CN107302357B - 一种双通道tiadc线性频响失配和非线性失配的联合校正方法 - Google Patents

一种双通道tiadc线性频响失配和非线性失配的联合校正方法 Download PDF

Info

Publication number
CN107302357B
CN107302357B CN201710339785.9A CN201710339785A CN107302357B CN 107302357 B CN107302357 B CN 107302357B CN 201710339785 A CN201710339785 A CN 201710339785A CN 107302357 B CN107302357 B CN 107302357B
Authority
CN
China
Prior art keywords
mismatch
frequency response
nonlinear
tiadcs
cut
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201710339785.9A
Other languages
English (en)
Other versions
CN107302357A (zh
Inventor
谭洪舟
李展强
李宇
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
SYSU CMU Shunde International Joint Research Institute
National Sun Yat Sen University
Original Assignee
SYSU CMU Shunde International Joint Research Institute
National Sun Yat Sen University
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by SYSU CMU Shunde International Joint Research Institute, National Sun Yat Sen University filed Critical SYSU CMU Shunde International Joint Research Institute
Priority to CN201710339785.9A priority Critical patent/CN107302357B/zh
Publication of CN107302357A publication Critical patent/CN107302357A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN107302357B publication Critical patent/CN107302357B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
    • H03M1/10—Calibration or testing
    • H03M1/1009—Calibration

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Theoretical Computer Science (AREA)
  • Analogue/Digital Conversion (AREA)
  • Complex Calculations (AREA)

Abstract

本发明的方法分别通过适当阶的多项式和泰勒级数表示双通道时间交织模数转换器（2‑TIADCs）系统的线性频响失配特性和非线性失配特性，对输入信号采用轻微的过采样获取失配信息，并基于归一化最小均方误差（NLMS）算法对线性失配误差和非线性失配误差并行地进行实时边估计边校正，从而得到比对任意单一误差进行校正更好的校正效果，该方法对TIADC系统的失配误差考虑更全面，并且简单易行，补偿效果好。

Description

一种双通道TIADC线性频响失配和非线性失配的联合校正 方法
技术领域
本发明涉及信号采样与处理技术领域，更具体地，涉及一种双通道TIADC线性频响失配和非线性失配的联合校正方法。
背景技术
随着集成电路技术的不断发展，数字化技术的推广，对模数转换器件ADC的采样速率以及采样精度的要求越来越高，不仅要求数据采集系统有高的采样率，还要有高的采样精度。在实际的运用中，对实时采样速率以及采样精度有极高的依赖性。然而ADC的最大采样速率受限于它的分辨率，分辨率与采样速率之间是一对矛盾体，高采样速率要求较短的转换时间，而高分辨率则要求较长的转换时间。根据目前的IC设计工艺，要实现更高速的采样速率，需要开发一种基于新结构和新方法的ADC模块。现有技术所提供的能够实现超高速采样的系统就是利用时间交织(Time-interleaved)结构的ADC系统(TIADC)。
这种结构的ADC系统利用M片有着相同采样率fs的单个ADC模块，采用并行的结构，每片ADC模块以相隔1/(M*fs)的时间间隔进行采样，以达到采样率为M*fs(总采样率f＝M*fs)的效果。理论上，这种M通道并行交替采样的ADC系统能够使得整个系统的采样率达到单个ADC模块的M倍。但是由于制造工艺本身固有的缺点，不可能使得每一片ADC模块完全一模一样，所以必然会使得各个通道的ADC模块之间存在失配误差，且每片ADC自身带有微分和积分非线性特性，从而严重降低了整个ADC系统的信噪比。
目前，大多数方法主要针对线性失配，例如增益误差，时间误差等进行估计和校正，部分方法针对模数转换器(ADC)自身的积分和微分非线性造成的失配进行估计和校正。然而，为了提高TIADC的整体性能，不论是线性失配和非线性失配，都应该纳入考虑范围并得到估计和校正。
发明内容
本发明为解决以上现有TIADC技术只单独对线性失配误差或非线性失配误差进行估计和补偿所导致的校正效果不佳的技术缺陷，提供了一种双通道TIADC线性频响失配和非线性失配的联合校正方法。
为实现以上发明目的，采用的技术方案是：
一种双通道TIADC线性频响失配和非线性失配的联合校正方法，包括以下步骤：
S1.设置输入信号x(t)满足奈奎斯特采样定理，并采用轻微过采样获取2-TIADCs系统的输出y(n)；
S2.确定通道频率响应函数的阶数P，利用P阶多项式表征2-TIADCs系统的线性频 响失配：系统的归一化频率响应函数为其中cp为p阶多项式系数，dp(n)为 p阶微分器，则线性频响失配误差
Figure BDA0001294925580000022
S3.利用泰勒级数表示2-TIADCs系统通道的非线性失配特性，则2-TIADCs系统第m通道的非线性传输特性函数
Figure BDA0001294925580000023
其中L表示泰勒级数的阶数，
Figure BDA0001294925580000024
表示2-TIADCs系统第m通道泰勒多项式的第l阶的系数，令
Figure BDA0001294925580000025
则非线性失配误差
Figure BDA0001294925580000026
其中xl(n)表示x(n)的l次方；
S4.利用2-TIADCs系统的输出y(n)，设计一个NLMS算法对线性频响失配误差et(n)进行参数的迭代估计：
设计相应的高通滤波器f(n)，使高通滤波器f(n)的截止频率高于采样信号的截止频率，令
Figure BDA0001294925580000027
迭代估计的公式如下：
Figure BDA0001294925580000028
其中Yd f(n)＝Yd(n)*f(n)＝[y1(n)*f(n)...,yp(n)*f(n)...,yP(n)*f(n)]T，μ表示收敛因子，cont表示常数；
并利用估计参数
Figure BDA0001294925580000029
对线性频响失配误差et(n)进行重构：
Figure BDA0001294925580000031
其中Yd(n)＝[y1(n)...,yp(n)...,yP(n)]T，yp(n)＝dp(n)*y(n)(-1)n.
S5.利用2-TIADCs系统的输出y(n)，设计一个NLMS算法对非线性失配误差eh(n)进行参数的迭代估计：
设计相应的高通滤波器f(n)，使高通滤波器f(n)的截止频率高于采样信号的截止频率，令
Figure BDA0001294925580000032
迭代估计的公式如下：
Figure BDA0001294925580000033
Figure BDA0001294925580000034
其中YS f(n)＝Py*f(n)，YD f(n)＝Py(-1)n*f(n)，μ表示收敛因子，cont表示常数；
并利用估计参数
Figure BDA0001294925580000035
对非线性失配误差eh(n)进行重构：
Figure BDA0001294925580000036
其中Py＝[1,y(n),...,yL(n)]，yL(n)表示y(n)的L次方；
S6.利用2-TIADCs系统的输出y(n)减去步骤S4重构的线性频响失配误差和步骤S5 重构的非线性失配误差，得到校正后的结果进行输出，即
Figure BDA0001294925580000038
与现有技术相比，本发明的有益效果是：
本发明的方法分别通过适当阶的多项式和泰勒级数表示双通道时间交织模数转换器(2-TIADCs)系统的线性频响失配特性和非线性失配特性，对输入信号采用轻微的过采样获取失配信息，并基于归一化最小均方误差(NLMS)算法对线性频响失配误差和非线性失配误差并行地进行实时边估计边校正，从而得到比对任意单一误差进行校正更好的校正效果，该方法对TIADC系统的失配误差考虑更全面，并且简单易行，补偿效果好。
附图说明
图1为时间交织模数转换器的结构示意图。
图2为带有线性和非线性通道失配的双通道TIADC模型示意图。
图3为本发明提供的联合校正方法的校正示意图。
图4为频率响应线性失配的自适应估计和校正示意图。
图5为非线性失配误差的自适应估计和校正示意图。
图6为校正方法的流程图。
具体实施方式
附图仅用于示例性说明，不能理解为对本专利的限制；
以下结合附图和实施例对本发明做进一步的阐述。
实施例1
如图6所示，本发明提供的方法具体包括有以下步骤：
S1.设置输入信号x(t)满足奈奎斯特采样定理，并采用轻微过采样获取2-TIADCs系统的输出y(n)；
S2.确定通道频率响应函数的阶数P，利用P阶多项式表征2-TIADCs系统的线性频 响失配：系统的归一化频率响应函数为其中cp为p阶多项式系数，dp(n)为 p阶微分器，则线性频响失配误差
Figure BDA0001294925580000042
S3.利用泰勒级数表示2-TIADCs系统通道的非线性失配特性，则2-TIADCs系统第m通道的非线性传输特性函数
Figure BDA0001294925580000043
其中L表示泰勒级数的阶数，
Figure BDA0001294925580000044
表示2-TIADCs系统第m通道泰勒多项式的第l阶的系数，令
Figure BDA0001294925580000045
则非线性失配误差
Figure BDA0001294925580000046
其中xl(n)表示x(n)的l次方；
S4.利用2-TIADCs系统的输出y(n)，设计一个NLMS算法对线性频响失配误差et(n)进行参数估计，并利用估计参数
Figure BDA0001294925580000051
对线性频响失配误差et(n)进行重构：
Figure BDA0001294925580000052
其中Yd(n)＝[y1(n)...,yp(n)...,yP(n)]T，yp(n)＝dp(n)*y(n)(-1)n.
S5.利用2-TIADCs系统的输出y(n)，设计一个NLMS算法对非线性失配误差eh(n)进行参数估计，并利用估计参数
Figure BDA0001294925580000053
Figure BDA0001294925580000054
对非线性失配误差eh(n)进行重构：
Figure BDA0001294925580000055
其中Py＝[1,y(n),...,yL(n)]，yL(n)表示y(n)的L次方；
S6.利用2-TIADCs系统的输出y(n)减去步骤S4重构的线性频响失配误差和步骤S5 重构的非线性失配误差，得到校正后的结果进行输出，即
Figure BDA0001294925580000057
在具体的实施过程中，所述步骤S4设计NLMS算法对参数
Figure BDA0001294925580000058
进行迭代估计的具体过程如下：
设计相应的高通滤波器f(n)，使高通滤波器f(n)的截止频率高于采样信号的截止频率，令
Figure BDA0001294925580000059
迭代估计的公式如下：
Figure BDA00012949255800000510
其中Yd f(n)＝Yd(n)*f(n)＝[y1(n)*f(n)...,yp(n)*f(n)...,yP(n)*f(n)]T，μ表示收敛因子，cont表示常数。
在具体的实施过程中，所述步骤S5设计NLMS算法对参数
Figure BDA00012949255800000511
和
Figure BDA00012949255800000512
进行迭代估计的具体过程如下：
设计相应的高通滤波器f(n)，使高通滤波器f(n)的截止频率高于采样信号的截止频率，令
Figure BDA0001294925580000061
迭代估计的公式如下：
Figure BDA0001294925580000062
Figure BDA0001294925580000063
其中YS f(n)＝Py*f(n)，YD f(n)＝Py(-1)n*f(n)，μ表示收敛因子，cont表示常数。
实施例2
本实施例在实施例1的基础上，进行了具体的实验：
如图1所示为时间交织模数转换器的结构示意图，输入信号以M通道输入，每条通道以相同的采样率但不同的采样时刻(相邻通道相差Ts时刻)对高速输入信号采样，最终合并出输出信号，以此实现高速采样的模数转化。本实施例的实验中，采用22个频率的多正弦信号作为输入，通过图2所示的双通道TIADC系统，得到校正前的TIADC输出y(n).
采用3阶频率响应多项式对TIADC系统线性失配进行建模，即P＝3，频响失配参数为c＝[-0.025,0.003,0.001]，设计1～P的微分滤波器，长度为N＝41，对应的滤波器系数为：
d1＝[-0.0351 0.0213 0.0380 -0.0550 0.0651 -0.0667 0.0572 -0.03710.0107 0.0149-0.0315 0.0332 -0.0180 -0.0102 0.0425 -0.0658 0.0656 -0.0267 -0.0737 0.3322 0 -0.3322 0.0737 0.0267 -0.0656 0.0658 -0.0425 0.0102 0.0180 -0.0332 0.0315 -0.0149 -0.0107 0.0371 -0.0572 0.0667 -0.0651 0.0550 -0.0380 -0.0213 0.0351]
d2＝[0.0360 0.0309 -0.0467 0.0205 -0.0065 -0.0045 0.0149 -0.02230.0232 -0.0154 -0.0003 0.0196 -0.0352 0.0390 -0.0253 -0.0072 0.0529 -0.09770.1083 0.0998 -0.2986 0.0998 0.1083 -0.0977 0.0529 -0.0072 -0.0253 0.0390 -0.0352 0.0196 -0.0003 -0.0154 0.0232 -0.0223 0.0149 -0.0045 -0.0065 0.0205 -0.0467 0.0309 0.0360]
d3＝[0.0360 -0.0531 0.0038 0.0274 -0.0299 0.0272 -0.0208 0.00930.0062 -0.0216 0.0307 -0.0278 0.0108 0.0168 -0.0459 0.0624 -0.0502 -0.00760.1264 -0.1770 0 0.1770 -0.1264 0.0076 0.0502 -0.0624 0.0459 -0.0168 -0.01080.0278 -0.0307 0.0216 -0.0062 -0.0093 0.0208 -0.0272 0.0299 -0.0274 -0.00380.0531 -0.0360]
采用三阶多项式对TIADC系统的非线性失配进行建模即L＝3，令非线性失配参数为C0＝[-0.0015,0.003,0.004,-0.003]，C1＝[0.0015,-0.001,-0.001,0.001]，此时S＝[0,0.001,0.0015,-0.001]，D＝[-0.0015,0.002,0.0025,-0.002].
如图3所示，对系统的线性频响失配和非线性失配并行实时地估计并补偿校正，其中线性频响失配参数的估计和误差校正结构如图4所示，非线性失配参数的估计和误差校正结构如图5所示，最终线性失配参数迭代收敛后的估计值为
Figure BDA0001294925580000071
可见其可以有效收敛到真值；非线性参数迭代收敛后的估计值为
Figure BDA0001294925580000072
对比可知在误差允许范围内收敛到真值。
信号未经过校正前，存在大量的噪声毛刺，其幅度最高可以达到-40dBc。而通过校正之后，噪声频谱受到抑制，其最高的毛刺的幅度可降低到-78dB左右。
显然，本发明的上述实施例仅仅是为清楚地说明本发明所作的举例，而并非是对本发明的实施方式的限定。对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其它不同形式的变化或变动。这里无需也无法对所有的实施方式予以穷举。凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明权利要求的保护范围之内。

Claims (3)

1.一种双通道TIADC线性频响失配和非线性失配的联合校正方法，其特征在于：包括以下步骤：
S1.设置输入信号x(t)满足奈奎斯特采样定理，并采用轻微过采样获取2-TIADCs系统的输出y(n)；
S2.确定通道频率响应函数的阶数P，利用P阶多项式表征2-TIADCs系统的线性频响失配：系统的归一化频率响应函数为
Figure FDA0002546159290000011
其中cp为p阶多项式系数，dp(n)为p阶微分器，则线性频响失配误差
Figure FDA0002546159290000012
x(n)是输入信号x(t)在TIADC内部不存在失配失真下的采样后的离散信号；
S3.利用泰勒级数表示2-TIADCs系统通道的非线性失配特性，则2-TIADCs系统第m通道的非线性传输特性函数
Figure FDA0002546159290000013
其中L表示泰勒级数的阶数，
Figure FDA0002546159290000014
表示2-TIADCs系统第m通道泰勒多项式的第l阶的系数，令
Figure FDA0002546159290000015
Sl和Dl分别为非线性传输函数中的第l阶系数
Figure FDA0002546159290000016
的线性组合，其中m取0与1，则非线性失配误差
Figure FDA0002546159290000017
其中xl(n)表示x(n)的l次方；
S4.利用2-TIADCs系统的输出y(n)，设计一个NLMS算法对线性频响失配误差et(n)进行参数估计，并利用估计参数
Figure FDA0002546159290000018
对线性频响失配误差et(n)进行重构：
Figure FDA0002546159290000019
其中Yd(n)＝[y1(n)...,yp(n)...,yP(n)]T，yp(n)＝dp(n)*y(n)(-1)n.
S5.利用2-TIADCs系统的输出y(n)，设计一个NLMS算法对非线性失配误差eh(n)进行参数估计，并利用估计参数
Figure FDA0002546159290000021
Figure FDA0002546159290000022
对非线性失配误差eh(n)进行重构：
Figure FDA0002546159290000023
其中Py＝[1,y(n),...,yL(n)]，yL(n)表示y(n)的L次方；
S6.利用2-TIADCs系统的输出y(n)减去步骤S4重构的线性频响失配误差和步骤S5重构的非线性失配误差，得到校正后的结果
Figure FDA0002546159290000024
进行输出，即
Figure FDA0002546159290000025
2.根据权利要求1所述的双通道TIADC线性频响失配和非线性失配的联合校正方法，其特征在于：所述步骤S4设计NLMS算法对参数
Figure FDA0002546159290000026
进行迭代估计的具体过程如下：
设计相应的高通滤波器f(n)，使高通滤波器f(n)的截止频率高于采样信号的截止频率，令
Figure FDA0002546159290000027
迭代估计的公式如下：
Figure FDA0002546159290000028
其中Yd f(n)＝Yd(n)*f(n)＝[y1(n)*f(n)...,yp(n)*f(n)...,yP(n)*f(n)]T，μ表示收敛因子，cont表示常数。
3.根据权利要求1所述的双通道TIADC线性频响失配和非线性失配的联合校正方法，其特征在于：所述步骤S5设计NLMS算法对参数
Figure FDA0002546159290000029
和
Figure FDA00025461592900000210
进行迭代估计的具体过程如下：
设计相应的高通滤波器f(n)，使高通滤波器f(n)的截止频率高于采样信号的截止频率，令
Figure FDA00025461592900000211
迭代估计的公式如下：
Figure FDA0002546159290000031
Figure FDA0002546159290000032
其中YS f(n)＝Py*f(n)，YD f(n)＝Py(-1)n*f(n)，μ表示收敛因子，cont表示常数。
CN201710339785.9A 2017-05-15 2017-05-15 一种双通道tiadc线性频响失配和非线性失配的联合校正方法 Active CN107302357B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201710339785.9A CN107302357B (zh) 2017-05-15 2017-05-15 一种双通道tiadc线性频响失配和非线性失配的联合校正方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201710339785.9A CN107302357B (zh) 2017-05-15 2017-05-15 一种双通道tiadc线性频响失配和非线性失配的联合校正方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN107302357A CN107302357A (zh) 2017-10-27
CN107302357B true CN107302357B (zh) 2020-10-30

Family

ID=60137080

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201710339785.9A Active CN107302357B (zh) 2017-05-15 2017-05-15 一种双通道tiadc线性频响失配和非线性失配的联合校正方法

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN107302357B (zh)

Families Citing this family (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN107994902A (zh) * 2017-12-22 2018-05-04 北京工业大学 一种基于机器学习的双通道模数转换器子转换器间时间误差校正方法
CN108111169B (zh) * 2018-01-03 2021-04-20 中山大学 一种四通道tiadc线性失配和非线性失配的联合校正方法
CN110113049B (zh) * 2019-04-12 2022-09-09 中国人民解放军国防科技大学 一种双通道tiadc非线性失配自适应估计方法
CN110557122B (zh) * 2019-09-25 2022-04-19 电子科技大学 一种tiadc系统频响非一致性误差的校正方法
CN111064469B (zh) * 2019-12-13 2023-01-13 北京工业大学 一种基于相邻通道自相关函数的tiadc采样时间失配误差的校正方法
CN113114241B (zh) * 2021-03-10 2022-04-19 电子科技大学 一种时间交替架构采集系统中频响失配误差的校正方法
CN113063978B (zh) * 2021-06-03 2021-08-03 深圳市鼎阳科技股份有限公司 一种数字示波器及采样时刻失配的校正方法

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7227479B1 (en) * 2005-12-22 2007-06-05 Lucent Technologies Inc. Digital background calibration for time-interlaced analog-to-digital converters
CN103326724A (zh) * 2013-05-22 2013-09-25 北京工业大学 一种新的针对tiadc系统时间误差的估计方法
CN104969523A (zh) * 2012-12-18 2015-10-07 信号处理设备瑞典股份公司 用于处理i/q下变频信号及双通道ti-adc的通道失配的方法和设备
CN105262487A (zh) * 2015-10-22 2016-01-20 合肥工业大学 一种用于tiadc系统时钟失配误差的校准模块及其校准方法
CN106374920A (zh) * 2016-09-05 2017-02-01 中山大学 一种基于多项式模型的tiadc系统的估计与补偿实现方法

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7227479B1 (en) * 2005-12-22 2007-06-05 Lucent Technologies Inc. Digital background calibration for time-interlaced analog-to-digital converters
CN104969523A (zh) * 2012-12-18 2015-10-07 信号处理设备瑞典股份公司 用于处理i/q下变频信号及双通道ti-adc的通道失配的方法和设备
CN103326724A (zh) * 2013-05-22 2013-09-25 北京工业大学 一种新的针对tiadc系统时间误差的估计方法
CN105262487A (zh) * 2015-10-22 2016-01-20 合肥工业大学 一种用于tiadc系统时钟失配误差的校准模块及其校准方法
CN106374920A (zh) * 2016-09-05 2017-02-01 中山大学 一种基于多项式模型的tiadc系统的估计与补偿实现方法

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
Joint Blind Calibration for Mixed Mismatches in Two-Channel Time-Interleaved ADCs;Yinan Wang;《IEEE Transactions on Circuits and Systems 》;20150630;全文 *
一种TIADC时间失配误差自适应校准算法;尹勇生;《微电子学》;20161031;全文 *

Also Published As

Publication number Publication date
CN107302357A (zh) 2017-10-27

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN107302357B (zh) 一种双通道tiadc线性频响失配和非线性失配的联合校正方法
CN108111169B (zh) 一种四通道tiadc线性失配和非线性失配的联合校正方法
US9172299B2 (en) Digital EMI filter
Lu et al. A sixth-order 200 MHz IF bandpass sigma-delta modulator with over 68 dB SNDR in 10 MHz bandwidth
CN107294534B (zh) 用于窄带信号采样的双通道tiadc频响失配实时校正方法
US9231614B2 (en) Cancellation of feedback digital-to-analog converter errors in multi-stage delta-sigma analog-to-digital converters
US8508393B2 (en) Analog-to-digital conversion apparatus and signal processing system
US10432210B1 (en) Oversampled continuous-time pipeline ADC with digital signal reconstruction
JP2006135993A (ja) 線形補正器及び非線形歪補償方法
US11652491B2 (en) High-pass shaped dither in continuous-time residue generation systems for analog-to-digital converters
CN109660255B (zh) 模数转换器非线性校准方法
CN108494403B (zh) 一种双通道tiadc采样保持电路失配自适应校准方法
JP2013500662A (ja) 特にマルチスタンダードなソフトウェア無線、および／またはコグニティブ無線の使用のための並列アナログ−デジタル変換器中のアナログ欠陥の訂正方法
US9484868B2 (en) Distortion compensation apparatus and wireless communication apparatus
Wang et al. Adaptive background estimation for static nonlinearity mismatches in two-channel TIADCs
Vogel et al. A review on low-complexity structures and algorithms for the correction of mismatch errors in time-interleaved ADCs
US8410960B2 (en) Method to linearize the output from an ADC
CN107302358B (zh) 一种四通道tiadc的非线性失配补偿方法
Vansebrouck et al. Performance study of nonlinearities blind correction in wideband receivers
Liang et al. A Wiener model based Post-calibration of ADC nonlinear distortion
Wei et al. Calibration of static nonlinearity mismatch errors in TIADC based on periodic time-varying adaptive method
CN107171665A (zh) 带通信号的双通道tiadc非线性系统参数估计方法
Liu et al. Statistics-based correction method for sample-and-hold mismatch in 2-channel tiadcs
CN110113049A (zh) 一种双通道tiadc非线性失配自适应估计方法
EP3182598A1 (en) Signal transfer function equalization in multi-stage delta-sigma analog-to-digital converters

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant