CN111277267A - 双通道tiadc的时延失配补偿方法、装置及电子设备 - Google Patents

Abstract

本申请实施例提供一种双通道TIADC的时延失配补偿方法、装置及电子设备，该方法包括获取双通道TIADC的输出信号，所述输出信号中包括两个通道的数据序列；根据双通道TIADC的时延失配系数确定所述两个通道的补偿分配值；将所述双通道TIADC的输出信号作为待补偿信号，基于所述两个通道的补偿分配值确定所述待补偿信号的失配误差序列；根据所述失配误差序列分别对所述待补偿信号的两个通道的数据序列进行补偿，以使所述两个通道相互匹配。以此可以改善现有技术中对于双通道TIADC的时延失配进行补偿后动态性能较差的问题。

Description

双通道TIADC的时延失配补偿方法、装置及电子设备

技术领域

本申请涉及数字信号处理技术领域，具体而言，涉及一种双通道TIADC的时延失配补偿方法、装置及电子设备。

背景技术

TIADC(time-interleaved analog-to-digital converter,时间交错模数转换器)可以达到单个ADC(Analog-to-Digital Converter，模拟-数字转换器)无法达到的超高采样率，因此TIADC被广泛应用于现代数据采集系统中。但是，TIADC会受通道间失配的影响从而导致分辨率的降低。所以，需要对直流偏置失配、增益失配、时延失配和非线性失配等失配情况进行补偿以提高子ADC的动态性能。

对于双通道TIADC的时延失配，现有的补偿方式是：将其中一个通道作为参考通道，对另一通道进行补偿以使其匹配参考通道。但是这样的处理方式仍然存在动态性能较低的问题。

发明内容

本申请实施例的目的在于提供一种双通道TIADC的时延失配补偿方法、装置及电子设备，用以改善现有技术中对于双通道TIADC的时延失配进行补偿后，动态性能较差的问题。

第一方面，本申请实施例提供一种双通道TIADC的时延失配补偿方法，所述方法包括：

获取双通道TIADC的输出信号，所述输出信号中包括两个通道的数据序列；

根据双通道TIADC的时延失配系数确定所述两个通道的补偿分配值；

将所述双通道TIADC的输出信号作为待补偿信号，基于所述两个通道的补偿分配值确定所述待补偿信号的失配误差序列；

根据所述失配误差序列分别对所述待补偿信号的两个通道的数据序列进行补偿，以使所述两个通道相互匹配。

在上述方法中，是将获取到的双通道TIADC的输出信号作为待补偿信号，且确定了两个通道的补偿分配值，最终用失配误差序列对待补偿信号的两个通道都进行了补偿，使得两个通道进行相互匹配，而不是在以其中一个通道作为参考通道的情况下，仅对另一个通道进行补偿使其与参考通道匹配的方式。通过本申请的上述方法对双通道TIADC的输出信号的两个通道都进行补偿后，得到的无杂散动态范围(spurious-free dynamic range，SFDR)会更大，补偿后的动态性能更佳。

在可选的实施方式中，所述两个通道的补偿分配值均为所述时延失配系数的一半。

其中，由于对于两个通道都是基于时延失配系数的一半确定出的补偿分配值，即，是基于时延失配系数的一半确定出待补偿信号的失配误差序列，以此得到的失配误差可以更逼近于待补偿信号的杂散函数项，从而能够对待补偿信号进行更好的净化补偿，可以更好地重建出双通道TIADC的输入信号，提升整个信号采集系统的动态性能。

在可选的实施方式中，所述基于所述两个通道的补偿分配值确定所述待补偿信号的失配误差序列，包括：

根据所述待补偿信号的奈奎斯特带宽对所述待补偿信号进行滤波处理，得到第一信号；

根据所述补偿分配值以及所述待补偿信号的采样时间，对所述第一信号进行调制，得到所述失配误差序列。

通过上述实现方式，由于是基于待补偿信号的奈奎斯特带宽对待补偿信号进行针对性的滤波处理，而不是以固定的频率位置进行滤波，能够更好地确定出一些信号中与奈奎斯特带宽相关的噪声、谐波失真信号。在此基础上，结合补偿分配值以及待补偿信号中各个采样点的采样时间，可以分别为待补偿信号的两个通道针对性地计算各自的失配误差，得到适用于该待补偿信号的失配误差序列，从而有利于对待补偿信号进行更好的净化补偿。

此外，在以高奈奎斯特频带中的带通(BP)信号作为双通道TIADC的输入信号的情况下，即欠采样TIADC情况下，上述实现方式将具有良好表现，可以提升整体信号采集系统在欠采样TIADC情况下的动态性能。

在可选的实施方式中，所述根据所述待补偿信号的奈奎斯特带宽对所述待补偿信号进行滤波处理，得到第一信号，包括：

根据所述待补偿信号的奈奎斯特带宽确定第一滤波因子；

将所述待补偿信号输入到希尔伯特滤波器进行滤波处理，并将所述希尔伯特滤波器输出的结果与所述第一滤波因子输入至乘法器中进行运算，得到第一滤波数据；

将所述待补偿信号输入到微分滤波器中进行滤波处理，得到第二滤波数据；

将所述第一滤波数据与所述第二滤波数据输入至加法器中进行运算，得到所述第一信号。

通过上述实现方式，可以针对不同的信号采样情况，确定出信号中与奈奎斯特带宽相关的噪声、谐波失真信号，有利于适用更多的采样场景。

在可选的实施方式中，所述第一滤波因子为：

其中，所述K用于表示所述待补偿信号的频率所在的奈奎斯特带宽，

是向下取整运算符。

通过上述实现方式，当双通道TIADC处于欠采样TIADC状态时，上述实现方式可以提升信号采集系统在欠采样TIADC情况下的动态性能。

在可选的实施方式中，所述基于所述两个通道的补偿分配值确定所述待补偿信号的失配误差序列，包括：

在所述待补偿信号是频域信号时，将所述待补偿信号乘以第二滤波因子，得到第二信号，所述第二滤波因子是根据所述补偿分配值确定的；

将所述第二信号频移半个周期，得到所述失配误差序列。

通过上述实现方式提供了一种从频域角度确定失配误差序列的方式。

在可选的实施方式中，所述第二滤波因子为：rH(e^jω)/2；

其中，所述r表示时延失配系数，所述H(e^jω)表示在第K个奈奎斯特带下的数字微分器的频率响应，K用于表示所述待补偿信号的频率所在的奈奎斯特带宽。

通过上述实现方式可以提升信号采集系统的通用性，提升动态性能。

第二方面，本申请实施例提供一种双通道TIADC的时延失配补偿装置，所述装置包括：

获取模块，用于获取双通道TIADC的输出信号，所述输出信号中包括两个通道的数据序列；

确定模块，用于根据双通道TIADC的时延失配系数确定所述两个通道的补偿分配值；

处理模块，用于将所述双通道TIADC的输出信号作为待补偿信号，基于所述两个通道的补偿分配值确定所述待补偿信号的失配误差序列；

所述处理模块，还用于根据所述失配误差序列分别对所述待补偿信号的两个通道的数据序列进行补偿，以使所述两个通道相互匹配。

通过上述装置可以执行前述第一方面提供的方法，在对双通道TIADC的输出信号的两个通道都进行补偿后，得到的无杂散动态范围(spurious-free dynamic range，SFDR)会更大，补偿后的动态性能更佳。

第三方面，本申请实施例提供一种电子设备，包括：

存储器；

处理器；

所述存储器上存储有所述处理器可执行的计算机程序，所述计算机程序被所述处理器执行时执行前述第一方面所述的方法。

第四方面，本申请实施例提供一种存储介质，所述存储介质上存储有计算机程序，所述计算机程序被处理器执行时执行前述第一方面所述的方法。

附图说明

为了更清楚地说明本申请实施例的技术方案，下面将对本申请实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，应当理解，以下附图仅示出了本申请的某些实施例，因此不应被看作是对范围的限定，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他相关的附图。

图1为本申请实施例提供的一种双通道TIADC的时延失配补偿方法的流程图。

图2为本申请实施例提供的一种在时域、频域上的补偿结构的示意图。

图3为本申请实施例提供的一个实例中对一个单音正弦信号进行补偿前、后的频谱对比示意图。

图4为本申请实施例提供的一个实例中对另一个单音正弦信号进行补偿前、后的频谱对比示意图。

图5为本申请实施例提供的一个实例中对多音正弦信号进行补偿前、后的频谱对比示意图。

图6为本申请实施例提供的一个实例中对四个奈奎斯特带宽下的多个输入信号进行补偿统计得到的仿真对比示意图。

图7为本申请实施例提供的一种双通道TIADC的时延失配补偿装置的功能模块框图。

图8为本申请实施例提供的一种电子设备的结构框图。

具体实施方式

下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行描述。

在本申请实施例中，将以SFDR(spurious-free dynamic range，无杂散动态范围)作为衡量系统性能的指标，在通信系统中，SFDR也是一个重要的参数。SFDR通常以dBc(相对于载波而言)或dBFS(相对于模数转换器ADC的满量程范围)表示，在采用dBc的地方原则上也可以用dB代替。

发明人经过研究发现，如果采用现有技术中的方案：以双通道的其中一个通道作为参考通道，对另一个通道进行补偿从而使其与参考通道匹配的方式，经过研究后推导的表达式得知，补偿后的残留失配误差为二阶项(即，下文中r的二阶项)，而通过本申请实施例的方案对两个通道都进行补偿，从而使得两个通道相互匹配的方式，可以使得补偿后的残留失配误差为三阶项(即，下文中r的三阶项)，因此，通过本申请实施例的方式进行补偿后可以得到更大的无杂散动态范围(SFDR)。经过大量的资料查阅并未发现以往的研究中提及过这种性能上的改善。

此外，本申请实施例中还分析了在高奈奎斯特频带中的带通(BP)信号作为TIADC输入的情况，即欠采样TIADC下，通过本申请实施例的方案进行补偿后的良好表现。其中，TIADC(time-interleaved analog-to-digital converter)是时间交错模数转换器的简称。

为了便于理解，下面将先介绍本申请实施例的实施原理，再介绍基于这些原理所提供的方法、装置、电子设备、存储介质。

本申请实施例的实施原理包括：

以x_a(t)表示模拟信号，对该x_a(t)在理想采样条件下获得的离散时间基带信号记为x_b[n]＝x_a(nT_s)。其中，T_s是采样周期，f_s＝1/T_s是采样频率。对x_a(t)进行傅里叶变换的频率变量表示为Ω，对x_b[n]的傅里叶变换的频率变量表示为ω。Ω和ω(ω为正值)之间的关系表示为式(1)。

其中，

是向上取整运算符，

是向下取整运算符，K表示x_a(t)的频率所在的奈奎斯特带宽。

假设TIADC中的采样时刻为t_n＝nT_s+r_nT_s，其中，r_nT_s是实际采样与理想采样nT_s之间的偏差，r_n是第n个采样时刻的偏差与采样周期T_s的相对值。对于双通道TIADC，满足：r_n＝r_n+2。由于本申请实施例仅考虑补偿，因此可以假定r_n是已知的。双通道TIADC的输出信号在时域上记为y[n]，其离散时间傅里叶变换(DTFT)可以写为式(2)。

在式(2)中，Y(e^jω)是双通道TIADC的输出信号的频域表达式，X_b(e^jω)是离散时间基带信号x_b[n]的离散时间傅里叶变换(DTFT)表达式，α_k(e^jω)是加权系数。

加权系数α_k(e^jω)的表达式写为式(3)。

在式(3)中，H(e^jω)表示第K个奈奎斯特带下的数字微分器的频率响应，具体展开为式(4)。

在式(4)中，H_d(e^jω)＝jω,ω∈(-π,π)，H_d(e^jω)是第一个奈奎斯特带(K＝1)的数字微分器的频率响应，H_h(e^jω)＝-jsgn(ω),ω∈(-π,0)∪(0,π)，H_h(e^jω)是希尔伯特滤波器的频率响应。

对于式(3)中α_k(e^jω)的指数项

可以通过泰勒级数展开式近似得到，见式(5)。

当式(5)中的泰勒级数的阶数P足够大时，

可以精确近似表示为多项式之和的形式。将式(5)带入式(2)中，可以转化得到式(6)的表达式形式。

Y(e^jω)＝V₀(e^jω)X_b(e^jω)+V₁(e^jω)X_b(e^j(ω-π)) (6)

在本申请实施例中，TIADC的输出信号的信号序列可以由失真函数V₀(e^jω)和杂散函数V₁(e^jω)代替，失真函数V₀(e^jω)的表达式为式(7a)，杂散函数V₁(e^jω)的表达式为式(7b)。

式(7a)和式(7b)中，P是阶数，r₀与r₁之间的差值为双通道TIADC的时延失配系数r。

为了完整地从双通道TIADC的输出信号y[n]或Y(e^jω)中重建输入信号，需要设计出性能更好的补偿结构对双通道TIADC的输出信号进行补偿处理。通过本申请实施例的下述方法进行补偿后，可以减小杂散函数V₁(e^jω)的值，将杂散函数V₁(e^jω)逼近于0，从而尽可能将杂散函数项V₁(e^jω)X_b(e^j(ω-π))消除，以此对双通道TIADC的输出信号y[n]或Y(e^jω)实现更好的净化补偿，有利于重建出更逼近于原始输入信号的结果，提升整个信号采集系统的性能。在实际应用中，在抑制整个系统的谐波时可以允许线性失真的存在。

下面将对比分析基于现有技术、本申请实施例的思想分别对待补偿信号进行补偿后得到的无杂散动态范围SFDR。为便于对比，以现有技术的原理计算的相关表达式中以字符A进行标记，以本申请的原理计算的相关表达式中以字符B进行标记。

其中，对于失真函数V₀(e^jω)和杂散函数V₁(e^jω)中的r₀、r₁，r₀、r₁之间的差值为双通道TIADC的时延失配系数r。

如果以现有技术中的以一个通道作为参考通道，对另一个通道进行补偿使其与参考通道匹配的方式，实际上是将r₀设为0，r₁设为差值r(即，双通道TIADC的时延失配系数r)。

而在本申请实施例中，由于是对两个通道都进行补偿，因此r₀、r₁均不为0。

作为一种实现方式，r₀的绝对值与r₁的绝对值相加的和是双通道TIADC的时延失配系数r，且r₀、r₁均不为0。例如，可以取双通道TIADC的时延失配系数的一半作为两个通道的补偿分配值从而计算用于对两个通道进行补偿的误差序列，分别对两个通道进行补偿。在这一思想下，r₀、r₁也可以为其他值，例如可以设置r₀＝-0.3r，r₁＝0.7r，也可以设置r₀＝-0.6r，r₁＝0.4r等。

为便于描述，在后文计算过程中，将取双通道TIADC的时延失配系数的一半作为两个通道的补偿分配值进行说明。

在本申请实施例中，已知|r₀-r₁|＝r，假设r₀＝-0.5r，r₁＝0.5r，将r₀、r₁代入式(7a)和式(7b)，并得到的结果代入式(6)以对式(6)进行改写，可以计算得到式(8)。

在本申请实施例中，通过将待补偿信号Y(e^jω)乘以rH(e^jω)/2，并进行频率移动(移动半个周期π)后，计算出失配误差的近似值E^B(e^jω)，E^B(e^jω)的计算表达式见式(9)。以此可以得到能够用于对两个通道都进行补偿的失配误差序列

其中，高阶项(r的阶数大于4的项)可以忽略，根据失配误差的近似值E^B(e^jω)对待补偿信号Y^B(e^jω)进行补偿后，得到的信号记为Y_c ^B(e^jω)，见式(10)。

式(10)中，由于r₀＝-0.5r，r₁＝0.5r，因此可以得到式(11)和式(12)的关系表达式。

对于实际频率为Ω₀的模拟输入正弦波，根据式(1)的频率转换关系得到对应的ω₀，在频谱中，π-ω₀＞0和ω₀-π＜0的位置会出现失配谐波。由于DTFT对于真实信号是共轭对称的，因此存在：

由于本申请实施例中采用SFDR作为衡量系统性能的指标，以SFDR反映动态性能，当实际应用中的ω为ω₀时，SFDR的表达式可以写为式(13)。

通过本申请实施例的方法进行补偿后的SFDR理论值为式(14)的计算结果。

作为对比说明，如果采用现有技术的做法：即，假设r₀＝0，r₁＝r，则对式(6)改写得到的结果为式(15)。

现有技术中构建的用于补偿的失配误差为

见式(16)。

利用现有方法的原理进行补偿后的SFDR理论值近似表示为式(17)的计算结果。

通过对比式(14)和式(17)可以证明，通过现有技术的补偿方式进行补偿后，剩余的残留失配误差为二阶r²，而通过本申请实施例的实施原理对待补偿信号进行补偿后，剩余的残留失配误差为三阶r³，因此，通过本申请实施例的思想有利于大幅度提升无杂散动态范围(SFDR)。

其中，在上述原理分析过程中，相同参数的含义可以相互参照，不再重复定义。

下面将结合前述的原理分析给出本申请实施例提供的一种双通道TIADC的时延失配补偿方法。

请参阅图1，图1为本申请实施例提供的一种双通道TIADC的时延失配补偿方法的流程图。

其中，由于可以通过傅里叶变换将时域信号变换为频域信号，也可以通过傅里叶逆变换将频域信号变换为时域信号。为了减少实际应用中的数据变换次数，可以从时域上实现本申请的双通道TIADC的时延失配补偿方法，而为了便于理解，可以从频域上进行原理分析。不论是以时域还是以频域实现，还是时域和频域组合实现，都可以认为是包含在本申请的保护范围内。

如图1所示，该方法包括步骤S11-S14。

S11：获取双通道TIADC的输出信号，输出信号中包括两个通道的数据序列。

在一个应用场景下，双通道TIADC的输出信号可以是信号流。该信号流中携带两个通道的信号。在该信号流中，两个通道的数据是交替的。例如，在采集时刻为1、3、5等时刻对应的数据作为通道一的数据，采集时刻为2、4、6等时刻对应的数据作为通道二的数据。

S12：根据双通道TIADC的时延失配系数确定两个通道的补偿分配值。

在本申请实施例的后续描述中，以r表示双通道TIADC的时延失配系数。该r是一个差值，与待补偿信号本身无关，但与输出该待补偿信号的原始双通道TIADC的系统性能有关。在本申请实施例中，时延失配系数r可视为先验值。

基于该时延失配系数可以设置两个通道的补偿分配值。

其中，对于两个通道的补偿分配值的设置条件是：两个通道的两个补偿分配值的绝对值之和等于时延失配系数r，且每个补偿分配值都不为0，即，|r₀|+|r₁|＝r,且r₀≠0，r₁≠0。

例如，两个通道的补偿分配值均可以为时延失配系数的一半。

S13：将双通道TIADC的输出信号作为待补偿信号，基于两个通道的补偿分配值确定待补偿信号的失配误差序列。

作为S13的一种实现方式，基于两个通道的补偿分配值确定待补偿信号的失配误差序列，包括步骤S131-S132。

S131：根据待补偿信号的奈奎斯特带宽对待补偿信号进行滤波处理，得到第一信号。

S132：根据补偿分配值以及待补偿信号的采样时间，对第一信号进行调制，得到失配误差序列。

通过上述S13的该种实现方式，由于是基于待补偿信号的奈奎斯特带宽对待补偿信号进行针对性的滤波处理，而不是以固定的频率位置进行滤波，能够更好地确定出一些信号中与奈奎斯特带宽相关的噪声、谐波失真信号。在此基础上，若两个通道的补偿分配值均为结合时延失配系数的一半，结合时延失配系数的一半以及待补偿信号中各个采样点的采样时间，可以分别为待补偿信号的两个通道针对性地计算各自的失配误差，得到适用于该待补偿信号的失配误差序列，从而有利于对待补偿信号进行更好的净化补偿。

其中，上述S131-S132的实现方式，具体可以通过图2所示的时域补偿结构的逻辑实现。下面将结合图2对上述S13进行详细介绍。其中，图2中的h_h[n]表示希尔伯特滤波器的脉冲响应，h_d[n]表示微分滤波器的脉冲响应，y[n]是待补偿信号的时域表现形式。

作为上述S131的一种实现方式，S131可以包括子步骤S1311-S1314。

S1311：根据待补偿信号的奈奎斯特带宽确定第一滤波因子。

第一滤波因子为：

其中，K用于表示待补偿信号的频率所在的奈奎斯特带宽，K与待补偿信号的信号本身有关。

是向下取整运算符。基于该第一滤波因子，由于第一滤波因子与K有关，在以高奈奎斯特频带中的带通(BP)信号作为双通道TIADC的输入信号的情况下，即欠采样TIADC情况下，本申请实施例的补偿方案将具有良好表现，可以提升整体信号采集系统在欠采样TIADC情况下的动态性能。

S1312：将待补偿信号输入到希尔伯特滤波器进行滤波处理，并将希尔伯特滤波器输出的结果与第一滤波因子输入至乘法器中进行运算，得到第一滤波数据。

S1313：将待补偿信号输入到微分滤波器中进行滤波处理，得到第二滤波数据。

S1314：将第一滤波数据与第二滤波数据输入至加法器中进行运算，得到第一信号。

通过上述实现方式，可以针对不同的信号采样情况，确定出信号中与奈奎斯特带宽相关的噪声、谐波失真信号，有利于适用更多的采样场景。

在通过S1311-S1314得到第一信号后，可以执行前述的S132，例如可以将第一信号乘以相应通道的补偿分配值，并乘以(-1)ⁿ从而实现对于第一信号的调制，以此得到失配误差序列

其中(-1)ⁿ中的n与待补偿信号中各个采样点的采样时间有关。

其中，在S131-S132的时域实现方式得到失配误差序列后，可执行S14。

作为上述S13在频域上的一种实现方式，上述S13可以包括步骤S133-S134。

S133：在待补偿信号是频域信号时，将待补偿信号乘以第二滤波因子，得到第二信号，第二滤波因子是根据补偿分配值确定的。

在两个通道的补偿分配值不同时，第二滤波因子有两个，两个第二滤波因子分别用于对两个通道进行处理。

在两个通道的补偿分配值均为时延失配系数的一半时，第二滤波因子可以表示为：rH(e^jω)/2。

在该第二滤波因子中，r表示时延失配系数，H(e^jω)表示在第K个奈奎斯特带下的数字微分器的频率响应。

由于H(e^jω)是与K有关的，因此能够对位于不同的奈奎斯特频带的窄带输入信号(待补偿信号)进行针对性地滤波，而不是基于固定频率位置进行滤波，在以高奈奎斯特频带中的带通(BP)信号作为双通道TIADC的输入信号的情况下，可以提升整体信号采集系统在欠采样TIADC情况下的动态性能。以此可以提升信号采集系统的通用性，提升动态性能。

在得到第二信号后，执行S134。

S134：将第二信号频移半个周期，得到失配误差序列。

其中，可以用π表示半个周期。

通过上述S133-S134的实现方式提供了一种从频域角度确定失配误差序列的方式，S133-S134的实施原理对应前述的式(9)。

在以S13的任一实现方式得到失配误差序列后，可以执行S14。

S14：根据失配误差序列分别对待补偿信号的两个通道的数据序列进行补偿，以使两个通道相互匹配。

作为一种实现方式，可以从待补偿信号的两个通道的数据序列中减去失配误差序列，以使两个通道相互匹配。

在一个实例中，可以将待补偿信号(包括两个通道的数据序列)和失配误差序列输入到加法器(或减法器中)进行运算，从而将待补偿信号中两个通道的失配误差去除，以实现对待补偿信号的净化补偿，有利于重建出双通道TIADC的输入信号。

其中，在图2中，在时域上对待补偿信号进行补偿后得到的信号记为

在频域上对待补偿信号进行补偿后得到的信号记为

通过本申请的上述S11-S14的方法对双通道TIADC的输出信号的两个通道都进行补偿后，得到的无杂散动态范围(spurious-free dynamic range，SFDR)会更大，补偿后的动态性能更好。此外，当两个通道的补偿分配值均为时延失配系数的一半时，两个通道都是基于时延失配系数的一半确定出的失配误差，以此得到的失配误差可以更逼近于待补偿信号的杂散函数项，从而能够对待补偿信号进行更好的净化补偿，可以更好地重建出双通道TIADC的输入信号，提升整个信号采集系统的动态性能。

下面将结合图3-图5对比双通道TIADC的输出信号在补偿前、在通过现有技术的原理补偿后、在通过本申请提供的方法进行补偿后分别输出的结果。在图3、图4、图5中的任一频谱图中，横坐标是归一化频率(单位是Ω₀T_S)，纵坐标是幅度(单位是dB)，通过幅度可以反映SFDR(单位是dBc)。

在一个实例中，在以本申请提供的方法对双通道TIADC的输出信号进行补偿时，将滤波器参数设置为：微分滤波器阶数为60，微分滤波器的截止频率为0.45f_s，希尔伯特滤波器阶数为90，希尔伯特滤波器的低截止频率为0.05f_s，希尔伯特滤波器的高截止频率为0.45f_s，f_s是采样频率。

基于上述滤波器参数的设置条件，在以第一奈奎斯特带宽的单音正弦信号作为输入信号的情况下(该输入信号的载波频率为Ω₀＝0.2206f_s，时延失配系数为r＝0.03)，得到的补偿前后的输出频谱请参阅图3。其中，对于图3中的三幅子图：a1、a2、a3，分别表示在补偿前、在通过现有技术的原理补偿后、在通过本申请实施例提供的方法进行补偿后的结果。

如图3所示，在未进行补偿时，SFDR是33.64dBc，在利用现有方法补偿后，SFDR达到65.23dBc，相较于补偿前的提升幅度较小，而通过本申请实施例提供的方法进行补偿后，SFDR达到113.56dBc，相较于现有技术SFDR提升了将近50dBc，即，具有更高的无杂散动态范围，改良了动态性能。

在以第二奈奎斯特带宽的单音正弦信号作为输入信号的情况下(该输入信号的载波频率为Ω₀＝0.6648f_s，时延失配系数为r＝0.03，且此时的滤波器参数与第一奈奎斯特带的正弦信号作为输入时相同)，得到的补偿前后的输出频谱请参阅图4。其中，对于图4中的三幅子图：b1、b2、b3，分别表示在补偿前、在通过现有技术的原理补偿后、在通过本申请实施例提供的方法进行补偿后的结果。

如图4所示，在以第二奈奎斯特带的单音正弦信号作为输入信号的情况下，在未进行补偿时，SFDR是24.05dBc，在利用现有方法补偿后，SFDR达到46.1dBc，通过本申请实施例提供的方法进行补偿后，SFDR达到81.62dBc，相较于现有技术的补偿效果，SFDR提升了将近36dBc，即，具有更高的无杂散动态范围，改良了动态性能。

在以第三奈奎斯特带宽的多音正弦信号作为输入信号的情况下(该多音正弦信号的载波频率包括：Ω₀＝1.0499f_s，Ω₀＝1.1109f_s，Ω₀＝1.3703f_s，时延失配系数为r＝0.03，且此时的滤波器参数与第一奈奎斯特带的正弦信号作为输入时相同)，得到的补偿前后的输出频谱请参阅图5。其中，对于图5中的三幅子图：c1、c2、c3，分别表示在补偿前、在通过现有技术的原理补偿后、在通过本申请实施例提供的方法进行补偿后的结果。

如图5所示，在以第三奈奎斯特带中加入由三个正弦波组成的多音信号，且以得到该三个正弦波组成的多音正弦信号作为输入信号的情况下，在未进行补偿时，SFDR是17dBc，在利用现有方法补偿后，SFDR达到37dBc，通过本申请实施例提供的方法进行补偿后，SFDR达到63dBc，相较于现有技术的补偿效果，SFDR提升了26dBc，即，具有更高的无杂散动态范围，改良了动态性能。

结合图3-图5对应的示例可以证明，结合本申请实施例中的原理，利用本申请实施例提供对双通道TIADC的输出信号进行补偿后，能够明显提升SFDR(无杂散动态范围)，具有较好的动态性能，且针对不同奈奎斯特带宽下的输入信号都有较好的补偿效果，不论是对于单音信号还是多音信号都可以进行时延补偿，提升SFDR。

在另一个实例中，当分别对400个输入信号进行补偿后，对该400个信号统计得到的SFDR结果请参阅图6。其中，该400个输入信号的输入频率覆盖了前四个奈奎斯特带宽(该四个奈奎斯特带宽对应图6中的0～2.00的归一化频率)，时延失配系数r＝0.1。

在图6中包括两个子图：a、b，该两个子图分别表示利用现有方法进行补偿、利用本申请实施例提供的方法进行补偿的SFDR统计结果。

如图6所示，在每个奈奎斯特带宽下，仿真值和理论值所计算得到的曲线较为吻合。在第一个奈奎斯特带宽下，以现有方法补偿后的SFDR大多处于40～60dBc，而通过本申请实施例提供的方法进行补偿后SFDR大于60dBc。在第二个奈奎斯特带宽下，以现有方法补偿后的SFDR处于20～30dBc，而通过本申请实施例提供的方法进行补偿后SFDR大于30dBc。在第三、第四个奈奎斯特带宽下，也可证明SFDR的提升。

结合图6的示例可以证明，本申请实施例中的原理和方法对大部分的输入信号都有良好表现，在前四个奈奎斯特带宽中的每个奈奎斯特带宽下的SFDR都得到了提升，通用性较强。

虽然由于在实际应用中设计微分滤波器和希尔伯特滤波器需要预留一定范围的过渡带，模拟信号在f_s/2的整数倍附近会存在恶化现象(对应图6中出现SFDR突变的位置)，导致仿真结果偏离理论曲线。但是通过增加滤波器的阶数并减小过渡带的宽度(即，调整滤波器的阶数和截止频率)，是可以在一定程度上抑制这种恶化现象的。由于在本例中的滤波器参数设置条件下，每个奈奎斯特带宽中的过渡带占整个奈奎斯特带宽中的比例很小，因此即使在实际应用中始终存在过渡带也是可以接受的。

综上所述，结合本申请实施例中的原理，通过本申请实施例提供的方法对双通道TIADC的输出信号进行补偿，可以提升无杂散动态范围(SFDR)，可以得到更大的动态性能。

基于同一发明构思，请参阅图7，本申请实施例还提供一种双通道TIADC的时延失配补偿装置200，该装置包括：获取模块210、确定模块220、处理模块230。

获取模块210，用于获取双通道TIADC的输出信号，输出信号中包括两个通道的数据序列。

确定模块220，用于根据双通道TIADC的时延失配系数确定两个通道的补偿分配值。

处理模块230，用于将双通道TIADC的输出信号作为待补偿信号，基于两个通道的补偿分配值确定待补偿信号的失配误差序列。

处理模块230，还用于根据失配误差序列分别对待补偿信号的两个通道的数据序列进行补偿，以使两个通道相互匹配。

通过该装置可以执行前述的双通道TIADC的时延失配补偿方法，在对双通道TIADC的输出信号的两个通道都进行补偿后，得到的无杂散动态范围(spurious-free dynamicrange，SFDR)会更大，补偿后的动态性能更佳。

可选地，两个通道的补偿分配值均为时延失配系数的一半。

可选地，处理模块230还可用于：根据待补偿信号的奈奎斯特带宽对待补偿信号进行滤波处理，得到第一信号；根据补偿分配值以及待补偿信号的采样时间，对第一信号进行调制，得到失配误差序列。

可选地，处理模块230还可用于：根据待补偿信号的奈奎斯特带宽确定第一滤波因子；将待补偿信号输入到希尔伯特滤波器进行滤波处理，并将希尔伯特滤波器输出的结果与第一滤波因子输入至乘法器中进行运算，得到第一滤波数据；将待补偿信号输入到微分滤波器中进行滤波处理，得到第二滤波数据；将第一滤波数据与第二滤波数据输入至加法器中进行运算，得到第一信号。

可选地，处理模块230还可用于：在待补偿信号是频域信号时，将待补偿信号乘以第二滤波因子，得到第二信号，第二滤波因子是根据补偿分配值确定的；将第二信号频移半个周期，得到失配误差序列。

关于本申请实施例提供的双通道TIADC的时延失配补偿装置200的其他细节，请参考前述双通道TIADC的时延失配补偿方法中的相关描述，在此不再赘述。

基于同一发明构思，请参阅图8，本申请实施例还提供一种电子设备，该电子设备具有运算处理能力，可用于执行前述的方法。该电子设备可以是一种补偿器、信号处理设备。

如图8所示，该电子设备包括：存储器310、处理器320、通信单元330。存储器310、处理器320、通信单元330之间通过通讯总线直接或间接连接，以实现数据交互。通信单元330用于实现该电子设备的内部组件之间的直接或间接连接。

存储器310是一种存储介质，可以是高速RAM存储器，也可以是非易失性存储器(non-volatile memory)，例如至少一个磁盘存储器。存储器310可用于存储本申请实施例提供的方法对应的计算机程序。

处理器320具有运算处理能力，可以是中央处理器(Central Processing Unit，CPU)、数字信号处理器、现场可编辑门阵列或分立器件搭建的专用处理器。处理器320可以实现本申请实施例提供的方法、步骤及逻辑框图。

当存储器310上存储的计算机程序被处理器320运行时，可以实现本申请实施例提供的方法。

可以理解的是，图8所示的结构仅作为示意，具体应用时，电子设备还可以有更多的组件，或具有与图8所示所不同的配置方式。例如，该电子设备还可以包括显示单元，用于显示信号的一些参数、波形、频谱等。

除了上述实施例以外，本申请实施例还提供一种存储介质，该存储介质上存储有计算机程序，该计算机程序被处理器执行时执行前述的方法。

存储介质包括：U盘、移动硬盘、存储器、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。

在本申请所提供的实施例中，应该理解到，所揭露装置和方法，可以通过其它的方式实现。以上所描述的装置实施例仅仅是示意性的，例如，单元的划分，仅仅为一种逻辑功能划分，实际实现时可以有另外的划分方式，又例如，多个单元或组件可以结合或者可以集成到另一个系统，或一些特征可以忽略，或不执行。另一点，所显示或讨论的相互之间的连接可以是通过一些通信接口，装置或单元的间接耦合或通信连接，可以是电性，机械或其它的形式。

另外，作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部单元来实现本实施例方案的目的。

再者，在本申请各个实施例中的各功能模块可以集成在一起形成一个独立的部分，也可以是各个模块单独存在，也可以两个或两个以上模块集成形成一个独立的部分。

在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。

以上仅为本申请的实施例而已，并不用于限制本申请的保护范围，对于本领域的技术人员来说，本申请可以有各种更改和变化。凡在本申请的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本申请的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种双通道TIADC的时延失配补偿方法，其特征在于，所述方法包括：

获取双通道TIADC的输出信号，所述输出信号中包括两个通道的数据序列；

根据双通道TIADC的时延失配系数确定所述两个通道的补偿分配值；

将所述双通道TIADC的输出信号作为待补偿信号，基于所述两个通道的补偿分配值确定所述待补偿信号的失配误差序列；

根据所述失配误差序列分别对所述待补偿信号的两个通道的数据序列进行补偿，以使所述两个通道相互匹配。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述两个通道的补偿分配值均为所述时延失配系数的一半。

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述基于所述两个通道的补偿分配值确定所述待补偿信号的失配误差序列，包括：

根据所述待补偿信号的奈奎斯特带宽对所述待补偿信号进行滤波处理，得到第一信号；

根据所述补偿分配值以及所述待补偿信号的采样时间，对所述第一信号进行调制，得到所述失配误差序列。

4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，所述根据所述待补偿信号的奈奎斯特带宽对所述待补偿信号进行滤波处理，得到第一信号，包括：

根据所述待补偿信号的奈奎斯特带宽确定第一滤波因子；

将所述待补偿信号输入到希尔伯特滤波器进行滤波处理，并将所述希尔伯特滤波器输出的结果与所述第一滤波因子输入至乘法器中进行运算，得到第一滤波数据；

将所述待补偿信号输入到微分滤波器中进行滤波处理，得到第二滤波数据；

将所述第一滤波数据与所述第二滤波数据输入至加法器中进行运算，得到所述第一信号。

5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，

所述第一滤波因子为：

其中，所述K用于表示所述待补偿信号的频率所在的奈奎斯特带宽，

是向下取整运算符。

6.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述基于所述两个通道的补偿分配值确定所述待补偿信号的失配误差序列，包括：

在所述待补偿信号是频域信号时，将所述待补偿信号乘以第二滤波因子，得到第二信号，所述第二滤波因子是根据所述补偿分配值确定的；

将所述第二信号频移半个周期，得到所述失配误差序列。

7.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，

所述第二滤波因子为：rH(e^jω)/2；

其中，所述r表示时延失配系数，所述H(e^jω)表示在第K个奈奎斯特带下的数字微分器的频率响应，K用于表示所述待补偿信号的频率所在的奈奎斯特带宽。

8.一种双通道TIADC的时延失配补偿装置，其特征在于，所述装置包括：

获取模块，用于获取双通道TIADC的输出信号，所述输出信号中包括两个通道的数据序列；

确定模块，用于根据双通道TIADC的时延失配系数确定所述两个通道的补偿分配值；

处理模块，用于将所述双通道TIADC的输出信号作为待补偿信号，基于所述两个通道的补偿分配值确定所述待补偿信号的失配误差序列；

所述处理模块，还用于根据所述失配误差序列分别对所述待补偿信号的两个通道的数据序列进行补偿，以使所述两个通道相互匹配。

9.一种电子设备，其特征在于，包括：

存储器；

处理器；

所述存储器上存储有所述处理器可执行的计算机程序，所述计算机程序被所述处理器执行时执行权利要求1-7任一项所述的方法。

10.一种存储介质，其特征在于，所述存储介质上存储有计算机程序，所述计算机程序被处理器执行时执行权利要求1-7任一项所述的方法。

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