CN106605365B - 光接收器、光终端装置以及光通信系统 - Google Patents

Abstract

光接收器具备：APD(1)，其将输入光信号转换为电流信号；TIA(21)，其将来自APD(1)的电流信号转换为电压信号；LIA(31)，其将来自TIA(21)的电压信号进行波形整形并输出；AOC(23)，其具有时间常数切换功能，自动补偿来自TIA(21)的差动输出间的失调电压；收敛状态检测电路(25)，其在检测出AOC(23)中的自动补偿的收敛完成后，向AOC(23)输出用于从高速时间常数切换至低速时间常数的时间常数切换控制信号。

Description

光接收器、光终端装置以及光通信系统

技术领域

本发明涉及一种接收光信号的光接收器、具备该光接收器的光终端装置以及具备该光终端装置的光通信系统。

背景技术

近年来，用于向各家庭提供多媒体服务(Multimedia Service)的接入类网络(Access Network)中，被称为PON(Passive Optical Network：无源光网络)系统的点对多点(Point to Multi-point)接入类光通信系统被广泛使用，这种PON系统通过利用光纤的公用网络实现。

PON系统由1台OLT(Optical Line Terminal：光加入者线终端装置)和ONU(Optical Network Unit：光网络装置)构成，所述OLT即站侧装置的光终端装置，所述ONU是经由光星形耦合器(Star Coupler)连接的多个加入者侧终端装置。

OLT从各ONU接收的光信号的光接收电平依赖于光信号发送源的ONU与OLT之间的距离，但ONU与OLT之间的距离对所有的ONU而言并非相同。因此，OLT所使用的光接收器需要具备使不同光接受电平的数据包稳定再生的宽动态范围(Wide Dynamic Range)特性。要实现宽动态范围特性，搭载于光接收器的前置放大器通常具备AGC(Automatic GainControl：自动增益控制)电路。

并且，PON系统中，某ONU在发送数据包的期间，其他ONU无法发送数据包，为提高传输效率，必须缩短数据包之间的时间。在从ONU发送的数据包的开头，存储有被称为前同步码(Preamble)的特定比特，前同步码用于进行同步。为提高传输效率，必须使用短的前同步码进行同步后再接收后续的有效载荷(Payload)，因此要求具备前置放大器的AGC电路具有高速突发接收特性，能使用短的前同步码高速完成AGC收敛。

然而，在高速突发接收特性的同时，还要求包含前置放大器的光接收器具有高度的同码连续容忍性，即使在输入相同码(identical code)的连续比特时，也能稳定接收。通常高速突发接收特性和同码连续容忍性具有折衷的关系，很难兼顾。

此外，在OLT光接收器中，有的还具备AOC(Auto-Offset Control：自动失调电压调整或自动失调补偿)电路，对输入的突发信号或内部差动放大电路的差动输出信号之间的失调电压进行补偿。AOC电路与AGC电路同样，需要具备高速突发接收特性和同码连续容忍性这两者。即，OLT的光接收器中的AOC电路、AGC电路等电压控制电路需要具备高速突发接收特性和同码连续容忍性这两者。

因此，在下述专利文献1和下述专利文献2中，公开了切换时间常数的控制方式。下述专利文献1中，放大电路具备：AOC电路，其根据由通过时间常数控制信号进行可变控制的时间常数进行检测和保持的失调电压，对输入的突发信号的失调电压进行补偿并输出；脉冲检测电路，其根据突发信号检测有无脉冲并输出脉冲检测信号；时间常数控制电路，其将时间常数控制信号向AOC电路输出，所述时间常数控制信号根据脉冲检测信号，减小即缩短脉冲检出区间的时间常数，增大即延长脉冲未检出区间的时间常数。放大电路具备例如连接在前置放大器的后级、放大和限制突发信号使其达到固定振幅的LIA(LimitingAmplifier：振幅限制放大器)。

例如，当输入至LIA的差动信号间发生失调时，由于是在突发信号上施加有失调电压的状态下进行放大和限制，因此失调电压会以波形变形的方式影响LIA的输出突发信号，使波形品质恶化。因此，如下述专利文献1所记载，通常，放大电路具备AOC电路，为兼顾高速突发接收特性和同码连续容忍性，运用了时间常数切换方式。下述专利文献1所记载的放大电路会检测有无脉冲，在脉冲检出区间，以使时间常数较小的方式进行控制，可在短时间内输出波形稳定的输出突发信号，而在脉冲未检出区间，则以使时间常数较大的方式进行控制，即使在连续输入同码比特的区间，也能抑制AOC电路的控制信号的变动。

此外，在下述专利文献2中，在放大电路中使用了与下述专利文献1相同的时间常数切换方式，当存在从LIA输出的电压信号时，将AOC电路的时间常数设定为较小的值，提高反馈补偿的初期响应速度。而当没有从LIA输出的电压信号时，增大时间常数，从而即使在连续接收到同码比特时，也能抑制信号的基线变动，增大眼图开口(eye aperture)，提高稳定度。在下述专利文献1中，通过使用脉冲检测电路实现了时间常数控制，而在下述专利文献2中，使用对从LIA输出的电压信号进行检测的信号检测器(SD：Signal Detector)，实现了时间常数控制。

[现有技术文献]

[专利文献]

[专利文献1]日本专利特开2009-246535号公报

[专利文献2]日本专利特开2010-178256号公报

发明内容

[发明所要解决的技术问题]

然而，根据上述现有技术，光接收器可能因为误动作而导致时间常数的切换时间发生偏移。这里说的误动作是指，光接收器中将电压控制电路的时间常数从较小的时间常数向较大的时间常数的切换定时没有在相对于电压控制电路的控制动作而言适当的定时进行。例如，在以较小的时间常数开始电压控制电路的控制动作后，在该控制动作收敛前进行向较大的时间常数的切换时，时间常数较小的电压控制电路的控制就可能无法发挥期望的性能。因此存在如下问题：当时间常数的切换没有在相对于电压控制电路的控制动作而言适当的定时进行时，电压控制电路的控制就不够充分，作为控制后的信号输出的接收波形中会残留波形变形，无法再生正确的接收波形。

本发明鉴于上述问题而完成，目的在于获得一种能够抑制接收波形中的波形变形的光接收器、光终端装置以及光通信系统。

[解决技术问题所采用的技术方案]

为解决上述课题，达成目的，本发明所述的光接收器具备：光电流转换元件，其将输入光信号转换为电流信号；放大器，其将从光电流转换元件输出的电流信号转换为电压信号；以及电压控制电路，其具有时间常数切换功能，生成用于控制电压信号的输出信号。此外，该光接收器具备检测电路，该检测电路在根据输出信号检测出电压控制电路的收敛完成后，将时间常数切换控制信号输出至电压控制电路，所述时间常数切换控制信号用于将电压控制电路的时间常数从第1时间常数向大于第1时间常数的第2时间常数切换。

[发明效果]

本发明所述的光接收器、光终端装置以及光通信系统具有能够抑制接收波形的波形变形的效果。

附图说明

图1是表示以往的光接收器的电路构造的示例框图。

图2是表示以往的光接收器的数据包输入时的动作的时序图。

图3是表示以往的光接收器的数据包输入时的动作的时序图。

图4是表示实施方式1的光接收器的电路构造的示例的框图。

图5是用于说明实施方式1中光接收器的时间常数切换动作的时序图。

图6是表示实施方式1中AOC的构造例的图。

图7是表示实施方式1中收敛状态检测电路的电路构造的示例的框图。

图8是用于说明实施方式1中收敛状态检测电路的各构造的动作的时序图。

图9是表示实施方式2的光接收器的电路构造的示例的框图。

图10是用于说明实施方式2中光接收器的时间常数切换动作的时序图。

图11是用于说明实施方式2中收敛状态检测电路的各构造的动作的时序图。

图12是表示实施方式3的光接收器的电路构造的示例的框图。

图13是表示实施方式3中收敛状态检测电路的电路构造的示例的框图。

图14是用于说明实施方式3中收敛状态检测电路的动作的时序图。

图15是表示实施方式4的光接收器的电路构造的示例的框图。

图16是用于说明实施方式4中光接收器的时间常数切换动作的时序图。

图17是表示实施方式4中收敛状态检测电路的电路构造的示例的框图。

图18是用于说明AOC的收敛完成时刻早于AGC的收敛完成时刻时的收敛状态检测电路的动作的时序图。

图19是用于说明AOC的收敛完成时刻迟于AGC的收敛完成时刻时的收敛状态检测电路的动作的时序图。

图20是表示实施方式5的光接收器的电路构造的示例的框图。

图21是表示实施方式5中AGC的构造例的框图。

图22是表示实施方式5中收敛状态检测电路的构造例的图。

图23是用于说明实施方式5中光接收器的时间常数切换动作的时序图。

图24是表示实施方式5中不具备AOC的光接收器的电路构造的示例的框图。

图25是表示实施方式5中切换AGC以及AOC双方的时间常数的光接收器的电路构造的示例的框图。

图26是表示实施方式6的光接收器的电路构造的示例的框图。

图27是表示实施方式7中光通信系统的构造例的图。

具体实施方式

以下，结合附图详细说明本发明所述的光接收器、光终端装置以及光通信系统的实施方式。需要说明的是，本发明并非由该实施方式所限定。

实施方式1.

首先，简单说明以往的光接收器中时间常数正常切换和因误动作而未正常切换时的动作。

图1是表示以往的光接收器100的电路构造的示例的框图。图1简化示出了上述专利文献2中记载的图1所记载的光接收器的框图。图1中，省略了部分上述专利文献2中记载的图1所记载的构造要素。专利文献2中，假设使用时间常数切换方式的光接收器100搭载于OLT，从与OLT共同构成光通信系统的ONU接收光信号。光接收器100利用APD(AvalanchePhoto Diode：雪崩光电二极管)1对从ONU接收的光信号进行光电流转换。并且，光接收器100具备：TIA(Trans Impedance Amplifier：阻抗转换放大器)21，其将来自APD1的电流信号转换为电压信号并输出，以接收不同接收电平的数据包；SB(Signal to Balancedconverter：单相差动转换电路)22，其将TIA21输出的单相电压信号、即单相输出信号转换为差动输出信号并输出；AOC230，其具有将SB22输出的差动输出信号进行积分的积分器，并根据积分结果进行控制，以利用电流源24提取从APD1输出的直流电流，使差动输出信号间的电压差为0；以及电流源24，其提取从APD1输出的电流信号。AOC230正确的称呼应该是自动失调补偿电路，即AOC电路，但在有关于光接收器100的说明中，配合专利文献2而称为AOC230。此外，AOC230采用具有积分器的方式，但仅为一例，并非限定于此。并且，AOC230内置于前置放大器20，但亦可配置于外部，此仅为一例，并非限定于此。

此外，光接收器100具备：LIA31，其对由SB22输出的差动输出信号进行波形整形，将经过波形整形的差动输出信号输出至未图示的后级的CDR(Clock Data Recovery：时钟数据再生电路)等；以及SD320，其检测有无从LIA31输出的差动输出信号，将表示检测结果的SD信号输出。需要说明的是，SD320位于放大电路30的内部，基于由LIA31输出的差动输出信号生成SD信号，但此仅为一例，并非限定于此。

图2是表示以往的光接收器100的数据包输入时的动作的时序图。图2中，示意性示出了在上述专利文献2所述光接收器中设想的各模块的输入信号或输出信号。图2中的第一层示出了作为光信号输入到APD1的数据包，即输入到APD1的输入光信号，图2的第二层示出了输入到TIA21的输入信号。图2的第三层示出了电流源24提取的提取电流，图2的第四层示出了从SD320输出的SD信号，图2的第五层示出了从LIA31输出的差动输出的正相信号。这里，将作为第1时间常数的较小即较短的时间常数定义为高速时间常数，将大于即长于高速时间常数的时间常数即第2时间常数定义为低速时间常数。图2的横轴代表时间t。图1所示的光接收器100在没有检测出LIA31输出的差动输出信号时，使用高速时间常数作为AOC230的时间常数，即AOC230的积分器的时间常数。而在检测出LIA31输出的差动输出信号时，使用低速时间常数作为AOC230的时间常数。

具有前同步码和有效载荷的光信号被输入光接收器100时，AOC230将来自SB22的差动输出信号进行积分，根据积分结果控制电流源24，使差动输出信号之间的差分为0。在光信号输入APD1前，SD320不检测LIA31输出的差动输出信号。因此，在图2中，在光信号开始输入的时刻，AOC230的时间常数成为高速时间常数，对电流源24进行高速控制。利用AOC230的控制，电流源24从APD1输出的电流信号提取直流电流，以此消除SB22输出的差动输出信号间的差即失调电压，也就是进行补偿。因此，输入到LIA31的差动输出信号间的差即失调电压被消除，LIA31可输出接收波形变形小的正常波形。

在AOC收敛动作完成即AOC230的控制收敛的时刻即收敛时刻T1之后，SD320检测从LIA31输出的差动输出信号，在时刻T2发出SD信号。也就是说，在时刻T2，SD信号从表示未检测出LIA31输出的差动输出信号的值切换到表示检测出从LIA31输出的差动输出信号的值。AOC230基于SD信号，将时间常数从高速时间常数切换为低速时间常数。这样，光接收器100中，当数据包之间产生噪音或波动时以及在输入了同码比特连续的CID(ConsecutiveIdentical Digit)类型数据时，也能维持稳定的AOC230的输出信号，将对失调补偿的影响抑制在最低限度，实现较高的同码连续容忍性。通过上述动作，光接收器100能够实现高速突发接收特性和同码连续容忍性的兼顾。

图3是表示以往的光接收器100的数据包输入时的动作的时序图，示出了SD信号发出时刻T2早于AOC收敛动作完成的收敛时刻T1的情况。如图3所示，由于制造偏差、电路温度的影响、电源电压变动等原因，进行失调补偿的AOC230以低速动作，SD信号发出时刻T2早于AOC收敛动作完成的收敛时刻T1时，AOC230中，在电流源24从APD1输出的电流信号提取所需要的直流电流之前，切换到低速时间常数。这样，由于制造偏差、电路温度的影响、电源电压变动等原因，在提取所需要的直流电流之前就会切换到低速时间常数。这种动作会导致无法提取所需要的直流电流，因此可以将其认为是一种误动作。此时，向TIA21输入的输入信号、由电流源24提取的提取电流相对于图3中以虚线所示的理想波形，分别如以实线所示的实际波形那样，在留有失调电压的影响的状态下稳定动作。结果，LIA31输出的差动输出信号的波形变形变大，导致接收特性恶化。

接下来，说明本实施方式所述的光接收器的构造以及动作。

图4是表示本实施方式的光接收器10的电路构造的示例的框图。假设光接收器10搭载于OLT，从与OLT共同构成光通信系统的ONU接收光信号。光接收器10具备：APD1，其是一种光电流转换元件，对接收的ONU的光发送信号进行光电流转换，即将输入光信号转换为电流信号；前置放大器2，其将APD1输出的电流信号转换为电压信号，并输出电压信号；以及放大电路3，其对前置放大器2输出的电压信号进行波形整形，以输出至未图示的后级的CDR等。图4中，与图1所示光接收器100具有相同功能的构造要素被赋予了与图1相同的符号。

前置放大器2具备：作为第1放大器的TIA21，其是将由APD1转换的电流信号转换为电压信号的放大器；SB22，其将TIA21的单相输出信号转换为差动输出信号；AOC电路23，其将SB22的差动输出信号进行积分，并进行控制，以利用电流源24提取来自APD1的直流电流，使得电压差为0；电流源24，其提取APD1输出的电流信号；以及收敛状态检测电路25，其监控AOC电路23对于SB22输出的差动输出信号的响应、即作为对电流源24的控制信号的输出信号，检测AOC电路23的收敛状态，并输出时间常数切换控制信号。在以下说明及图中，AOC电路23简称为AOC23。此外，前置放大器2中，采用的是AOC23基于SB22输出的差动输出信号生成控制信号，通过电流源24从APD1提取直流电流的AOC方式，但此仅为一例，并非限定于此。例如，如实施方式4所述，亦可对通过电流源24提取直流电流以外的失调补偿方式中的AOC方式应用本实施方式的时间常数切换控制，例如在SB22的后级设置线性放大器，通过线性放大器进行失调补偿的方式等。AOC23是这样一种失调补偿电路，可切换时间常数，检测TIA21输出的差动输出信号间的失调电压，根据检测出的失调电压进行用于补偿失调电压的控制。此外，AOC230采用具有积分器的方式，但仅为一例，并非限定于此。

放大电路3具备：第2放大器即LIA31，其对前置放大器2输出的差动输出信号进行波形整形；以及SD32，其检测有无从LIA31输出的差动输出信号。需要说明的是，亦可采用不具备SD32的构造。需要说明的是，SD32位于放大电路3的内部，基于由LIA31输出的差动输出信号生成SD信号，但此仅为一例，并非限定于此。

专利文献2中记载的以往的光接收器100中，AOC230的时间常数切换使用了从放大电路30的SD320发出的SD信号。此外，在上述专利文献1所记载的光接收器中，是使用脉冲检测电路的脉冲检测结果来进行AOC电路的时间常数切换。相对于此，本实施方式的光接收器10构成为监控AOC23的输出信号，将检测出AOC23的收敛状态的收敛状态检测电路25的输出信号作为触发，切换AOC23的时间常数。关于AOC23和收敛状态检测电路25，在图4中是内置于前置放大器2，但此仅为一例，亦可内置于放大电路3，还可配置于前置放大器2及放大电路3的外部。

使用图5，详细说明光接收器10的具体的时间常数的切换动作。图5是用于说明本实施方式中光接收器10的时间常数切换动作的时序图。将输入至APD1的输入光信号、输入至前置放大器2的输入信号、电流源24提取的提取电流、收敛状态检测电路25输出的时间常数切换控制信号以及LIA31的差动输出的正相信号之间的关系按照时间序列表示。图5中的第一层示出了作为光信号输入到APD1的数据包，即输入到APD1的输入光信号，图5的第二层示出了输入到TIA21的输入信号。图5的第三层示出了电流源24提取的提取电流，图5的第四层示出了从收敛状态检测电路25输出的时间常数切换控制信号，图5的第五层示出了从LIA31输出的差动输出的正相信号。本实施方式中，将作为第1时间常数的较小即较短的时间常数定义为高速时间常数，将大于即长于高速时间常数的时间常数即第2时间常数定义为低速时间常数。图5的横轴代表时间t。图5中所示的ΔT将在下述收敛状态检测电路25的具体说明中一并说明。

输出到电流源24的具有前同步码和有效载荷的光信号被输入APD1时，AOC23将SB22输出的差动输出信号分别进行积分，通过积分结果的比较来控制电流源24，使差分为0。利用AOC23的控制，电流源24从APD1输出的电流信号提取直流电流，以此消除SB22输出的差动输出信号间的差、即失调电压。因此，输入到LIA31的差动输出信号间的差即失调电压被消除，从LIA31可输出接收波形变形小的正常波形。

本实施方式中，收敛状态检测电路25未检测到AOC23输出的输出信号的变动时，将AOC23的时间常数设定为低速时间常数。因此，在光信号被输入之前，AOC23的时间常数是低速时间常数。此外，在本实施方式中，通过时间常数切换控制信号控制AOC23的时间常数的切换。这里，当时间常数切换控制信号为LOW(低)时，AOC23将时间常数设定为高速时间常数，当时间常数切换控制信号为HIGH(高)时，将时间常数设定为低速时间常数。另外，时间常数切换控制信号只要是能够判断是指示设定低速时间常数还是指示设定高速时间常数的信号即可，不限定于上述示例。例如，亦可为当时间常数切换控制信号为HIGH时，AOC23将时间常数设定为高速时间常数，当时间常数切换控制信号为LOW时，将时间常数设定为低速时间常数。

图6是表示本实施方式中AOC23的构造例的图。如图6所示，AOC23具备：电阻231、232、电容233，其构成用于生成差动输出信号的平均值的各积分器；控制电路部235，其提取各积分器生成的平均值的差分，并生成控制电流源24的控制信号；以及时间常数切换开关部234，其与电阻231并联连接，根据收敛状态检测电路25的信号切换各积分器的时间常数。从SB22输出的差动输出信号分别被输入至各积分器。电阻231、232可以是相同值也可以是不同值。收敛状态检测电路25的输出端子与AOC23的各时间常数切换开关部234连接，根据输出对开关进行接通/断开。例如，收敛状态检测电路25的输出即时间常数切换控制信号为LOW时，时间常数切换开关部234接通，成为短路状态。而收敛状态检测电路25的输出即时间常数切换控制信号为HIGH时，时间常数切换开关部234断开，成为开放状态。具体而言，收敛状态检测电路25的输出即时间常数切换控制信号为LOW时，AOC23中，内部的时间常数切换开关部234接通，成为短路状态，因此电阻231短路。此状态即高速时间常数。然后，收敛状态检测电路25的输出即时间常数切换控制信号为HIGH时，时间常数切换开关部234断开，成为开放状态。时间常数可利用电阻231和电阻232以及电容233的积来导出，因此与时间常数切换开关部234接通也就是成为短路状态时相比，时间常数变大，成为低速时间常数。通过该动作，AOC23便可进行时间常数切换。

图6所示的AOC23仅为一例，并非限定于此。此外，图6所示的时间常数切换方式仅为一例，并非限定于此。

返回图5的说明，如图5所示，当光信号输入到APD1时，AOC23的时间常数成为高速时间常数。具体而言，若在输入到APD1的输入光信号中，作为开头部分的前同步码被输入后，前置放大器2的SB22的差动输出信号立即变化，AOC23开始动作，则收敛状态检测电路25检测AOC23的输出信号，将输出的时间常数切换控制信号的值从指示低速时间常数的值切换为指示高速时间常数的值。具体如图5中示例所示，时间常数切换控制信号从HIGH切换为LOW。AOC23基于时间常数切换控制信号，将时间常数切换为高速时间常数。在光信号被输入至APD1时检测出的AOC23的输出信号是AOC23处于过渡响应状态、从AOC23输出的输出信号的电压值处在变化状态的输出信号。

若利用高速时间常数的AOC23以及电流源24，在收敛时刻T1的定时，AOC收敛动作完成，即AOC23的控制收敛，则收敛状态检测电路25检测出AOC23的过渡响应状态结束、从AOC23输出的输出信号收敛于固定的电压值，在收敛时刻T1的相同时刻或晚于收敛时刻T1的时刻T3将输出从LOW切换至HIGH。通过该动作，AOC23中，从收敛状态检测电路25输入有HIGH时间常数切换控制信号，将时间常数从高速时间常数切换到低速时间常数。收敛时刻T1是AOC23的控制收敛的时刻。AOC23的控制收敛是指，从AOC23向电流源24指示的控制量、即提取电流的量在阈值以下。具体而言，从AOC23输出的输出信号在阈值以下。

以往的光接收器100中，是根据来自独立于AOC230的放大电路30的SD320的外部信号来切换时间常数，而本实施方式中，光接收器10将与AOC23同步的收敛状态检测电路25的输出信号用于时间常数切换控制信号。从开始AOC23的控制到收敛为止的时间依赖于制造偏差、电路温度的影响、电源电压变动等，因此不固定。以往的光接收器100未考虑AOC收敛状态，是根据来自SD320的外部信号切换时间常数，因此可能由于制造偏差、电路温度的影响、电源电压变动，在AOC控制收敛之前就切换时间常数。如果在AOC的控制收敛之前进行时间常数的切换，则无法提取所需要的直流电流。这样，就会残留差动信号间的失调电压，造成LIA输出的接收波形出现波形变形。相对于此，本实施方式中，光接收器10将与AOC23同步的收敛状态检测电路25的输出信号用于时间常数切换控制信号，因此能够不依赖于制造偏差、电路温度的影响、电源电压变动等，在AOC收敛完成后切换时间常数，可实现稳定且波形变形小的正常的接收波形。

下面结合图7、图8，详细说明收敛状态检测电路25的构造及动作。收敛状态检测电路25生成并输出时间常数切换控制信号。具体而言，收敛状态检测电路25生成表示AOC输出信号和将AOC输出信号延迟规定时间后得到的信号之间的电压差的信号，在生成的信号超过第1阈值或者低于比第1阈值小的第2阈值时，将时间常数切换控制信号设定为LOW，表示设定为高速时间常数。此外，当表示AOC输出信号和将AOC输出信号延迟规定时间后得到的信号之间的电压差的信号在第1阈值以下且在第2阈值以上时，收敛状态检测电路25将时间常数切换控制信号设定为HIGH，表示设定为低速时间常数。

图7是表示本实施方式中收敛状态检测电路25的电路构造的示例的框图。收敛状态检测电路25根据AOC输出信号检测出AOC23的收敛完成后，向AOC23输出用于使AOC23的时间常数从高速时间常数向低速时间常数切换的时间常数切换控制信号。收敛状态检测电路25具备：高增益放大器251，其将AOC23输出的输出信号即AOC输出信号和后述延迟电路252输出的延迟信号的差进行放大；延迟电路252，其可由电阻和电容构成，将输入到收敛状态检测电路25的AOC输出信号延迟规定的时间即ΔT，生成延迟信号；基准电压源253，其是生成基准电压Vref1的定电压即第1阈值电压的第1基准电压源；迟滞比较器254，其是第1迟滞比较器；基准电压源255，其是生成基准电压Vref2的定电压即第2阈值电压的第2基准电压源；迟滞比较器256，其是第2迟滞比较器；以及AND电路257。需要说明的是，收敛状态检测电路25及延迟电路252的电路构造并非限定于图7所示的构造。

图8中，将输入至APD1的输入光信号、输入至高增益放大器251的输入信号即AOC输出信号以及作为来自延迟电路252的输出信号的延迟电路输出信号即延迟信号、输入至迟滞比较器254、256的输入信号即高增益放大器251的输出信号、迟滞比较器254的输出信号、迟滞比较器256的输出信号、以及AND电路257输出的时间常数切换控制信号之间的关系按照时间序列表示。

收敛状态检测电路25中，输入的AOC输出信号被分支为2条路线，一方的AOC输出信号直接输入至高增益放大器251的正相输入端子，另一方的AOC输出信号则通过延迟电路252延迟ΔT，将经过延迟的信号作为延迟信号输入至高增益放大器251的反相输入端子。

高增益放大器251输出将正相输入端子电压和反相输入端子电压的差即差电压放大后的信号。即，生成表示输入至收敛状态检测电路25的AOC输出信号与使该AOC输出信号延迟ΔT后的延迟信号之间的电压差的信号并输出。AOC输出信号有变化时，输入至收敛状态检测电路25的AOC输出信号的电压值与使该AOC输出信号延迟ΔT后的延迟电路输出信号的电压值之间会产生差值。因此，根据高增益放大器251输出的信号，可以判断AOC输出信号有无变化。高增益放大器251向迟滞比较器254的反相输入端子以及迟滞比较器256的正相输入端子输出上述经过放大的信号。正相输入端子电压和反相输入端子电压的差电压为0时，求得高增益放大器251输出的电压，作为电压中心值Vc。然后，高增益放大器251在正相输入端子电压高于反相输入端子电压时，输出低于电压中心值Vc的值，在正相输入端子电压低于反相输入端子电压时，输出高于电压中心值Vc的值。电压中心值Vc可通过测量求得，也可使用设计值等。

基准电压Vref1、Vref2是作为用于判断AOC输出信号有无变化的第1阈值电压、第2阈值电压的电压。基准电压Vref1高于电压中心值Vc，基准电压Vref2低于电压中心值Vc。当AOC输出信号与将该AOC输出信号延迟ΔT后的延迟电路输出信号之间的电压差在Vref2以上且Vref1以下时，收敛状态检测电路25判断AOC输出信号没有变化，当低于Vref2或者超过Vref1时，判断AOC输出信号发生变化。

迟滞比较器254将输入到正相输入端子的基准电压源253所生成的基准电压Vref1和输入到反相输入端子的高增益放大器251的输出信号的电压进行比较。基准电压Vref1是高于高增益放大器251的电压中心值Vc、且低于高增益放大器251可输出的电压范围的最大电压的值。当高增益放大器251的输出信号电压高于基准电压Vref1时，迟滞比较器254输出LOW，否则输出HIGH。换言之，迟滞比较器254判断高增益放大器251的输出信号电压是否高于基准电压Vref1，并输出判断结果。

迟滞比较器256将输入到正相输入端子的高增益放大器251的输出信号电压和输入到反相输入端子的基准电压源255生成的基准电压Vref2进行比较。基准电压Vref2是低于高增益放大器251的电压中心值Vc、且高于高增益放大器251可输出的电压范围的最小电压的值。当高增益放大器251的输出信号电压低于基准电压Vref2时，迟滞比较器256输出LOW，否则输出HIGH。换言之，迟滞比较器256判断高增益放大器251的输出信号电压是否低于基准电压Vref2，并输出判断结果。

即，迟滞比较器256能够检测出负方向的变化，即和AOC输出信号相比，将该AOC输出信号延迟ΔT后的延迟电路输出信号的电压较低的变化。迟滞比较器254能够检测出正方向的变化，即和AOC输出信号相比，将该AOC输出信号延迟ΔT后的延迟电路输出信号的电压较高的变化。迟滞比较器254、256均在检测出AOC输出信号的变化时输出LOW，在未检测出AOC输出信号的变化，即在检测出AOC输出信号没有变化时，输出HIGH。

接着，当从迟滞比较器254、256输入了信号时，AND电路257取2个信号的AND，即，进行逻辑与运算，这样便可检测出AOC输出信号发生变化的区间，即AOC动作区间和ΔT相加的区间。如图8所示，AND电路257针对收敛状态检测电路25输出的时间常数切换控制信号，当2个迟滞比较器254、256的输出均为HIGH时，输出表示将AOC23的时间常数设为低速时间常数的HIGH信号，当2个迟滞比较器254、256的输出中有1个位LOW时，由于是AOC动作区间，因此输出表示将AOC23的时间常数设为高速时间常数的LOW信号。即，在迟滞比较器254输出的判断结果表示高增益放大器251的输出信号的电压高于Vref1时，或者迟滞比较器256输出的判断结果表示高增益放大器251的输出信号的电压低于Vref2时，作为运算电路的AND电路257输出表示指示高速时间常数的第1值，即在本例中，输出LOW的时间常数切换控制信号。而在迟滞比较器254输出的判断结果表示高增益放大器251的输出信号的电压在Vref1以下，且第2迟滞比较器256输出的判断结果表示高增益放大器251的输出信号的电压在Vref2以上时，AND电路257输出表示指示低速时间常数的第2值，在本例中，输出HIGH的时间常数切换控制信号。

需要说明的是，在上述示例中，说明了在时间常数切换控制信号的值为LOW时将AOC23的时间常数设为高速时间常数，在时间常数切换控制信号的值为HIGH时将AOC23的时间常数设为低速时间常数的例子，但也可在时间常数切换控制信号的值为HIGH时将AOC23的时间常数设为高速时间常数，在时间常数切换控制信号的值为LOW时将AOC23的时间常数设为低速时间常数。此时，收敛状态检测电路25在检测出AOC输出信号的变化时输出HIGH，在检测出AOC输出信号没有变化时输出LOW。具体而言，可采用将AND电路257替换成NAND电路的构造，也可变更收敛状态检测电路25内的AND电路257之外的电路构造，在检测出AOC输出信号的变化时输出HIGH，在检测出AOC输出信号没有变化时输出LOW。即，收敛状态检测电路25不限定于图7所示的构造例，只要是能够通过将AOC输出信号和将该AOC输出信号延迟后得到的信号之间的差与阈值进行比较，来输出表示AOC输出信号有无变化的信号的构造即可。

如上述说明，根据本实施方式，光接收器10中，AOC23将与AOC23同步的收敛状态检测电路25的输出信号用于时间常数切换控制信号。这样，便能够不依赖于制造偏差、电路温度的影响、电源电压变动等，在AOC收敛完成后切换时间常数，可实现稳定且波形变形小的正常的接收波形。

本实施方式中，针对切换AOC23的时间常数的动作进行说明，但此仅为一例，并非限定于此。光接收器在具备具有时间常数切换功能的AGC以取代AOC23时，也可与本实施方式同样，在AGC收敛完成后切换AGC的时间常数。

实施方式2.

本实施方式中，针对可将复位信号输入至AOC和电流源的光接收器进行说明。

图9是表示本实施方式的光接收器10a的电路构造的示例的框图。假设光接收器10a搭载于OLT，从与OLT共同构成光通信系统的ONU接收光信号。光接收器10a具备APD1、将由APD1转换的电流信号转换为电压信号并输出电压信号的前置放大器2a、以及放大电路3。前置放大器2a与实施方式1的前置放大器2的不同点在于，具备需要从外部供应复位信号的AOC23a以及电流源24a取代AOC23及电流源24。在OLT，数据包即突发信号之间，有时会输入复位信号，以将光接收器内的控制所使用的电容元件等初始化。本实施方式中，针对从外部输入复位信号，利用复位信号将AOC23a的控制量即提取电流初始化时的构造以及动作进行说明。关于AOC23a和收敛状态检测电路25，在图9中是内置于前置放大器2a，但此为一例，亦可内置于放大电路3，还可配置于前置放大器2a及放大电路3的外部。以下，针对与实施方式1的不同点进行说明。除以下说明的不同点之外，本实施方式的构造以及动作与实施方式1相同。

使用图10，详细说明光接收器10a的具体的时间常数切换动作。图10是用于说明本实施方式中光接收器10a的时间常数切换动作的时序图。将输入至APD1的输入光信号、复位信号、输入至前置放大器2a的输入信号、电流源24a提取的提取电流、收敛状态检测电路25输出的时间常数切换控制信号以及LIA31的差动输出信号之间的关系按照时间序列表示。

相对于实施方式1中说明的图5所示的光接收器10的动作，本实施方式的光接收器10a在从外部输入了复位信号时，AOC23a的输出信号和电流源24a的提取电流将被初始化。这样，光接收器10a在输入了作为光信号的数据包时，能够不受之前输入的数据包信息的影响，可高速响应突发信号。这种光接收器10a也和实施方式1同样，使用收敛状态检测电路25，与AOC23a同步控制时间常数切换，从而可实现稳定且波形变形小的正常的接收波形。

此外，在由于输入复位信号而将AOC23a初始化时，AOC23a响应复位信号，结果，从AOC23a输出的输出信号发生变化。由于AOC23a的输出信号发生变化，因此收敛状态检测电路25进行动作。即，AOC23a如图10所示，在数据包即光信号被输入到APD1之前，会根据复位信号指示复位。在图10的示例中，表示了当复位信号从LOW变成HIGH时指示复位的例子。当AOC23a根据复位信号指示复位后，将AOC输出信号指示的控制量即提取电流设定为初始值。作为初始值，例如可使用0，但初始值的值不限定于此。AOC输出信号一旦被设定为初始值，收敛状态检测电路25就会检测出AOC输出信号发生变化，利用时间常数切换控制信号，指示将AOC23a的时间常数从低速时间常数切换为高速时间常数。

图11是用于说明本实施方式中收敛状态检测电路25的各构造动作的时序图。图11中，将输入至APD1的输入光信号、复位信号、输入至高增益放大器251的输入信号即AOC23a的输出信号以及延迟电路252的输出信号、输入至迟滞比较器254、256的输入信号即高增益放大器251的输出信号、迟滞比较器254的输出信号、迟滞比较器256的输出信号、以及AND电路257输出的时间常数切换控制信号之间的关系按照时间序列表示。图10及图11设想了在接收前同步码之前输入复位信号的情况，但此为一例，并非限定于此，例如也可使复位信号输入至前同步码内。

收敛状态检测电路25中，与实施方式1相同，当检测出AOC输出信号的变化时，将时间常数切换控制信号从低速时间常数切换为高速时间常数。然而，在复位信号输入至AOC23a之后到数据包被输入至APD1为止的期间，来自APD1的信号不变。因此，复位信号被输入AOC23a之后经过ΔT后，AOC输出信号和将该AOC输出信号延迟ΔT后得到的信号之间的差在Vref2和Vref1之间。因此，从收敛状态检测电路25输出的时间常数切换控制信号从表示高速时间常数的值切换为表示低速时间常数的值。即，由于因输入复位信号而使AOC23a的输出信号电压发生变化，收敛状态检测电路25会暂时将输出的时间常数切换控制信号从低速时间常数切换为高速时间常数。之后在AOC23a，当没有输入动作对象的数据包时，收敛状态检测电路25判断AOC23a的输出信号电压没有变化，将输出的时间常数切换控制信号从高速时间常数切换为低速时间常数。像这样，根据复位信号，在没有数据包输入的期间，AOC23a被设定为高速时间常数，接着在数据包输入之前，AOC23a的时间常数会切换为低速时间常数，因此开始输入数据包之后的动作与实施方式1相同。在没有数据包输入的期间，AOC23a被设定为高速时间常数的时间段较短，同码连续容忍性的恶化少。

这样，在光接收器10a，当没有AOC23a动作的数据包的输入时，收敛状态检测电路25会暂时将时间常数切换控制信号从低速时间常数切换至高速时间常数，但之后将切换回低速时间常数，以备数据包输入。因此，需要复位信号的光接收器10a也可适用与实施方式1相同的动作。另外，即使在前同步码的接收过程中输入复位信号，在收敛状态检测电路25，在AOC23a收敛完成之前时间常数切换控制信号的输出会维持表示设定为高速时间常数的LOW，当检测出AOC23a收敛完成后，将时间常数切换控制信号的输出从表示设定为高速时间常数的LOW切换至表示设定为低速时间常数的HIGH，因此没有问题。

如上述说明，根据本实施方式，光接收器10a中，即使是从外部输入复位信号进行AOC23a初始化的构造，也会将与AOC23a同步的收敛状态检测电路25的输出信号用于时间常数切换控制信号。这样，与实施方式1同样，能够在有数据包输入，AOC23a开始AOC收敛动作时，从低速时间常数切换至高速时间常数，AOC收敛完成后从高速时间常数切换到低速时间常数，可实现稳定且波形变形小的正常的接收波形。

另外，本实施方式中，针对切换AOC23a的时间常数的动作进行说明，但此为一例，并非限定于此。在光接收器具备具有时间常数切换功能的AGC取代AOC23a，从外部输入复位信号进行AGC的初始化的构造中，也可与本实施方式同样，在AGC收敛完成后切换AGC的时间常数。

实施方式3.

本实施方式中，针对收敛状态检测电路除了AOC输出信号外还输入有SD信号，与SD信号也同步并切换时间常数的情况进行说明。

图12是表示本实施方式的光接收器10b的电路构造的示例的框图。假设光接收器10b搭载于OLT，从与OLT共同构成光通信系统的ONU接收光信号。光接收器10b具备APD1、将由APD1转换的电流信号转换为电压信号并输出电压信号的前置放大器2b、以及对前置放大器2b输出的差动输出信号进行波形整形的放大电路3b。前置放大器2b具备收敛状态检测电路25b以取代收敛状态检测电路25，该收敛状态检测电路25b为输入有AOC23的输出信号以及来自SD32b的SD信号的检测电路，这一点与实施方式1的前置放大器2不同。

此外，放大电路3b具备SD32b以取代SD32，该SD32b检测有无来自放大电路3b的第2放大器即LIA31的差动输出信号，将SD信号向收敛状态检测电路25b发出，这一点与实施方式1的放大电路3不同。SD32b在有差动输出信号时输出HIGH的SD信号，在没有差动输出信号时输出LOW的SD信号。另外，图12中，是将收敛状态检测电路25b的同步对象作为SD信号，但此为一例，并非限定于此。此外，关于AOC23和收敛状态检测电路25b，在图12中是内置于前置放大器2b，但此为一例，亦可内置于放大电路3b，还可配置于前置放大器2b及放大电路3b的外部。此外，关于SD32b，在图12中是内置于放大电路3b，但此为一例，亦可配置于放大电路3b的外部。这里是基于由LIA31输出的差动输出信号生成SD信号，但此为一例，并非限定于此。以下，针对与实施方式1的不同点进行说明。除以下说明的点之外，本实施方式的构造以及动作与实施方式1相同。

下面结合图13、图14，详细说明收敛状态检测电路25b的构造及动作。图13是表示本实施方式中收敛状态检测电路25b的电路构造的示例的框图。收敛状态检测电路25b具备：与实施方式1相同的收敛状态检测电路25；以及AND电路26，其将收敛状态检测电路25的输出信号以及由SD32b发出的SD信号作为输入，取逻辑与，生成AOC23的时间常数切换控制信号。图13所示收敛状态检测电路25b的构造为一例，并非限定于此。

图14是用于说明本实施方式中收敛状态检测电路25b的动作的时序图。将输入至APD1的输入光信号、收敛状态检测电路25的输出信号、从SD32b输出的SD信号、以及AND电路26输出的时间常数切换控制信号之间的关系按照时间序列表示。

在收敛状态检测电路25b，能够通过AND电路26对收敛状态检测电路25的输出信号和SD信号取逻辑与，从而仅在收敛状态检测电路25的输出信号和SD信号均为HIGH的区间，即未检测出AOC输出信号的变化，也就是检测出收敛完成并且SD信号是表示有从LIA31输出的差动输出信号的值时，设为低速时间常数。AND电路26在高速时间常数时输出LOW，在低速时间常数时输出HIGH。这样，在光接收器10b，不是根据AOC收敛完成定时和SD发出定时即SD信号从表示没有从LIA31输出的差动输出信号的值切换为表示有该信号的值的定时，而是在两者均完成后切换时间常数，通过与AOC23以及SD32b同步地控制时间常数切换，可实现稳定且波形变形小的正常的接收波形。图14中，收敛状态检测电路25b是在高速时间常数时输出LOW，在低速时间常数时输出HIGH，但此为一例，也可在例如高速时间常数时输出HIGH，在低速时间常数时输出LOW，该生成中可使用NAND电路，但不限定于此。

如上述说明，根据本实施方式，光接收器10b中，将不仅与AOC输出信号同步，还与SD信号同步的收敛状态检测电路的输出信号用于时间常数切换控制信号。这样，能够在AOC收敛完成和SD信号发出完成后从高速时间常数切换到低速时间常数，可实现稳定且波形变形小的正常的接收波形。上述示例中，针对使用SD信号的情况进行了说明，但此为一例，也可使用SB22的输出信号等类似于SD信号的其他信号，即能够检测出有数据包输入到APD1的其他信号，以取代SD信号。

本实施方式中，针对切换AOC23的时间常数的动作进行说明，但此为一例，并非限定于此。光接收器在具备具有时间常数切换功能的AGC取代AOC23时，也可与本实施方式同样，在AGC收敛完成和SD信号或类似于SD信号的信号发出完成后切换AGC的时间常数。

此外，在本实施方式中，说明了未从外部输入复位信号的示例，从外部输入复位信号使AOC23初始化时，也可适用本实施方式的时间常数切换动作。本实施方式中，当未检测出AOC输出信号的变化且SD信号是表示有从LIA31输出的差动输出信号的值时，采用低速时间常数，因此在即使输入了复位信号也没有输入数据包时，仍然是高速时间常数，时间常数切换动作与图14所示的示例相同。

实施方式4.

本实施方式中，针对具备AOC和AGC的电路构造进行说明。

图15是表示本实施方式的光接收器10c的电路构造的示例框图。假设光接收器10c搭载于OLT，从与OLT共同构成光通信系统的ONU接收光信号。光接收器10c具备APD1、将由APD1转换的电流信号转换为电压信号并输出电压信号的前置放大器2c、以及对前置放大器2c输出的差动输出信号进行波形整形的放大电路3c。

前置放大器2c在实施方式1的前置放大器2的基础上，增加了AGC27，该AGC27根据TIA21的输出信号检测输入光信号的受光电平，根据检测电平生成控制信号，控制与TIA21的反馈电阻并联连接的可变电阻271，将TIA21的转换增益控制在适当的值。此外，前置放大器2c在实施方式1的前置放大器2的基础上，还增加了作为线性放大器的BUF28，该BUF28可根据检测SB22的差动输出信号的失调电压的AOC23c的控制信号，对输入失调电压进行补偿。此外，前置放大器2c具备AOC23c和收敛状态检测电路25c，取代实施方式1的AOC23和收敛状态检测电路25。AGC27是自动调整TIA21的转换增益的自动增益控制电路。AOC23c具有与实施方式1的AOC23相同的构造，根据时间常数切换控制信号切换时间常数。

本实施方式中，AOC23c和AGC27采用独立的电路构造。作为检测电路的收敛状态检测电路25c，将AGC输出信号和AOC输出信号作为输入，检测2个信号的收敛状态，进行切换AOC23c的时间常数的控制，上述AGC输出信号是AGC27对TIA21的响应即发送给TIA21的控制信号，也就是来自AGC27的输出信号，上述AOC输出信号是AOC23c对来自SB22的输出信号的响应，即发送给BUF28的控制信号。具体而言，收敛状态检测电路25c检测来自AGC27的输出信号和来自AOC23c的输出信号的变化，以检测双方信号没有变化的状态，即补偿的收敛及调整的收敛是否完成，上述来自AOC23c的输出信号是AOC23c对来自SB22的输出信号的响应，即发送给BUF28的控制信号。收敛状态检测电路25c在双方信号没有变化的状态下，输出表示低速时间常数的时间常数切换控制信号。收敛状态检测电路25c在双方信号中至少有一方发生变化时，输出表示高速时间常数的时间常数切换控制信号。针对AOC23c以及AGC27，采用了需要从外部输入复位信号的构造，但并非限定于此。在构成为没有复位信号的输入时，不会根据复位信号进行临时性的时间常数切换，但其他动作与有复位信号输入的情况相同。关于AOC23c、AGC27和收敛状态检测电路25c，在图15中是内置于前置放大器2c，但此为一例，亦可内置于放大电路3c，还可配置于前置放大器2c及放大电路3c的外部。

放大电路3c不具备SD32，这一点与实施方式1的放大电路3不同，但也可与实施方式1同样具备SD32，此为一例，并非限定于此。需要说明的是，光接收器10c的电路构造并非限定于图15所示的构造。

使用图16，详细说明光接收器10c的具体的时间常数的切换动作。图16是用于说明本实施方式中光接收器10c的时间常数切换动作的时序图。图16中，将输入至APD1的输入光信号、复位信号、TIA21的输出信号、AGC27的输出信号、BUF28的差动输出信号、AOC23c的输出信号、收敛状态检测电路25c输出的时间常数切换控制信号以及LIA31的差动输出信号之间的关系按照时间序列表示。

从外部输入复位信号时，AOC23c和AGC27的输出信号将被初始化。收敛状态检测电路25c在检测到由于AOC23c和AGC27的初始化而产生的输出信号的变化时，会暂时从低速时间常数切换到高速时间常数，但之后，如果没有数据包的输入，会从高速时间常数切换到低速时间常数。因此，在没有数据包输入的状态下而成为高速时间常数的期间很短，不会影响之后的动作。此外，在图16中，在输入前同步码之前已输入复位信号，即输入前同步码之前复位信号是指示复位的值，但此为一例，输入复位信号的定时并非限定于图16所示的定时。

输入复位信号后，在有数据包输入时，AOC23c和AGC27分别开始控制动作。收敛状态检测电路25c中在根据AOC23c和AGC27的输出信号的变化，检测出AOC23c和AGC27的收敛时，将时间常数切换控制信号从表示低速时间常数的HIGH切换为表示高速时间常数的LOW并输出。此时，AOC23c和AGC27由于电路相互独立，因此根据AOC23c以及AGC27的电路构造、受光电平、失调量等条件，AOC23c和AGC27到收敛完成所需的时间也有所不同。图16中，示出AOC23c的收敛完成时刻T4早于AGC27的收敛完成时刻T5的情况。

AGC27的收敛完成时刻T5早于AOC23c的收敛完成时刻T4时，通过AOC23c对AGC收敛完成而获得适当的输出振幅的TIA21的输出信号的失调进行补偿，可实现波形变形小的正常的接收波形。然而，如图16所示，当AGC27的收敛完成时刻T5迟于AOC23c的收敛完成时刻T4时，在AOC收敛完成后，TIA21的输出振幅会因为AGC27的控制而发生变化，SB22的差动输出信号间发生失调，光接收器10c的波形变形变大。

因此，本实施方式的光接收器10c中，收敛状态检测电路25c基于AOC23c和AGC27双方的输出信号检测收敛状态，在双方收敛均完成后切换AOC23c的时间常数，从而可实现稳定且波形变形小的正常的接收波形。

下面结合图17、18、19，详细说明收敛状态检测电路25c的构造及动作。图17是表示本实施方式中收敛状态检测电路25c的电路构造的示例的框图。收敛状态检测电路25c是与实施方式1相同的收敛状态检测电路，具备：收敛状态检测电路25，即第1电路；收敛状态检测电路29，即第2电路，其根据AGC27的输出信号检测AGC27的收敛状态；AND电路26c，其将收敛状态检测电路25的输出信号及收敛状态检测电路29的输出信号作为输入，取逻辑与，生成AOC23c的时间常数切换控制信号。收敛状态检测电路29采用例如与实施方式1中说明的收敛状态检测电路25相同的构造，但采用AGC27输出的输出信号取代AOC输出信号作为输入。即，收敛状态检测电路29与后述的实施方式6的收敛状态检测电路25d构造相同，输入是AGC27输出的输出信号。这样，收敛状态检测电路29对AGC27输出的输出信号的变化进行检测。收敛状态检测电路29在从AGC27输出的输出信号有变化时输出LOW，在从AGC27输出的输出信号没有变化时输出HIGH。这样，AND电路26c在AOC输出信号和从AGC27输出的输出信号双方都没有检测出变化时，即AOC23c和AGC27均收敛完成时，输出HIGH即表示低速时间常数的值的时间常数切换控制信号。图17所示收敛状态检测电路25c的构造为一例，并非限定于此。

图18是用于说明AOC23c的收敛完成时刻T4早于AGC27的收敛完成时刻T5时的收敛状态检测电路25c的动作的时序图。将AGC27的输出信号、收敛状态检测电路29的输出信号、AOC23c的输出信号、收敛状态检测电路25的输出信号以及AND电路26c输出的时间常数切换控制信号之间的关系按照时间序列表示。

如图18所示，当AOC23c的收敛完成时刻T4早于AGC27的收敛完成时刻T5时，收敛状态检测电路25在早于收敛状态检测电路29的定时，即收敛完成时刻T4+ΔT的定时变为HIGH。然而，在收敛状态检测电路25c，通过取收敛状态检测电路25和收敛状态检测电路29的输出信号的逻辑与，从而在双方均为HIGH时将AOC23c的时间常数切换控制信号设为HIGH，因此即使AOC23c在AGC27之前收敛完成，仍然会维持高速时间常数。收敛状态检测电路25c在AGC27收敛完成的收敛完成时刻T5+ΔT，利用时间常数切换控制信号，将AOC23c的时间常数从高速时间常数切换为低速时间常数。这样，光接收器10c中，通过与AOC23c和AGC27同步地控制时间常数的切换，可实现稳定且波形变形小的正常的接收波形。

图19是用于说明AOC23c的收敛完成时刻T4迟于AGC27的收敛完成时刻T5时的收敛状态检测电路25c的动作的时序图。将AGC27的输出信号、收敛状态检测电路29的输出信号、AOC23c的输出信号、收敛状态检测电路25的输出信号以及AND电路26c输出的时间常数切换控制信号之间的关系按照时间序列表示。

如图19所示，当AOC23c的收敛完成时刻T4迟于AGC27的收敛完成时刻T5时，收敛状态检测电路29的输出信号在早于收敛状态检测电路25的输出信号的定时，即收敛完成时刻T5+ΔT的定时变为HIGH。即使在这种状态下，收敛状态检测电路25c在AOC23c收敛完成前，仍将输出表示高速时间常数的时间常数切换控制信号。收敛状态检测电路25c在AOC23c和AGC27都收敛完成的收敛完成时刻T4+ΔT，利用时间常数切换控制信号，将AOC23c的时间常数从高速时间常数切换为低速时间常数。这样，光接收器10c通过与AOC23c和AGC27同步地控制时间常数的切换,可实现稳定且波形变形小的正常的接收波形。

此外，也可具备放大电路3b以取代放大电路3c，在收敛状态检测电路25c，进一步从SD32b输入SD信号，与实施方式3同样，与SD信号也同步，进行切换时间常数的控制。此时，收敛状态检测电路25c还具备AND电路，该AND电路将AND电路26c的输出信号和SD信号作为输入，取逻辑与，生成时间常数切换控制信号。

本实施方式中，针对根据AOC23c和AGC27的收敛状态切换AOC23c的时间常数的控制进行说明，但并非限定于此。也可根据AOC23c和AGC27的收敛状态，进行切换AGC27的时间常数的控制，还可根据AOC23c和AGC27的收敛状态，进行切换AOC23c和AGC27双方的时间常数的控制。

如上述说明，根据本实施方式，光接收器10c中，将不仅与AOC23c同步，而且与AGC27也同步的收敛状态检测电路25c的输出信号用于时间常数切换控制信号。这样，能够在AOC收敛和AGC收敛均完成后从低速时间常数切换到高速时间常数，可实现稳定且波形变形小的正常的接收波形。

实施方式5.

在实施方式1中，说明了在AOC23的控制的收敛完成后，切换AOC23的时间常数的示例。光接收器有时不仅有AOC，还如上述那样具备AGC。这些AOC、AGC都是电压控制电路的一种，生成用于对TIA21输出的电压信号进行控制的输出信号。以上实施方式中说明的AOC的时间常数切换控制也适用于作为电压控制电路的AGC。实施方式5中，将说明在具备能够切换时间常数即具有时间常数切换功能的AGC时，在AGC的控制的收敛完成后进行AGC时间常数切换的示例。

图20是表示本实施方式的光接收器10d的电路构造的示例的框图。假设光接收器10d搭载于OLT，从与OLT共同构成光通信系统的ONU接收光信号。光接收器10d具备前置放大器2d和放大电路3d。前置放大器2d的构造除了具备可变电阻271、AOC23d、BUF28、AGC27a、收敛状态检测电路25d以取代实施方式1的前置放大器2的AOC23、收敛状态检测电路25之外，与实施方式1的前置放大器2相同。放大电路3d具备与实施方式1相同的LIA31。AOC23d是不具备时间常数切换功能的自动失调补偿电路，根据从SB22输出的差动输出信号，控制BUF28。BUF28采用AOC23d输出的输出信号取代AOC23c输出的输出信号来进行控制，其他与实施方式4的BUF28相同。以下，针对与实施方式1或实施方式4的不同点进行说明。除以下说明的点之外，本实施方式的构造以及动作与实施方式1或实施方式4相同。AGC27a是自动增益控制电路，通过控制与TIA21的反馈电阻并联连接的可变电阻271的电阻值，控制TIA21的转换增益。作为检测电路的收敛状态检测电路25d根据从AGC27a输出的输出信号的变化有无，生成用以切换AGC27a的时间常数的时间常数切换控制信号。

图21是表示本实施方式中AGC27a的构造例的框图。本实施方式的AGC27a具备：电阻272和电阻273、电容274，其构成积分器，该积分器根据作为输入信号的从TIA21输出的输出信号，检测作为直流电压的输出信号的平均电压值；时间常数切换开关部275，其根据时间常数切换控制信号，与电阻272并联连接，切换开放状态和短路状态；以及增益控制电路276，其将AGC输出信号向可变电阻271以及收敛状态检测电路25d输出，并具有使用复位信号的初始化功能，所述AGC信号是根据积分器输出的平均电压值生成的用于控制可变电阻271的控制信号。电阻272、273可以是相同值也可以是不同值。此外，在图21中，是通过由电阻和电容构成的积分器来实现根据TIA21的输出电压检测随输入电压而发生变化的信号的方法，但此为一例，并非限定于此。AGC27a的电路构造为一例，只要是能够进行不同时间常数控制的构造即可，不限定于图21的构造。此外，图21采用具有利用复位信号的初始化功能的构造，但此为一例，并非限定于此。

图22是表示本实施方式中收敛状态检测电路25d的构造例的图。收敛状态检测电路25d的构造采用例如与实施方式1中说明的收敛状态检测电路25相同的构造，不同点在于采用AGC输出信号取代AOC输出信号作为输入。收敛状态检测电路25d的动作原理与实施方式1的收敛状态检测电路25相同，故省略详细说明。本实施方式的Vref1、Vref2的值被设定用于AGC输出信号，可以和实施方式1的Vref1、Vref2的值不同。收敛状态检测电路25d在从AGC27a输出的AGC输出信号有变化时输出表示高速时间常数的LOW，在从AGC27a输出的输出信号没有变化时输出表示低速时间常数的HIGH。此外，各时间常数的极性可根据电路构造而不同，可以反转，因此并非限定于此。

与实施方式1同样，正相输入端子电压和反相输入端子电压的差电压为0时，求得高增益放大器251输出的电压，作为电压中心值Vcg。基准电压Vref1、Vref2是作为用于判断AGC输出信号有无变化的第1阈值电压、第2阈值电压的电压。基准电压Vref1高于电压中心值Vcg，基准电压Vref2低于电压中心值Vcg。当AGC输出信号与将该AGC输出信号延迟ΔT后得到的延迟电路输出信号之间的电压差在Vref2以上且Vref1以下时，收敛状态检测电路25d判断AGC输出信号没有变化，当低于Vref2或者超过Vref1时，判断AGC输出信号发生变化。

使用图23，说明光接收器10d的具体的时间常数的切换动作。图23是用于说明本实施方式中光接收器10d的时间常数切换动作的时序图。图23中，将输入至APD1的输入光信号、复位信号、TIA21的输出信号、高增益放大器输入信号、输入至迟滞比较器254、256的输入信号、迟滞比较器254的输出信号、迟滞比较器256的输出信号、收敛状态检测电路25d输出的时间常数切换控制信号之间的关系按照时间序列表示。

如图23所示，当利用复位信号指示复位时，AGC27a的控制被初始化。图23中未图示，但AOC23d的控制也会被初始化。即，AGC27a的输出信号被初始化。与实施方式2同样，收敛状态检测电路25d检测由于AGC27a的初始化而造成的AGC输出信号的变化，AGC27a的时间常数暂时切换为高速时间常数。然而，之后没有数据包输入，因此切换到低速时间常数，在开始输入数据包的时刻设定低速时间常数。因此，在没有数据包输入的期间，AGCA27a被设定为高速时间常数的时间段较短，同码连续容忍性的恶化少。

此外，在以上说明中，以从外部输入复位信号为例进行了说明，但没有复位信号输入时，也可适用本实施方式以及动作。在没有复位信号输入时，在图23的时序图中，在数据包输入前不进行AGC27a的控制输出信号的初始化。因此，收敛状态检测电路25d不检测AGC27a的控制输出信号的变化，不会产生暂时设定为高速时间常数的期间。其他没有复位信号输入时的动作与有复位信号输入时的动作相同。

此外，在图20中，以具备AOC23d和AGC27a为例进行了说明，在不具备AOC23d的情况下，与图20的示例相同，可在AGC的控制的收敛完成后，切换AGC的时间常数。

图24是表示本实施方式的不具备AOC23d的光接收器10e的电路构造的示例的框图。假设光接收器10e搭载于OLT，从与OLT共同构成光通信系统的ONU接收光信号。光接收器10e具备前置放大器2e和放大电路3e。前置放大器2e在构造上不具备实施方式6的前置放大器2d的AOC23d，除此之外与图20的前置放大器2d相同。图24所示的光接收器10e的时间常数切换动作与上述图22的构造例的收敛状态检测电路25d的动作相同。

如上所述，在本实施方式中，在AGC27a的控制收敛之后，将AGC27a的时间常数从高速时间常数切换至低速时间常数。这样，AGC27a可进行适当的转换增益的调整，可抑制接收波形的波形变形。

此外，作为变形例，如图25所示，在光接收器10f中，使AGC27a具有时间常数切换功能，来自AGC27a以及AOC23e的输出信号被输入至收敛状态检测电路25e。图25所示的光接收器10f具备放大电路3d和前置放大器2f。放大电路3d与图20的构造例中的放大电路3d相同。收敛状态检测电路25e与实施方式4的收敛状态检测电路25c相同，将来自AGC27a以及AOC23e的输出信号作为输入，输出时间常数切换控制信号。输出的时间常数切换控制信号被输入至AGC27a以及AOC23e。然后，图25的AGC27a以及AOC23e根据时间常数切换控制信号切换时间常数，从而可根据时间常数切换控制信号切换AGC27a和AOC23e双方的时间常数。如此，能够在AGC27a和AOC23e双方的控制都收敛之后，切换AGC27a和AOC23e双方的时间常数，可抑制接收波形的波形变形。此外，在图25的构造中，也可不从外部输入复位信号。此时，在数据包输入前不进行AGC27a以及AOC23e的控制输出信号的初始化。因此，收敛状态检测电路25e不检测AGC27a以及AOC23e的控制输出信号的变化，不会产生暂时设定为高速时间常数的期间。其他没有复位信号输入时的动作与有复位信号输入时的动作相同。

此外，图25中，也可不从收敛状态检测电路25e向AOC23e输入时间常数切换控制信号。如此，能够在AGC27a和AOC23e双方的控制都收敛之后，切换AGC27a的时间常数。此时，亦可不输入复位信号。

实施方式6.

在实施方式3中，说明了使用AOC输出信号和SD信号双方来切换AOC23的时间常数的示例，本实施方式中，说明使用AGC输出信号和SD信号的双方来切换AGC的时间常数的示例。

图26是表示本实施方式的光接收器10g的电路构造的示例的框图。假设光接收器10g搭载于OLT，从与OLT共同构成光通信系统的ONU接收光信号。光接收器10g具备前置放大器2g和放大电路3f。前置放大器2g的构造除了具备作为检测电路的收敛状态检测电路25f，取代实施方式5的收敛状态检测电路25d之外，与实施方式5的前置放大器2d相同。放大电路3f与实施方式3的放大电路3b相同。以下，针对与实施方式3或实施方式5的不同点进行说明。除以下说明的点之外，本实施方式的构造以及动作与实施方式3或实施方式5相同。

本实施方式的收敛状态检测电路25f中，输入为AGC输出信号以及SD信号这一点与实施方式3的收敛状态检测电路25b不同，但电路构造与收敛状态检测电路25b相同。将AGC输出信号以及SD信号取代实施方式3的AOC输出信号以及SD信号，输入至收敛状态检测电路25f。收敛状态检测电路25f在未检测出AGC输出信号的变化且根据SD信号检测出有从LIA31输出的差动输出信号时，输出表示低速时间常数的值作为时间常数切换控制信号，其他情况输出表示高速时间常数的值作为时间常数切换控制信号。

在以上说明中，以从外部输入复位信号为例进行了说明，作为变形例，没有复位信号输入时，也可适用本实施方式以及动作。和实施方式3同样，在本实施方式中，当未检测出AGC输出信号的变化且SD信号是表示有从LIA31输出的差动输出信号的值时，采用低速时间常数。因此，当不输入复位信号时，不会有在数据包输入前暂时设定低速时间常数的部分，一直是高速时间常数，但其他的时间常数切换动作和图23相同。

此外，实施方式5的图20所示构造以及实施方式5所述的各种变形例中，可在检测到ACG输出信号和AOC输出信号中至少一方收敛完成和发出SD这双方都满足时，输出表示设定低速时间常数的时间常数切换控制信号。

实施方式7.

下面针对具备实施方式1中说明的光接收器10的OLT、和具备OLT的光通信系统的构造进行说明。

图27是表示本实施方式的光通信系统60的构造例的图。光通信系统60由OLT50、ONU51、52、53构成。OLT50经由光星形耦合器以及作为传输路径的光纤，与ONU51、52、53连接。ONU的数目是3个，但仅为一例，并非限定于此。

作为光终端装置的OLT50具备光接收器10。通过光接收器10进行实施方式1中说明的自动失调补偿等动作，从而OLT50中，可针对来自位于不同距离的ONU51、52、53的光信号，实现稳定且波形变形小的正常的接收波形。在图27的光通信系统60中，OLT50是具备光接收器10的构造，但亦可取代光接收器10，具备光接收器10a、10b、10c、10d、10e、10f以及上述实施方式中说明的各变形例的光接收器。

符号说明

1 APD、2，2a，2b，2c，2d，2e，2f，2g 前置放大器、3，3b，3c，3d，3e，3f 放大电路、10，10a，10b，10c，10d，10e，10f 光接收器、21 TIA、22 SB、23，23a，23c，23d AOC、24，24a 电流源、25，25b，25c，25d，25e，25f，29 收敛状态检测电路、26，26c AND电路、27，27a AGC、28BUF、31 LIA、32，32b SD、50 OLT、51，52，53ONU、60 光通信系统、251 高增益放大器、252 延迟电路、253，255基准电压源、254，256 迟滞比较器、257 AND电路、271 可变电阻。

Claims (22)

1.一种光接收器，其特征在于，具备：

光电流转换元件，其将输入光信号转换为电流信号；

转换放大器，其将从所述光电流转换元件输出的电流信号转换为电压信号；

电压控制电路，其具有时间常数切换功能，生成用于控制所述电压信号的输出信号；及

检测电路，其在根据所述输出信号检测出所述电压控制电路的收敛完成后，将时间常数切换控制信号向所述电压控制电路输出，所述时间常数切换控制信号用于将所述电压控制电路的时间常数从第1时间常数向大于所述第1时间常数的第2时间常数切换。

2.如权利要求1所述的光接收器，其特征在于，

所述电压控制电路根据来自外部的复位信号，将所述电压控制电路的所述输出信号初始化。

3.如权利要求1所述的光接收器，其特征在于，

所述检测电路生成表示所述输出信号和将所述输出信号延迟规定时间后得到的信号之间的电压差的信号，在生成的信号超过第1阈值电压或者低于比所述第1阈值电压小的第2阈值电压时，将表示设定为所述第1时间常数的第1值的所述时间常数切换控制信号输出到所述电压控制电路，在所述生成的信号为第1阈值电压以下且在所述第2阈值电压以上时，将表示设定为所述第2时间常数的第2值的所述时间常数切换控制信号输出到所述电压控制电路。

4.如权利要求2所述的光接收器，其特征在于，

所述检测电路生成表示所述输出信号和将所述输出信号延迟规定时间后得到的信号之间的电压差的信号，在生成的信号超过第1阈值电压或者低于比所述第1阈值电压小的第2阈值电压时，将表示设定为所述第1时间常数的第1值的所述时间常数切换控制信号输出到所述电压控制电路，在所述生成的信号为第1阈值电压以下且在所述第2阈值电压以上时，将表示设定为所述第2时间常数的第2值的所述时间常数切换控制信号输出到所述电压控制电路。

5.如权利要求3所述的光接收器，其特征在于，

所述检测电路具备：

延迟电路，其生成将所述输出信号延迟规定时间后得到的延迟信号；

高增益放大器，其放大所述输出信号和所述延迟信号的差；

第1基准电压源，其生成电压值为所述第1阈值电压的第1固定电压信号；

第2基准电压源，其生成电压值为所述第2阈值电压的第2固定电压信号；

第1迟滞比较器，其将所述高增益放大器的输出信号的电压与所述第1固定电压信号的电压进行比较，判断所述高增益放大器的输出信号电压是否较高，并输出判断结果；

第2迟滞比较器，其将所述高增益放大器的输出信号的电压与所述第2固定电压信号的电压进行比较，判断所述高增益放大器的输出信号电压是否较低，并输出判断结果；及

运算电路，该运算电路在从所述第1迟滞比较器输出的判断结果表示所述高增益放大器的输出信号的电压高于所述第1固定电压信号时，或者从所述第2迟滞比较器输出的判断结果表示所述高增益放大器的输出信号的电压低于所述第2固定电压信号时，向所述电压控制电路输出所述第1值的所述时间常数切换控制信号，在从所述第1迟滞比较器输出的判断结果表示所述高增益放大器的输出信号的电压在所述第1固定电压信号以下，且从所述第2迟滞比较器输出的判断结果表示所述高增益放大器的输出信号的电压在所述第2固定电压信号以上时，向所述电压控制电路输出所述第2值的所述时间常数切换控制信号。

6.如权利要求1至5中任一项所述的光接收器，其特征在于，

将所述转换放大器作为第1放大器，

该光接收器还具备：

第2放大器，其将从所述第1放大器输出的电压信号进行波形整形并输出；及

信号检测器，其检测有无从所述第2放大器输出的信号，

所述检测电路在检测出所述电压控制电路的收敛完成后且所述信号检测器中检测出没有从所述第2放大器输出的信号时，向所述电压控制电路输出用于将所述电压控制电路的时间常数从所述第1时间常数切换为所述第2时间常数的时间常数切换控制信号。

7.如权利要求1至5中任一项所述的光接收器，其特征在于，

所述电压控制电路是对所述转换放大器的差动输出间的失调电压进行补偿的自动失调补偿电路。

8.如权利要求1至5中任一项所述的光接收器，其特征在于，

所述电压控制电路是对所述转换放大器的转换增益进行调整的自动失调补偿电路。

9.一种光接收器，其特征在于，具备：

光电流转换元件，其将输入光信号转换为电流信号；

转换放大器，其将从所述光电流转换元件输出的电流信号转换为电压信号；

自动失调补偿电路，其具有时间常数切换功能，输出用于补偿所述转换放大器的差动输出间的失调电压的第1输出信号；

自动增益控制电路，其具有时间常数切换功能，输出用于调整所述转换放大器的转换增益的第2输出信号；及

检测电路，其在根据所述第1输出信号以及所述第2输出信号，检测出所述自动失调补偿电路中失调电压的补偿的收敛完成以及所述自动增益控制电路中转换增益的调整的收敛完成后，向所述自动失调补偿电路或所述自动增益控制电路、或所述自动失调补偿电路以及所述自动增益控制电路输出用于从第1时间常数切换至大于所述第1时间常数的第2时间常数的时间常数切换控制信号。

10.如权利要求9所述的光接收器，其特征在于，

所述自动增益控制电路具有时间常数切换功能，

所述检测电路在根据所述第1输出信号以及所述第2输出信号，检测出所述自动失调补偿电路中失调电压的补偿的收敛完成以及所述自动增益控制电路中转换增益的调整的收敛完成后，进一步向所述自动增益控制电路输出用于从第1时间常数切换至大于所述第1时间常数的第2时间常数的时间常数切换控制信号。

11.如权利要求9或10所述的光接收器，其特征在于，

所述自动失调补偿电路根据来自外部的复位信号，将所述第1输出信号初始化，所述自动增益控制电路根据所述复位信号，将所述第2输出信号初始化。

12.如权利要求9或10所述的光接收器，其特征在于，

所述检测电路具备：

第1电路，其将所述第1输出信号作为输入，检测所述第1输出信号的变化；及

第2电路，其将所述第2输出信号作为输入，检测所述第2输出信号的变化，

在利用所述第1电路未检测出所述第1输出信号的变化且利用所述第2电路未检测出所述第2输出信号的变化时，输出表示设定为所述第1时间常数的第1值的所述时间常数切换控制信号，在利用所述第1电路检测出所述第1输出信号的变化时或者利用所述第2电路检测出所述第2输出信号的变化时，输出表示设定为所述第2时间常数的第2值的所述时间常数切换控制信号。

13.如权利要求9或10所述的光接收器，其特征在于，

将所述转换放大器作为第1放大器，

该光接收器还具备：

第2放大器，其将从所述第1放大器输出的电压信号进行波形整形并输出；及

信号检测器，其检测有无从所述第2放大器输出的信号，

所述检测电路在根据所述第1输出信号以及所述第2输出信号，检测出所述自动失调补偿电路中失调电压的补偿的收敛完成以及所述自动增益控制电路中转换增益的调整的收敛完成后，且所述信号检测器中检测出有从所述第2放大器输出的信号时，输出用于将时间常数从所述第1时间常数切换为所述第2时间常数的时间常数切换控制信号。

14.一种光接收器，其特征在于，具备：

光电流转换元件，其将输入光信号转换为电流信号；

转换放大器，其将从所述光电流转换元件输出的电流信号转换为电压信号；

自动失调补偿电路，其输出用于补偿所述转换放大器的差动输出间的失调电压的第1输出信号；

自动增益控制电路，其具有时间常数切换功能，输出用于调整所述转换放大器的转换增益的第2输出信号；及

检测电路，其在根据所述第1输出信号以及所述第2输出信号，检测出所述自动失调补偿电路中失调电压的补偿的收敛完成以及所述自动增益控制电路中转换增益的调整的收敛完成后，向所述自动增益控制电路输出用于从第1时间常数切换至大于所述第1时间常数的第2时间常数的时间常数切换控制信号。

15.如权利要求14所述的光接收器，其特征在于，

所述自动失调补偿电路根据来自外部的复位信号，将所述第1输出信号初始化，所述自动增益控制电路根据所述复位信号，将所述第2输出信号初始化。

16.如权利要求14或15所述的光接收器，其特征在于，

所述检测电路具备：

第1电路，其将所述第1输出信号作为输入，检测所述第1输出信号的变化；及

第2电路，其将所述第2输出信号作为输入，检测所述第2输出信号的变化，

在利用所述第1电路未检测出所述第1输出信号的变化且利用所述第2电路未检测出所述第2输出信号的变化时，输出表示设定为所述第1时间常数的第1值的所述时间常数切换控制信号，在利用所述第1电路检测出所述第1输出信号的变化时或者利用所述第2电路检测出所述第2输出信号的变化时，输出表示设定为所述第2时间常数的第2值的所述时间常数切换控制信号。

17.如权利要求14或15所述的光接收器，其特征在于，

将所述转换放大器作为第1放大器，

该光接收器还具备：

第2放大器，其将从所述第1放大器输出的电压信号进行波形整形并输出；及

信号检测器，其检测有无从所述第2放大器输出的信号，

所述检测电路在根据所述第1输出信号以及所述第2输出信号，检测出所述自动失调补偿电路中失调电压的补偿的收敛完成以及所述自动增益控制电路中转换增益的调整的收敛完成后，且所述信号检测器中检测出有从所述第2放大器输出的信号时，输出用于将时间常数从所述第1时间常数切换为所述第2时间常数的时间常数切换控制信号。

18.一种光接收器，其特征在于，具备：

光电流转换元件，其将输入光信号转换为电流信号；

第1放大器，其将从所述光电流转换元件输出的电流信号转换为电压信号；

第2放大器，其将从所述第1放大器输出的电压信号进行波形整形并输出，

自动失调补偿电路，其具有时间常数切换功能，补偿所述第1放大器的差动输出间的失调电压；及

收敛状态检测电路，其在检测出所述自动失调补偿电路中的补偿的收敛完成后，向所述自动失调补偿电路输出用于从第1时间常数切换至大于所述第1时间常数的第2时间常数的时间常数切换控制信号。

19.一种光接收器，其特征在于，具备：

光电流转换元件，其将输入光信号转换为电流信号；

第1放大器，其将从所述光电流转换元件输出的电流信号转换为电压信号；

第2放大器，其将从所述第1放大器输出的电压信号进行波形整形并输出，

自动增益控制电路，其具有时间常数切换功能，自动调整所述第1放大器的转换增益；及

收敛状态检测电路，其在检测出所述自动增益控制电路中的自动调整的收敛完成后，向所述自动增益控制电路输出用于从第1时间常数切换至大于所述第1时间常数的第2时间常数的时间常数切换控制信号。

20.一种光接收器，其特征在于，具备：

光电流转换元件，其将输入光信号转换为电流信号；

第1放大器，其将从所述光电流转换元件输出的电流信号转换为电压信号；

第2放大器，其将从所述第1放大器输出的电压信号进行波形整形并输出，

自动失调补偿电路，其具有时间常数切换功能，自动补偿所述第1放大器的差动输出间的失调电压；

自动增益控制电路，其具有时间常数切换功能，自动调整所述第1放大器的转换增益；及

收敛状态检测电路，其在检测出所述自动失调补偿电路中的自动补偿的收敛完成以及所述自动增益控制电路中的自动调整的收敛完成后，向所述自动失调补偿电路或所述自动增益控制电路、或所述自动失调补偿电路以及所述自动增益控制电路输出用于从第1时间常数切换至大于所述第1时间常数的第2时间常数的时间常数切换控制信号。

21.一种光终端装置，具备如权利要求1至20中任一项所述的光接收器。

22.一种光通信系统，具备如权利要求21所述的光终端装置。