失配来使用用于补偿I/Q通道失配的任何常规过程。
实现第二另选方案而不是第一另选方案的实施例的原因包括实际情况是否导致“TI-ADC问题域”中的补偿将变得比“I/Q问题域”中的补偿更复杂。但是，在一些其它的实际情形中，反过来会是成立的。由此，在实际情况下，可以首先执行复杂度调查，接着确定是第一还是第二另选方案的实施例实现起来最佳。
为了执行以上用于处理I/Q下变频信号的I/Q通道失配的动作101-105，可以提供包括在图2中示意性绘出的布置的设备200。
在一些实施例中，设备200包括接收端口210，其可被配置为从外部设备或电路接收所述离散时间复数值信号r(n)、rw(m)和/或I/Q下变频信号。
设备200包括获得电路202，其被配置为获得基于I/Q下变频信号的模数转换并且以2或更大的因子被过采样的所述离散时间复数值信号r(n)。在一些实施例中，获得电路202被配置为获得所述宽频带离散时间复数值信号rw(m)并对rw(m)插值，以获得r(n)。在一些实施例中，获得电路202被配置为以2或更大的因子对rw(m)插值。获得电路202可被配置为通过所述半频带滤波器执行插值。
获得电路202可被配置为从另一设备或电路通过直接或经由接收端口210接收其来获得r(n)或rw(m)。在一些实施例中，获得电路202可被配置为从另一设备或电路通过直接或经由接收端口210接收其来获得I/Q下变频信号。这样的另一电路可以与设备200集成。在获得I/Q下变频信号之后，获得电路202可被配置为通过执行I/Q下变频信号的模数转换来获得rw(m)或r(n)。
设备200还包括形成电路203，其被配置为形成对应于所获得的离散时间复数值信号r(n)的π/2频移版本的实部的所述中间信号v(n)。在一些实施例中，形成电路203可被配置为从所获得的离散时间复数值信号r(n)的各个实部和虚部交替地每个一个样本取样本。
而且，设备200包括应用电路204，其被配置为对所形成的中间信号v(n)应用用于获得双通道TI-ADC的频率依赖失配的估计并且由此获得TI-ADC失配估计的所述过程。
设备200还包括估计电路205和/或补偿电路206，它们被配置为基于所获得的TI-ADC失配估计来分别估计和/或补偿I/Q通道失配。应当指出，估计电路205和/或补偿电路206被示为一个实体以简化表示，但是应当理解，所示出的是还要包括具有估计电路205和补偿电路206当中任意一个或者两个电路都具有但是分开的情形。
在一些实施例中，对应于如上在动作105之下提到的第一另选方案的所述实施例，补偿电路206被配置为通过对中间信号v(n)并且基于所获得的TI-ADC失配估计来应用用于补偿双通道TI-ADC的频率依赖失配的所述过程以由此获得中间信号v(n)的补偿版本vc(n)来补偿I/Q通道失配。而且，补偿电路206还可被配置为形成离散时间复数值信号r(n)的所述补偿版本rc(n)。
在一些实施例中，对应于如上在动作105之下提到的第二另选方案的所述实施例，估计电路205和补偿电路206被配置为通过以下来补偿I/Q通道失配：首先基于所获得的TI-ADC失配估计来估计I/Q通道失配，接着通过对离散时间复数值信号r(n)并基于所估计的I/Q通道失配应用用于补偿I/Q下变频信号的I/Q通道失配的所述过程来补偿I/Q通道失配，以由此获得离散时间复数值信号r(n)的补偿版本rc(n)。
在一些实施例中，设备200包括发送端口207，其可被配置为向外部设备或电路发送从估计电路205得出的信息(例如所获得的估计)和/或从补偿电路206得出的信息(例如补偿的信号)。
在一些实施例中，估计电路205可被配置为直接地或者经由发送端口207向另一设备或电路发送估计的I/Q通道失配或者其中所包括的信息用于进一步处理，例如向另一设备或电路发送用于失配补偿。在一些实施例中，这样的另一电路可以与设备200集成。在一些实施例中，补偿电路206可被配置为直接地或者经由发送端口207向另一设备或电路发送补偿的I/Q通道失配(通常是以I/Q下变频信号的补偿版本的形式)用于进一步处理，例如用于使用I/Q下变频信号的补偿版本。同样在这里，这样的另一电路可以与设备200集成。
设备200的实施例可以通过一个或多个处理器(诸如图2中所绘出的设备200中的处理器205)连同用于执行本文实施例的功能和动作的计算机程序代码来实现。在一些实施例中，以上讨论的电路可以完全或部分地由处理器205实现。
以上提到的计算机程序代码还可以作为计算机程序产品提供，例如以携带当其被加载到设备200中并在其上执行时用于执行本文实施例的计算机程序代码的数据载体的形式。一个这种载体可以是CD或DVD的形式。但是，利用诸如存储器棒、存储器卡或硬驱的其它数据载体也是可行的。此外，计算机程序代码可以作为服务器上的纯程序代码提供，以下载到设备200。计算机程序代码还可以以在服务器上或者通过服务器可用以便下载的一个或多个数据文件的形式提供。这一个或多个文件可以是用于直接或间接下载到设备200并在其上执行的可执行文件，或者可以用于中间下载并编译，以使得它们在下载到设备900并在其中执行之前可执行。服务器可以经诸如因特网的计算机网络访问，并且可以是例如web或ftp服务器。
设备200可以还包括存储器206，其包括一个或多个存储器单元。存储器206被布置成存储数据，诸如包括在rw(m)、r(n)、v(n)中的值以及/或者从估计和/或补偿得到的值，并且存储当在设备200中执行时执行方法的配置和/或软件代码。
本领域技术人员还将认识到，电路和端口201-207可以指模拟和数字电路的组合，以及/或者一个或多个处理器(诸如处理器205)，其用(例如存储在存储器中的)软件和/或固件被配置，当这些软件和/或固件被这一个或多个处理器执行时，如以上所描述地执行。这些处理器当中的一个或多个以及其它数字硬件可以包括在专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)中，以及/或者若干处理器和各种数字硬件可以分布在若干分立部件中，不管是单独封装还是组装成片上系统(SoC)。
很明显，上面描述的设备200可以用于估计和/或补偿I/Q下变频信号的I/Q通道失配。
现在将提供关于以上联系图1和2描述的方法和设备的一些细节、优点和例子。
图3(a)是示出本文实施例被用来补偿I/Q下变频信号的通道失配的情况的示意性框图。根据以上的信号r(n)、v(n)很容易被识别。应当认识到，框401对应于动作102并且框402对应于动作103-105。信号vc(n)和rc(n)指示与v(n)和r(n)相应的对应信号但是在补偿之后的。由于对v(n)进行补偿，因此是在“TI-ADC问题域”中，所以应当认识到，这种情况对应于以上在动作105之下讨论的实施例的第一另选方案。补偿在表示为I/Q-TI-ADC-SR的框402中执行，其中“SR”代表单个速率。如以上提到的，在原理上，可用于TI-ADC失配补偿的任何过程都可以用于这个框的实现。在框403中，执行从vc(n)到rc(n)的转换，这可以被看作从“TI-ADC问题域”到“I/Q问题域”的“向后(back)”转换。应当认识到，关于补偿信号的所有信息都在vc(n)中，并且在一些实施例中这种信息可以在没有任何到“I/Q问题域”的向后转换的情况下使用。但是，向后转换通常是方便和期望的。如何实现向后转换，例如由图4(a)中的框403所说明的，可以基于在框401和动作102中涉及的转换来得出。例如，在框403中，从vc(n)到rc(n)的转换是通过以下实现的：首先形成对应于vc(n)的解析信号，接着结果得到的解析信号乘以(-j)n，对应于“向左”频移π/2。在这里，解析信号是经由具有带理想频率响应的脉冲响应b(n)的复数半频带滤波器B(z)(Hilbert变换器)生成的：
B ( e j &omega; T ) = 1 , &omega; T &Element; &lsqb; &pi; / 2 - &omega; c T , &pi; / 2 + &omega; c T &rsqb; 0 , &omega; T &Element; &lsqb; - &pi; / 2 - &omega; c T , - &pi; / 2 + &omega; c T &rsqb; .
如技术人员认识到的，形成对应于vc(n)的解析表示乘以(-j)n的信号就足够了，并且这可以以各种不同途径执行和实现，以上是一个例子。例如，vc(n)的解析表示乘以(-j)n对应于vc(n)中的正频率成分“向左”偏移π/2，或者等效地vc(n)中的负频率成分“向右”偏移π/2，接着取复数共轭，即镜像。
图3(b)是示出本文实施例被用来补偿如图3(a)中的I/Q下变频信号的通道失配的情形的示意性框图，但是就像在动作101中，获得rw(m)并使用插值(见框405)，以便实现以2或更大的因子的过采样。应当指出，框404对应于图3(a)中所示的。在补偿之后，例如通过使用图3(a)中绘出的方案，补偿的信号rc(n)被下采样，以获得最终的补偿后的宽频带信号rw(n)。因为确保ωcT<π/2就足够了，所以可以使用因子为2的插值，如在图4(c)中所示出的，这导致特别高效的方案。以2插值可以利用半频带滤波器高效地实现。除了等于1/2的中心抽头之外，半频带滤波器的每个其它脉冲响应值为零。对于实数值半频带FIR滤波器的非因果版本，传递函数可以以多相形式写为P(z)＝1+z-1P1(z2)，其中P1(z)对应于具有对称系数的奇数阶线性相位FIR滤波器。对应的多相结构示意性地在图4(a)中示出，并且基于换向器的对应实现示意性地在图4(b)中示出。
在动作102中，v(n)是从复数值信号r(n)形成的，这可以涉及转换以使得v(n)对应于2Re{r(n)jn}。这包括r(n)乘以jn，jn是具有为四的周期并且在一个周期内具有为1、j、-1、j的值的周期性序列。复数值信号r(n)可以写作rre(n)+jrim(n)。由此，2Re{r(n)jn}以及因此v(n)可以写作2[rre(0),-rim(1),-rre(2),rim(3),rre(4),···]。换句话说，除仅仅乘以二之外，从r(n)到v(n)的转换不需要包括任何算术操作。作为替代，形成v(n)可以包括如上提到的从r(n)的实部和虚部交替地每个一个样本取样本。利用多速率理论，转换因此可以涉及如图5(a)中所绘出的下采样器和上采样器。在实际当中，上采样器和求和可以通过如图5(b)的等效方案中绘出的换向器来实现。在这里，索引m用来指示另一(在这里是较低的)采样率。
通过组合图4中的插值器方案与图5中的转换方案，结果是图6中同时插值并从复数到实数域转换信号的方案。
在图3(a)的框403中，实数信号vc(n)被转换成复数值信号rc(n)＝rc,re(n)+jrc,im(n)。如以上关于图3(a)已经指示的，这可以通过首先经由Hilbert变换器B(z)对vc(n)滤波接着用(-j)n乘以这样获得的信号来实现。高效的Hibert变换器可以通过频移半频带滤波器来获得。从以上的半频带滤波器P(z)开始，因此可以根据B(z)＝P(jz)＝1+jz-1P1(-z2)获得B(z)。因此，从vc(n)到rc(n)的转换可以如图7(a)中所示的那样执行。
在以上讨论的宽频带情况下，存在从rc(n)生成rw(n)的附加抽取。在实践当中，在按二抽取的情况下，rw(m)可以经由图3(c)中看到的按二下采样的操作获得。下采样器每隔一个样本丢弃rc(n)的样本，这暗示着rw(m)＝rc(2m)。利用在下采样器的输入乘以(-j)m对应于在输出乘以(-1)m的事实，连同多速率理论，Hilbert滤波和下采样可以组合成如图7(b)中所示的高效方案。
如技术人员已知的，双通道TI-ADC可被描述为期望的信号分量和混叠分量。混叠分量的大小可以按照实数值滤波器来描述，这可以直接或间接地利用对TI-ADC可用的估计过程来确定。在这里，可以使用TI-ADC失配估计。如技术人员还已知的，I/Q通道失配可以被描述为期望的信号分量和镜像分量。镜像分量的大小可以按照复数值滤波器来描述。给定TI-ADC的混叠分量滤波器，对应的复数I/Q通道失配滤波器则可以通过对混叠分量滤波器的解析表示频移来获得。如果混叠分量实数值滤波器在频率域中是F(ejωT)，在时间域中具有脉冲响应f(n)，并且复数值滤波器在频率域中是G(ejωT)，在时间域中具有脉冲响应g(n)，则可以得出以下关系。
f(n)＝j ng(n)+(-j)ng*(n)，其中g*是g(n)的共轭，并且具有满足以下的频率响应：
F(ejωT)＝G(ej(ωT-π/2)),ωT∈[π/2-ωcT,π/2+ωcT]。如认识到的，f(n)和F(ejωT)可以直接或间接地从所获得的TI-ADC失配估计获得。滤波器之间的关系可以由技术人员用来例如基于如以上在动作104之下提到的和/或在对应于以上在动作105之下提到的实施例的第二另选方案的情况下(即，其中在“TI-ADC问题域”中进行估计并且获得TI-ADC失配估计，但补偿是基于所获得的TI-ADC失配估计在“I/Q问题域”中进行的)所获得的TI-ADC失配，来获得I/Q通道失配的估计。例如，F(ejωT)可以对于ωT∈[-ωcT+π/2,ωcT+π/2|根据第一表达式表示
F ( e j &omega; T ) = 1 - Q ( j &omega; - j &pi; / T ) 1 + Q ( j &omega; - j &pi; / T )
其中Q(jω)是TI-ADC通道频率响应之间的比率，并且Q(jω)可以对于ωT∈[-ωcT,ωcT]根据第二表达式表示
G ( e j &omega; T ) = 1 - Q ( j &omega; - j &pi; / 2 T ) 1 + Q ( j &omega; - j &pi; / 2 T )
在实际当中，接着可以确定g(n)，使得其频率响应G(ejωT)近似第二表达式的右手侧。另选地，可以首先确定f(n)，使得其频率响应F(ejωT)近似第一表达式的右手侧，接着从f(n)获得g(n)。但是，后一另选方案可以需要Hilbert变换器获得f(n)的解析表示，这随后被调制以生成g(n)。因此，首先提到的另选方案会是优选的。
如已经提到的，以上所讨论的也可以在“相反的方向”使用。由此，现在将参考图8中绘出的流程图具体描述本文涉及用于处理双通道时间交织模数转换器TI-ADC的频率依赖失配的方法的实施例。该方法包括以下动作，这些动作可以按任何合适的次序发生。另外，动作可以组合。为了方便关于以上的比较和理解，相同的名称被用于数学上彼此对应的信号，例如r(n)和v(n)。但是，如技术人员认识到的，在实际情况下，信号代表通过各个信号的起源确定的不同量。例如，要认识到，以上r(n)和v(n)涉及I/Q下转换的信号，而以下r(n)和v(n)涉及来自双通道TI-ADC的输出信号。
动作801
获得基于由双通道TI-ADC对连续时间信号执行的模数转换的离散时间信号v(n)。离散时间信号v(n)频带限制到带通区域。带通区域可以对应于ωT∈[-π/2-ωcT,-π/2+ωcT]∪[+π/2-ωcT,+π/2+ωcT|，其中ωc是角截止频率并且T对应于双通道TI-ADC的采样周期。因此，可以获得离散时间信号v(n)，使得用于各个正和负频率部分的带通区域中心在+π/2和-π/2附近。
由此，如果期望还对包括DC的低频区域进行A/D转换，则利用I/Q平衡相关过程来补偿TI-ADC失配通常是不适用的。
动作802
形成与(-j)n乘以所获得的离散时间信号v(n)的解析表示对应的中间信号r(n)。类似于以上所讨论的，这对应于从“TI-ADC信号”问题到“I/Q信号”问题的转换。如应当认识到的，类似地就像对于相反方向，形成这种中间信号r(n)可以在实际当中以技术人员可用的若干不同途径实现。
动作803
用于获得I/Q下变频信号的同相和正交“I/Q”通道失配的估计的过程被应用到所形成的中间信号r(n)。由此获得I/Q通道失配估计。
如技术人员认识到的，存在多种可在当前动作中使用的用于获得I/Q下变频信号的通道失配的估计的过程，例如在背景技术中提到并且涉及估计的任何过程。通过根据前一动作的中间信号r(n)的形成，为获得I/Q下变频信号的通道失配的估计所开发的过程变得在当前语境中可用，即在处理双通道TI-ADC的频率依赖失配的语境中可用。
为了方便理解，看待以上所描述动作801-803的一种途径是v(n)可以被认为在“TI-ADC问题域”中获得，接着v(n)被转换成r(n)并且由此变换到“I/Q问题域”，这使得能够将现有的和即将出现的“I/Q问题域”中的过程用于解决实际与“TI-ADC问题域”相关的失配问题。
动作804
这是可选的动作，其中双通道TI-ADC的频率依赖失配基于从动作803获得的I/Q通道失配估计来被估计。所获得的I/Q通道失配估计包括可以转换成双通道TI-ADC的频率依赖失配的估计的信息，或者信息可以依赖于应用和/或技术人员可用的实现的选择以某种其它途径被提取和/或使用。要指出，在一些实施例中，见例如以下的动作805，双通道TI-ADC的频率依赖失配可以基于所获得的I/Q通道失配估计来补偿，而不明确地估计双通道TI-ADC的频率依赖失配。
估计双通道TI-ADC的频率依赖失配导致获得双通道TI-ADC的频率依赖失配的估计可以被认为是隐含的，这种估计适合用于补偿双通道TI-ADC的频率依赖失配。例如，如以上所讨论的，估计可以被认为直接或间接地与可用于双通道TI-ADC的频率依赖失配的补偿的滤波器系数相关。在本文不包括补偿的实施例的情况下，估计之后则将通常跟着提供所获得的估计供将来使用，因此它可以用于双通道TI-ADC的频率依赖失配的补偿，例如，通过把它提供给用于补偿双通道TI-ADC的频率依赖失配的电路或设备。
动作805
这是可选的动作，其中双通道TI-ADC的频率依赖失配基于从动作803获得的I/Q通道失配估计来被补偿。
在第一另选方案的一些实施例中，双通道TI-ADC的频率依赖失配可以通过对中间信号r(n)并且基于所获得的I/Q通道失配估计应用用于补偿I/Q下变频信号的I/Q通道失配的过程来补偿。这个过程可以是与在动作803中用于获得估计(即，用于获得I/Q通道失配的估计)的过程相关联并且通常与其一起公开的过程。由此获得中间信号r(n)的补偿版本rc(n)。离散时间信号v(n)的补偿版本vc(n)可以被形成，该补偿版本vc(n)对应于2Re{rc(n)jn}，其中Re指实部。转换可以被看作是执行针对动作802讨论的转换的逆转换的事情。第一另选方案的实施例可以被看作在以上提到的“I/Q问题域”中进行双通道TI-ADC的频率依赖失配的实际补偿，结果产生包括对应于原始“TI-ADC问题域”中v(n)的补偿版本vc(n)并且可以转换成该补偿版本vc(n)的信息的补偿信号rc(n)。类似地就像以上针对动作804所提到的，依赖于应用和/或技术人员可用的实现的选择，信息可以以某种其它途径提取和/或使用。
在第二另选方案的一些实施例中，双通道TI-ADC的频率依赖失配通过首先基于所获得的I/Q通道失配估计来估计双通道TI-ADC的频率依赖失配被补偿的。接着，双通道TI-ADC的频率依赖失配是通过对离散时间信号v(n)并基于所估计的双通道TI-ADC的频率依赖失配应用用于补偿双通道TI-ADC的频率依赖失配的过程来补偿的。由此，获得离散时间信号v(n)的补偿版本vc(n)。即，这些实施例可以看作双通道TI-ADC的频率依赖失配的估计是通过所获得的估计在“I/Q问题域”中进行的。其后，离散时间信号v(n)的实际补偿可以在“TI-ADC问题域”中执行并且可以使用用于基于双通道TI-ADC的频率依赖失配补偿双通道TI-ADC的频率依赖失配的任何常规过程。
与以上类似地，用于代替第一另选方案来实现第二另选方案的实施例的原因包括实际情况是否导致“I/Q问题域”中的补偿将变得比“TI-ADC问题域”中的补偿更复杂。但是，在一些其它实际情况下，反过来可以为真。由此，在实际情况下，复杂度调查可以首先被执行，接着确定第一还是第二另选方案的实施例实现起来最佳。
为了执行以上用于处理双通道TI-ADC的频率依赖失配的动作801-805，可以提供包括图9中示意性绘出的布置的设备900。
在一些实施例中，设备900包括可被配置为从外部设备或电路接收所述离散时间信号v(n)的接收端口910。
设备900包括获得电路902，其被配置为基于由双通道TI-ADC对连续时间信号执行的模数转换获得所述离散时间信号v(n)，其中离散时间信号v(n)被频带限制到所述带通区域。
获得电路902可被配置为通过直接或者经由接收端口910从另一设备或电路接收其来获得v(n)。这种另一电路可以与设备900集成。
设备900还包括形成电路903，其被配置为形成与(-j)n乘以所获得的离散时间信号v(n)的所述解析表示相对应的所述中间信号r(n)。
而且，设备900包括应用电路904，其被配置为对所形成的中间信号r(n)应用用于获得I/Q下变频信号的I/Q通道失配的估计的所述过程，以由此获得I/Q通道失配估计。
设备900还包括估计电路905和/或补偿电路906，它们被配置为基于所获得的I/Q通道失配估计来分别估计和/或补偿双通道TI-ADC的I/Q通道失配估计。要指出，估计电路905和/或补偿电路906示为一个实体以简化表示，但是应当理解，所示出的是要还包括具有估计电路905和补偿电路906当中任意一个或者这两个电路都具有但是分开的情况。
在一些实施例中，对应于如以上在动作805之下提到的第一另选方案的所述实施例，补偿电路906被配置为通过对中间信号r(n)并且基于所获得的I/Q通道失配估计来应用用于补偿I/Q下变频信号的I/Q通道失配的所述过程来补偿双通道TI-ADC的频率依赖失配，以由此获得中间信号r(n)的补偿版本rc(n)。而且，补偿电路906还可被配置为形成离散时间信号的v(n)的补偿版本vc(n)。
在一些实施例中，对应于如以上在动作805之下提到的第二另选方案的所述实施例，估计电路905和补偿电路906被配置为通过首先基于所获得的I/Q通道失配估计来估计双通道TI-ADC的频率依赖失配、接着通过对离散时间信号v(n)并且基于估计的双通道TI-ADC的频率依赖失配来应用用于补偿双通道TI-ADC的频率依赖失配的所述过程来补偿双通道TI-ADC的频率依赖失配，以由此获得离散时间信号v(n)的补偿版本vc(n)。
在一些实施例中，设备900包括发送端口907，其可被配置为向外部设备或电路发送从估计电路905得到的信息(例如所获得的估计)和/或从补偿电路906得到的信息(例如补偿的信号)。
在一些实施例中，估计电路905可被配置为直接地或者经由发送端口907向另一设备或电路发送估计的双通道TI-ADC的频率依赖失配或者包括在其中的信息以供进一步处理，例如向另一设备或电路发送以供失配补偿。在一些实施例中，这种另一电路可以与设备900集成。在一些实施例中，补偿电路906可被配置为直接地或者经由发送端口907向另一设备或电路发送与补偿的双通道TI-ADC的频率依赖失配相关的信息(通常是以离散时间信号v(n)的补偿版本vc(n)的形式)以供进一步处理，例如用于使用离散时间信号v(n)的补偿版本vc(n)。同样在这里，这种另一电路可以与设备900集成。
设备900的实施例可以通过一个或多个处理器(诸如图9中绘出的设备900中的处理器905)连同用于执行本文实施例的功能和动作的计算机程序代码实现。在一些实施例中，以上讨论的电路可以完全或部分地由处理器905实现。
以上提到的计算机程序代码还可以作为计算机程序产品提供，例如以携带当其被加载到设备900中并在其上执行用于执行本文实施例的计算机程序代码的数据载体的形式。一种此类载体可以是CD或DVD的形式。但是，利用诸如存储器棒、存储器卡或硬驱的其它数据载体也是可行的。计算机程序代码还可以作为服务器上的纯程序代码提供，以下载到设备900。此外，计算机程序代码可以以在服务器上或者通过服务器可用以便下载的一个或多个数据文件的形式提供。这一个或多个文件可以是用于直接或间接下载到设备900并在其上执行的可执行文件，或者可以用于中间下载和编译，以使得它们在下载到设备900并在其中执行之前可执行。服务器可以经计算机网络(诸如因特网)访问并且可以是例如web或ftp服务器。
设备900可以还包括存储器906，其包括一个或多个存储器单元。存储器906被布置成存储数据，诸如包括在v(n)、r(n)、rc(n)、vc(n)中的值以及/或者来自估计的结果，并且存储当在设备900中执行时执行方法的配置和/或软件代码。
本领域技术人员还将认识到，电路和端口901-907可以指模拟和数字电路的组合，以及/或者一个或多个处理器(诸如处理器905)，其用(例如存储在存储器中的)软件和/或固件被配置，当这些软件和/或固件被这一个或多个处理器执行时，如以上所描述地执行。这些处理器当中的一个或多个以及其它数字硬件可以包括在专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)中，以及/或者若干处理器和各种数字硬件可以分布在若干分立部件中，不管是单独封装还是组装成片上系统(SoC)。
很显然，上面描述的设备900可以用于估计和/或补偿双通道TI-ADC的频率依赖失配。
如已经提到的，以上联系图8-9所描述的本文实施例是基于使用作为本文所有实施例的基础的基本概念但是与联系图1-7所描述的本文实施例相比而言在“相反方向”。但是，由于基本概念相同，因此要理解，在技术人员可认识到的适当调节之后，联系图1-7尤其是图3-7所描述的内容也与本文联系图8-9所描述的实施例相关。见例如图10，该图说明了其中本文实施例用来补偿双通道TI-ADC的频率依赖失配的情况，这可以与前面的图3(a)进行比较。很容易认识到，图10中双通道TI-ADC的频率依赖失配的补偿可以看作图3(a)中I/Q通道失配的补偿的逆版本或相反方向版本。在图10中，联系图8-9描述的信号r(n)、v(n)很容易被识别。要认识到，框1001对应于动作802并且框1002对应于动作803-805。信号vc(n)和rc(n)是r(n)和v(n)的相应补偿后的版本。由于补偿是对v(n)进行的，因此是在“I/Q问题域”，所以要认识到，这种情况对应于以上在动作805之下讨论的实施例的第一种另选方案。如以上提到的，在理论上可用于I/Q通道失配补偿(也称为I/Q平衡)的任何过程可以用于框1002的实现。在框1003中，执行从rc(n)到vc(n)的转换，这可以被看作从“I/Q问题域”到“TI-ADC问题域”的“向后”转换。要认识到，关于补偿的信号的所有信息是在rc(n)中并且在一些实施例中，这种信息可以在没有任何真正转换回到“TI-ADC问题域”的情况下使用。
一般而言，本文实施例不限于上述特征和细节。可以使用各种另选方案、修改和等价物。因此，以上实施例不应当被认为限制本发明的范围，该范围是由权利要求定义的。
当使用词“包括”或“包含”时，其应当解释为非限制的，即意味着“包括至少……”。

Claims (28)

1.一种用于处理同相和正交“I/Q”下变频信号的I/Q通道失配的方法，其中该方法包括：
获得(101)基于I/Q下变频信号的模数转换的离散时间复数值信号r(n)，其中所获得的离散时间复数值信号r(n)以2或更大的因子被过采样，
形成(102)对应于所获得的离散时间复数值信号r(n)的π/2频移版本的实部的中间信号v(n)，
对所形成的中间信号v(n)应用(103)用于获得双通道时间交织模数转换器“TI-ADC”的频率依赖失配的估计的过程，由此获得TI-ADC失配估计，及
基于所获得的TI-ADC失配估计来估计(104)和/或补偿(105)I/Q通道失配。
2.如权利要求1所述的方法，其中中间信号v(n)对应于2Re{r(n)jn}，其中Re指示实部并且j是虚部单位。
3.如权利要求1-2中任何一项所述的方法，其中I/Q通道失配是通过对中间信号v(n)并且基于所获得的TI-ADC失配估计应用用于补偿双通道TI-ADC的频率依赖失配的过程来补偿的，由此获得中间信号v(n)的补偿版本vc(n)。
4.如权利要求3所述的方法，其中形成离散时间复数值信号r(n)的补偿版本rc(n)，该补偿版本rc(n)对应于所述补偿版本vc(n)的解析表示的π/2频移，与所获得的离散时间复数值信号r(n)的π/2频移版本相比，该π/2频移在相反的方向。
5.如权利要求1-2中任何一项所述的方法，其中I/Q通道失配通过如下方式被补偿：首先基于所获得的TI-ADC失配估计来估计I/Q通道失配，接着通过对离散时间复数值信号r(n)并且基于所估计的I/Q通道失配应用用于补偿I/Q下变频信号的I/Q通道失配的过程来补偿I/Q通道失配，由此获得离散时间复数值信号r(n)的补偿版本rc(n)。
6.如权利要求1-5中任何一项所述的方法，其中中间信号v(n)的形成包括从所获得的离散时间复数值信号r(n)的各个实部和虚部交替地每隔一个样本取样本。
7.如权利要求1-6中任何一项所述的方法，其中离散时间复数值信号r(n)的获得包括：
基于I/Q下变频信号的模数转换获得(101a)宽频带离散时间复数值信号rw(m)，其中宽频带指示rw(m)具有角截止频率使得ωcT≥π/2，其中ωc是角截止频率并且T对应于在模数转换中所使用的采样周期，及
对宽频带离散时间复数值信号rw(m)插值(101b)，以获得以2或更大的因子被过采样的离散时间复数值信号r(n)。
8.如权利要求7所述的方法，其中插值是以2或更大的因子进行的。
9.如权利要求8所述的方法，其中插值是通过半频带滤波器执行的。
10.一种用于处理同相和正交“I/Q”下变频信号的I/Q通道失配的设备(200)，其中该设备包括：
获得电路(202)，被配置为获得基于I/Q下变频信号的模数转换的离散时间复数值信号r(n)，其中所获得的离散时间复数值信号r(n)以2或更大的因子被过采样，
形成电路(203)，被配置为从离散时间复数值信号r(n)形成中间信号v(n)，该中间信号v(n)对应于所获得的离散时间复数值信号r(n)的π/2频移版本的实部，
应用电路(204)，被配置为对所形成的中间信号v(n)应用用于获得双通道时间交织模数转换器“TI-ADC”的频率依赖失配的估计的过程，由此获得TI-ADC失配估计，及
估计电路(205)和/或补偿电路(206)，被配置为基于所获得的TI-ADC失配估计来估计和/或补偿I/Q通道失配。
11.如权利要求10所述的设备，其中中间信号v(n)对应于2Re{r(n)jn}，其中Re指示实部并且j是虚部单位。
12.如权利要求10-11中任何一项所述的设备，其中补偿电路(206)被配置为通过对中间信号v(n)并且基于所获得的TI-ADC失配估计应用用于补偿双通道TI-ADC的频率依赖失配的过程来补偿I/Q通道失配，以由此获得中间信号v(n)的补偿版本vc(n)。
13.如权利要求12所述的设备，其中补偿电路(206)还被配置为形成离散时间复数值信号r(n)的补偿版本rc(n)，该补偿版本rc(n)对应于所述补偿版本vc(n)的解析表示的π/2频移，与所获得的离散时间复数值信号r(n)的π/2频移版本相比，该π/2频移在相反的方向。
14.如权利要求10-11中任何一项所述的设备，其中估计电路(205)和补偿电路(206)被配置为通过如下方式来补偿I/Q通道失配：首先基于所获得的TI-ADC失配估计来估计I/Q通道失配，接着通过对离散时间复数值信号r(n)并且基于所估计的I/Q通道失配应用用于补偿I/Q下变频信号的I/Q通道失配的过程来补偿I/Q通道失配，以由此获得离散时间复数值信号r(n)的补偿版本rc(n)。
15.如权利要求10-14中任何一项所述的设备，其中形成电路(203)被配置为从所获得的离散时间复数值信号r(n)的各个实部和虚部交替地每隔一个样本取样本。
16.如权利要求10-15中任何一项所述的设备，其中获得电路(202)被配置为基于I/Q下变频信号的模数转换获得宽频带离散时间复数值信号rw(m)，其中宽频带指示rw(m)具有角截止频率使得ωcT≥π/2，其中ωc是角截止频率并且T对应于在模数转换中所使用的采样周期，并且获得电路(202)被配置为对宽频带离散时间复数值信号rw(m)插值，以获得以2或更大的因子被过采样的离散时间复数值信号r(n)。
17.如权利要求16所述的设备，其中获得电路(202)被配置为以2或更大的因子对宽频带离散时间复数值信号rw(m)插值。
18.如权利要求17所述的设备，其中获得电路(202)被配置为通过半频带滤波器执行插值。
19.如权利要求10-18中任何一项所述的设备的用于估计和/或补偿I/Q下变频信号的I/Q通道失配的用途。
20.一种用于处理双通道时间交织模数转换器“TI-ADC”的频率依赖失配的方法，其中该方法包括：
基于由双通道TI-ADC对连续时间信号执行的模数转换来获得(801)离散时间信号v(n)，其中离散时间信号v(n)被频带限制到带通区域，
形成(802)与(-j)n乘以所获得的离散时间信号v(n)的解析表示对应的中间信号r(n)，其中j是虚部单位，
对所形成的中间信号r(n)应用(803)用于获得同相和正交“I/Q”下变频信号的I/Q通道失配的估计的过程，由此获得I/Q通道失配估计，及
基于所获得的I/Q通道失配估计来估计(804)和/或补偿(805)双通道TI-ADC的频率依赖失配。
21.如权利要求20所述的方法，其中双通道TI-ADC的频率依赖失配通过如下方式被补偿：对中间信号r(n)并基于所获得的I/Q通道失配估计来应用用于补偿I/Q下变频信号的I/Q通道失配的过程，由此获得中间信号r(n)的补偿版本rc(n)。
22.如权利要求21所述的方法，其中形成离散时间信号v(n)的补偿版本vc(n)，该补偿版本vc(n)对应于2Re{rc(n)jn}，其中Re指示实部并且j是虚部单位。
23.如权利要求20所述的方法，其中双通道TI-ADC的频率依赖失配通过如下方式被补偿：首先基于所获得的I/Q通道失配估计来估计双通道TI-ADC的频率依赖失配，接着通过对离散时间信号v(n)并基于所估计的双通道TI-ADC的频率依赖失配来应用用于补偿双通道TI-ADC的频率依赖失配的过程补偿双通道TI-ADC的频率依赖失配，由此获得离散时间信号v(n)的补偿版本vc(n)。
24.一种用于处理双通道时间交织模数转换器“TI-ADC”的频率依赖失配的设备(900)，其中该设备包括：
获得电路(902)，被配置为基于由双通道TI-ADC对连续时间信号执行的模数转换来获得离散时间信号v(n)，其中离散时间信号v(n)被频带限制到带通区域，
形成电路(903)，被配置为形成与(-j)n乘以所获得的离散时间信号v(n)的解析表示对应的中间信号r(n)，其中j是虚部单位，
应用电路(904)，被配置为对所形成的中间信号r(n)应用用于获得同相和正交“I/Q”下变频信号的I/Q通道失配的估计的过程，以由此获得I/Q通道失配估计，及
估计电路(905)和/或补偿电路(906)，被配置为基于所获得的I/Q通道失配估计来分别估计和/或补偿双通道TI-ADC的频率依赖失配。
25.如权利要求24所述的设备，其中补偿电路(906)被配置为通过对中间信号r(n)并基于所获得的I/Q通道失配估计来应用用于补偿I/Q下变频信号的I/Q通道失配的过程补偿双通道TI-ADC的频率依赖失配，以由此获得中间信号r(n)的补偿版本rc(n)。
26.如权利要求25所述的设备，其中补偿电路(906)还被配置为形成离散时间信号v(n)的补偿版本vc(n)，该补偿版本vc(n)对应于2Re{rc(n)jn}，其中Re指示实部并且j是虚部单位。
27.如权利要求24所述的设备，其中估计电路(905)和补偿电路(906)被配置为通过如下方式补偿双通道TI-ADC的频率依赖失配：首先基于所获得的I/Q通道失配估计来估计双通道TI-ADC的频率依赖失配，接着通过对离散时间信号v(n)并基于所估计的双通道TI-ADC的频率依赖失配来应用用于补偿双通道TI-ADC的频率依赖失配的过程补偿双通道TI-ADC的频率依赖失配，以由此获得离散时间信号v(n)的补偿版本vc(n)。
28.如权利要求24-27中任何一项所述的设备的用于估计和/或补偿双通道TI-ADC的频率依赖失配的用途。
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